JPS6182218A - バンドギヤツプ基準のための非直線性を修正する回路 - Google Patents
バンドギヤツプ基準のための非直線性を修正する回路Info
- Publication number
- JPS6182218A JPS6182218A JP60140112A JP14011285A JPS6182218A JP S6182218 A JPS6182218 A JP S6182218A JP 60140112 A JP60140112 A JP 60140112A JP 14011285 A JP14011285 A JP 14011285A JP S6182218 A JPS6182218 A JP S6182218A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- circuit
- emitter
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、バンドギャップ基準回路、モノリシック集積
回路として製造されたバンドギャップ基準回路、そして
特に、このようなバンドギャップ基準回路に関連した非
直線的なＴ１ｎＴエラー項を修正する回路に係る。
回路として製造されたバンドギャップ基準回路、そして
特に、このようなバンドギャップ基準回路に関連した非
直線的なＴ１ｎＴエラー項を修正する回路に係る。
従来の技術
Ａ／Ｄコンバータや、Ｄ／Ａコンバータや、温度センサ
や、測定装置や、電圧レギュレータのような種々の装置
は、その精度を確保するために基準回路を用いている。
や、測定装置や、電圧レギュレータのような種々の装置
は、その精度を確保するために基準回路を用いている。
典型的に、基準回路は、２つの形式の一方、即ち、バン
ドギャップ基準回路か、ツェナー基準回路である。
ドギャップ基準回路か、ツェナー基準回路である。
ツェナーダイオード基準回路は、約７ボルトのブレーク
ダウン電圧に対して適当な作動レンジを得るためにおそ
らく１０ボルトの電圧を必要とする。然し乍ら、マイク
ロエレクトロニック産業では、電源電圧を下げると共に
、単一の５ボルト電源に標準化しようとする傾向にある
。その結果、ツェナー基７（６回路を用いるのに適した
用途の数が減少されると同時に、正確な基準回路が要求
される。バンドギャップ基準回路は、単一の５ポル１〜
電源についての精度及び作動性の両方の要件を満たすこ
とのできるこの種の主たる回路であると考えられる。
ダウン電圧に対して適当な作動レンジを得るためにおそ
らく１０ボルトの電圧を必要とする。然し乍ら、マイク
ロエレクトロニック産業では、電源電圧を下げると共に
、単一の５ボルト電源に標準化しようとする傾向にある
。その結果、ツェナー基７（６回路を用いるのに適した
用途の数が減少されると同時に、正確な基準回路が要求
される。バンドギャップ基準回路は、単一の５ポル１〜
電源についての精度及び作動性の両方の要件を満たすこ
とのできるこの種の主たる回路であると考えられる。
然し乍ら、バンドギャップ基準回路についての精度要求
は、換言すれば、温度係数について予想できる直線性を
得るという益々厳しくなる要求である。
は、換言すれば、温度係数について予想できる直線性を
得るという益々厳しくなる要求である。
この点については、現在の一般的なバンドギャップ基準
回路及びその出力の近似について考串することが有用で
あろう。第１図は、比較的簡単で然も比較的精度の高い
バンドギャップ基準回路１−ｏ（プロコ−（Ｂｒｏｋａ
ｔｙ）セル）の形態でこのような基準回路を概略的に示
している。
回路及びその出力の近似について考串することが有用で
あろう。第１図は、比較的簡単で然も比較的精度の高い
バンドギャップ基準回路１−ｏ（プロコ−（Ｂｒｏｋａ
ｔｙ）セル）の形態でこのような基準回路を概略的に示
している。
このプロコ−セル１０においては、抵抗Ｒ１及びＲ２並
びに演算増幅器Ａ１が、ＮＰＮＩ−ランジスタＱ１及び
Ｑ２を同じコレクタ電流レベルにおいて作動させるよう
に構成される。更に、トランジスタＱ１及びＱ２のエミ
ッタ接合領域の比Ａは、これらトランジスタＱ１及びＱ
２が同じコレクタ電流レベルで作動する時にトランジス
タＱ１のベース−エミッタ電圧ＶＢｅがトランジスタＱ
２のベース−エミッタ電圧よりも小さい所定の値となる
ように、例えば、１０とされる。更に、抵抗Ｒ３の電圧
降下ＶＲ３は、単に、トランジスタＱ１及びＱ２のベー
ス−エミッタ電圧間の差ΔＶＢｅとされる。良く知られ
ているように、このような差電圧は、絶対温度に比例し
、即ち、’ＰＴＡＴ’電圧であって、これは次のように
表わされる。
びに演算増幅器Ａ１が、ＮＰＮＩ−ランジスタＱ１及び
Ｑ２を同じコレクタ電流レベルにおいて作動させるよう
に構成される。更に、トランジスタＱ１及びＱ２のエミ
ッタ接合領域の比Ａは、これらトランジスタＱ１及びＱ
２が同じコレクタ電流レベルで作動する時にトランジス
タＱ１のベース−エミッタ電圧ＶＢｅがトランジスタＱ
２のベース−エミッタ電圧よりも小さい所定の値となる
ように、例えば、１０とされる。更に、抵抗Ｒ３の電圧
降下ＶＲ３は、単に、トランジスタＱ１及びＱ２のベー
ス−エミッタ電圧間の差ΔＶＢｅとされる。良く知られ
ているように、このような差電圧は、絶対温度に比例し
、即ち、’ＰＴＡＴ’電圧であって、これは次のように
表わされる。
Ｔ
ΔＶＢｅ＝ −Ｉｎ Ａ （１）但
し、Ａは、トランジスタＱ１及びＱ２の選択された電流
密度の比であり、換言すれば、トランジスタＱ１及びＱ
２のエミッタ接合領域の比である（これらトランジスタ
が同じ電流レベルで作動するので）。更に、ｉ、＝＝ｉ
□＋１２＝２ｉ、であるから、抵抗電圧分割器Ｒ４及び
Ｒ３に対する電圧降下の比ＶＲ４／ＶＲ３は、Ｇ ＝
ＶＲ４／ＶＲ３＝ ２ Ｒ４／Ｒ３で与えられる。
し、Ａは、トランジスタＱ１及びＱ２の選択された電流
密度の比であり、換言すれば、トランジスタＱ１及びＱ
２のエミッタ接合領域の比である（これらトランジスタ
が同じ電流レベルで作動するので）。更に、ｉ、＝＝ｉ
□＋１２＝２ｉ、であるから、抵抗電圧分割器Ｒ４及び
Ｒ３に対する電圧降下の比ＶＲ４／ＶＲ３は、Ｇ ＝
ＶＲ４／ＶＲ３＝ ２ Ｒ４／Ｒ３で与えられる。
又、トランジスタＱ２のベースに現われる基準出力電圧
ｖｏｕｔは、トランジスタＱ２のベース−エミッタ電圧
ＶＢｅと、ＶＨ４との和である。このＶＨ４はＶＨ２の
倍数でありそしてＶＨ２は温度に依存する（ＰＴＡＴ）
電圧であるから、Ｖｏｕｔは、次のように表わされる。
ｖｏｕｔは、トランジスタＱ２のベース−エミッタ電圧
ＶＢｅと、ＶＨ４との和である。このＶＨ４はＶＨ２の
倍数でありそしてＶＨ２は温度に依存する（ＰＴＡＴ）
電圧であるから、Ｖｏｕｔは、次のように表わされる。
Ｖ ｏｕｔ； ＝ Ｖ Ｉｌｅ ＋ Ｖ Ｒ４＝ ＶＢ
ｅ＋ Ｇ ＶＨ２ 実際には、少なくとも第１の近似として、上記（２）式
の第２項の正の温度係数が、その第１項（ＶＢｅ）の負
の温度係数に一致し、ひいては、これを打ち消すように
比Ｒ４／Ｒ３が選択された場合に、比較的正確で且つ安
定した基準出力電圧■ｏｕｔを得ることができる。
ｅ＋ Ｇ ＶＨ２ 実際には、少なくとも第１の近似として、上記（２）式
の第２項の正の温度係数が、その第１項（ＶＢｅ）の負
の温度係数に一致し、ひいては、これを打ち消すように
比Ｒ４／Ｒ３が選択された場合に、比較的正確で且つ安
定した基準出力電圧■ｏｕｔを得ることができる。
発明が解決しようとする問題点
上記の回路では比較的正確な出力が得られるが、バンド
ギャップ基準回路の出力に温度にょる歪を招く原因が潜
在的に２つある。
ギャップ基準回路の出力に温度にょる歪を招く原因が潜
在的に２つある。
第１の原因は、バンドギャップ基準回路に拡散抵抗器を
使用することに関連している。これらの拡散抵抗器は、
温度係数が非常に高くて、約１０００ないし３０００Ｐ
ＰＭ／℃であり、これが基準電圧に相当の歪をもたらす
。然し乍ら、これら抵抗器に関連した非直線性は、温度
係数が非常に小さいニクロム又はシフロム抵抗器のよう
な薄膜抵抗器を用いることによって大幅に除去すること
ができる。
使用することに関連している。これらの拡散抵抗器は、
温度係数が非常に高くて、約１０００ないし３０００Ｐ
ＰＭ／℃であり、これが基準電圧に相当の歪をもたらす
。然し乍ら、これら抵抗器に関連した非直線性は、温度
係数が非常に小さいニクロム又はシフロム抵抗器のよう
な薄膜抵抗器を用いることによって大幅に除去すること
ができる。
バンドギャップ基準回路に非直線性をもたらす第２のそ
して現在最も解決困難とされている原因は、一般式Ｔｌ
ｎＴで表わされる固有のエラー類によるものである。
して現在最も解決困難とされている原因は、一般式Ｔｌ
ｎＴで表わされる固有のエラー類によるものである。
このエラーは、バンドギャップ電圧基準の出力電圧につ
いての完全な式において明らかである。即ち、 ｑ Ｔｏ ＢｅｏＴ。
いての完全な式において明らかである。即ち、 ｑ Ｔｏ ＢｅｏＴ。
ｑ Ｉｃｏ ｑ Ｔ。
温度係数は、温度に対して導関数を求めることによって
得られる。即ち、 ｄｔ ｑ Ｔｏ Ｔ。
得られる。即ち、 ｄｔ ｑ Ｔｏ Ｔ。
ｑ Ｔ ｑ ＴＯ
ｑ Ｉｃ。
但し、
Ｃ１＝定数、
Ｋ ＝ボルツマン定数、
ｑ ＝電子の電荷、
Ｖｇｏ −シリコンの推定バンドギャップ電圧、Ｔｏ
＝Ｖｒｌｅｏを測定する温度、ｖＢｅｏ＝温度ＴＯ
においてコレクタ電流Ｉｃ。
＝Ｖｒｌｅｏを測定する温度、ｖＢｅｏ＝温度ＴＯ
においてコレクタ電流Ｉｃ。
で測定したシリコントランジスタの
ベース−エミッタ電圧、
Ｉｃ ＝Ｉ〜ランジスタのコレクタ作動電流（通常、
温度の関数） ｎ 一定数〜２そして ＝１１− Ｔ ＝ケルビン温度。
温度の関数） ｎ 一定数〜２そして ＝１１− Ｔ ＝ケルビン温度。
上記の導関数では、最後の２つの項を除く全ての項が、
温度に拘りないものである。実際には、全ての項の和を
、室温においてゼロに等しくして、基準のゼロ温度係数
を近似することができる。然し乍ら、最後の２つの項に
より、温度係数は、全ての温度においてゼロにならない
。
温度に拘りないものである。実際には、全ての項の和を
、室温においてゼロに等しくして、基準のゼロ温度係数
を近似することができる。然し乍ら、最後の２つの項に
より、温度係数は、全ての温度においてゼロにならない
。
特に、上記（４）式の最後から２つ目の項（ｎＫ／ｑ）
］、ｎ （Ｔ／Ｔｏ）について考える。
］、ｎ （Ｔ／Ｔｏ）について考える。
−５５°Ｃ１２５℃及び１２５℃では、この項が、−４
９μ■／℃、０、及び＋４９μ■／℃という値をとる。
９μ■／℃、０、及び＋４９μ■／℃という値をとる。
これは、−５５℃から＋１２５℃の範囲にわたって基準
温度係数が９８μ■／℃シフトすることを表わしている
。基準電圧自体は、約１゜２ボルトであり、これは、基
準ドリフｌ〜において約８２ＰＰＭ／℃のシフトを招く
と共に、高精度広温度範囲の使用目的における基本バン
ドギャップの有効性を制限する。
温度係数が９８μ■／℃シフトすることを表わしている
。基準電圧自体は、約１゜２ボルトであり、これは、基
準ドリフｌ〜において約８２ＰＰＭ／℃のシフトを招く
と共に、高精度広温度範囲の使用目的における基本バン
ドギャップの有効性を制限する。
もう１つの非直線順（Ｋ／ｑ）ｉｎ（Ｉｃ／Ｉｃｏ）は
、信号が反転されるために、最初の非直線順を＝１２− 打ち消すのに使用できる。Ｉ ｃ＝ Ｉ ｃｏ（Ｔ ／
Ｔｏ）である時に完全な打消が得られる。トランジス
タの作動電流に対するこの累乗式は、バンドギャップ基
準回路の非直線性を修正する１つの方法を表わしている
が、この修正を行なうに必要な回路は複雑であり、大幅
に変化する作動電流によって回路の作動に問題を招く。
、信号が反転されるために、最初の非直線順を＝１２− 打ち消すのに使用できる。Ｉ ｃ＝ Ｉ ｃｏ（Ｔ ／
Ｔｏ）である時に完全な打消が得られる。トランジス
タの作動電流に対するこの累乗式は、バンドギャップ基
準回路の非直線性を修正する１つの方法を表わしている
が、この修正を行なうに必要な回路は複雑であり、大幅
に変化する作動電流によって回路の作動に問題を招く。
米国カリフォルニア州パサデナにおいて１９８２年５月
１日に出版された「サーキッ１〜・アンド・システムズ
・コンフェレンス（Ｃｉｒｃｕｉ、ｔｓ ａｎｄＳｙｓ
ｔｅｍｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）Ｊに掲載の［新規な
セ氏温度センサ（Ａ Ｎｅｗ Ｃｅ］、５ｉｕｓ Ｔｅ
ｍｐｅｒａｔｕｒｅ ５ｅｎｓｏｒ）Ｊと題するピース
（Ｐｅａｓｅ）氏著の温度センサ回路にはパラボラ状の
修正回路が使用されている。このセンサは、Ｔ１ｎＴと
いう非直線性の項を修正するために本出願人によって開
発されたＴ２発生回路を使用している。このＴ２発生回
路が第２図にシステム２０として示されている。簡単に
説明すれば、絶対温度に比例する電Ｉｆ （Ｉ Ｐ Ｔ
ＡＴ）がトランジスタの１及びＱ２に送られ、一方、ト
ランジスタＱ３に向かって加えられる電流は、温度に対
して一定である。その関係は、１−ランジスタＱ４に流
れる修正電流■４が積（ＩＩＸＬ２）／■３となるよう
な関係である。但し、Ｔ１及びＴ２は、１−ランジスタ
Ｑ１及びＱ２に流れる電ｄｔ■Ｐ Ｔ Ａ、 Ｔであり
そしてＴ３は、トランジスタＱ３に流れる電流である。
１日に出版された「サーキッ１〜・アンド・システムズ
・コンフェレンス（Ｃｉｒｃｕｉ、ｔｓ ａｎｄＳｙｓ
ｔｅｍｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）Ｊに掲載の［新規な
セ氏温度センサ（Ａ Ｎｅｗ Ｃｅ］、５ｉｕｓ Ｔｅ
ｍｐｅｒａｔｕｒｅ ５ｅｎｓｏｒ）Ｊと題するピース
（Ｐｅａｓｅ）氏著の温度センサ回路にはパラボラ状の
修正回路が使用されている。このセンサは、Ｔ１ｎＴと
いう非直線性の項を修正するために本出願人によって開
発されたＴ２発生回路を使用している。このＴ２発生回
路が第２図にシステム２０として示されている。簡単に
説明すれば、絶対温度に比例する電Ｉｆ （Ｉ Ｐ Ｔ
ＡＴ）がトランジスタの１及びＱ２に送られ、一方、ト
ランジスタＱ３に向かって加えられる電流は、温度に対
して一定である。その関係は、１−ランジスタＱ４に流
れる修正電流■４が積（ＩＩＸＬ２）／■３となるよう
な関係である。但し、Ｔ１及びＴ２は、１−ランジスタ
Ｑ１及びＱ２に流れる電ｄｔ■Ｐ Ｔ Ａ、 Ｔであり
そしてＴ３は、トランジスタＱ３に流れる電流である。
即ち、■４〜ＩＰＴＡＴ２〜Ｔ２である。このＴ２歪補
償回路は、温度センサ回路に追加するように構成される
。然し乍ら、このＴ２歪補償回路２０は、真のバンドギ
ャップ修正回路ではないことに注意されたい。回路２０
は、本出願人が知っている最も簡単でおそらく最も効果
的なＴ２温度歪補償回路であり且つ１２項は、バンドギ
ャップ基準回路のエラー項を近似するが、バンドギャッ
プ基準回路は、尚も、特に低い温度において１２項から
ずれる。その結果、バンドギャップの非直線性について
は、実数のＴｌ、ｎＴ項を用いることによって全体的に
より優れた修正が与えられる。
償回路は、温度センサ回路に追加するように構成される
。然し乍ら、このＴ２歪補償回路２０は、真のバンドギ
ャップ修正回路ではないことに注意されたい。回路２０
は、本出願人が知っている最も簡単でおそらく最も効果
的なＴ２温度歪補償回路であり且つ１２項は、バンドギ
ャップ基準回路のエラー項を近似するが、バンドギャッ
プ基準回路は、尚も、特に低い温度において１２項から
ずれる。その結果、バンドギャップの非直線性について
は、実数のＴｌ、ｎＴ項を用いることによって全体的に
より優れた修正が与えられる。
不都合なことに、これまで非直線性の問題については、
はとんど関心が向けられていない。唯−知られているも
のは、Ｔ１ｎＴ項を発生するのに使用される回路が、バ
ンドキャップ基準回路及び修正回路と共にＡ 、／ Ｄ
コンバータを含んだものである。修正回路は、複雑であ
り、本発明の目的である比較的簡単で然も効果的な歪修
正回路とは本質的に拘りないものである。
はとんど関心が向けられていない。唯−知られているも
のは、Ｔ１ｎＴ項を発生するのに使用される回路が、バ
ンドキャップ基準回路及び修正回路と共にＡ 、／ Ｄ
コンバータを含んだものである。修正回路は、複雑であ
り、本発明の目的である比較的簡単で然も効果的な歪修
正回路とは本質的に拘りないものである。
従って、若干の例外を除けば、バンドギャップ基準回路
に対して利用できる歪修正回路はない。
に対して利用できる歪修正回路はない。
これにより、不都合なことに、温度係数自体が温度の関
数となるために、基準回路で得られる最小温度係数が非
直線性のＴ１．ｎＴエラー項により制限される。温度ド
リフ１へに対するバンドギャップ基準回路性能の顕著な
改善は、この非直線順をなくすことによって達成される
。
数となるために、基準回路で得られる最小温度係数が非
直線性のＴ１．ｎＴエラー項により制限される。温度ド
リフ１へに対するバンドギャップ基準回路性能の顕著な
改善は、この非直線順をなくすことによって達成される
。
問題点を解決するための手段
本発明の目的は、Ｔｌ、ｎＴという式で表わされる出力
電流を発生する回路及び方法を提供することである。
電流を発生する回路及び方法を提供することである。
本発明の別の目的は、一般式Ｔ１ｎＴで表わされる歪修
正電流を与えるように従来のバンドギャップ基準回路に
容易にインターフェイス及び／又は組み込むことができ
る回路及びその方法を提供することである。
正電流を与えるように従来のバンドギャップ基準回路に
容易にインターフェイス及び／又は組み込むことができ
る回路及びその方法を提供することである。
本発明の更に別の目的は、一般のｌ−ランジスタパラメ
ータの選択によって非直線成分を直線成分に対して最適
化するように上記形式の歪修正電流を発生する回路及び
方法を提供することである。
ータの選択によって非直線成分を直線成分に対して最適
化するように上記形式の歪修正電流を発生する回路及び
方法を提供することである。
本発明の更に別の目的は、一般式Ｔ１ｎＴで表わされる
歪修正電流を与えるように従来のバンドギャップ基準回
路に容易にインターフェイス及び／又は組み込むことが
できると共に、バイポーラトランジスタの一般のベース
−エミッタ差電流によって修正電流を形成しそしてバイ
ポーラトランジスタのコレクタ電流及びエミッタ領域の
比の選択によって電流の非直線成分対直線成分の比を最
適化するような出力電流発生回路及び方法を提供するこ
とである。
歪修正電流を与えるように従来のバンドギャップ基準回
路に容易にインターフェイス及び／又は組み込むことが
できると共に、バイポーラトランジスタの一般のベース
−エミッタ差電流によって修正電流を形成しそしてバイ
ポーラトランジスタのコレクタ電流及びエミッタ領域の
比の選択によって電流の非直線成分対直線成分の比を最
適化するような出力電流発生回路及び方法を提供するこ
とである。
上記及び他の目的は、１つの実施例においては、一対の
第１及び第２のバイポーラトランジスタを具備していて
、これらＩ−ランジスタが各々そのコレクタにおいて温
度に正比例する電流■１と、電流■２とを受は取るよう
にされた回路によって達成される。」二記トランジスタ
のベースは、これらの間に式Ｔ１ｎＴで表わされる電流
を与えるように、選択された抵抗にまたがって接続され
る。
第１及び第２のバイポーラトランジスタを具備していて
、これらＩ−ランジスタが各々そのコレクタにおいて温
度に正比例する電流■１と、電流■２とを受は取るよう
にされた回路によって達成される。」二記トランジスタ
のベースは、これらの間に式Ｔ１ｎＴで表わされる電流
を与えるように、選択された抵抗にまたがって接続され
る。
好ましい実施例では、必要な温度比例性を有する第１電
流と、本質的にゼロの温度係数を有する第２電流とを供
給する電流発生器によってコレクタ電流が確立される。
流と、本質的にゼロの温度係数を有する第２電流とを供
給する電流発生器によってコレクタ電流が確立される。
上記回路は、第３のバイポーラトランジスタを具備し、
そのベース及びエミッタは、第１１−ランジスタのコレ
クタ及びベースにまたがって接続され、式Ｔ１ｎＴで表
わされる出力電流が第３トランジスタに発生される。
そのベース及びエミッタは、第１１−ランジスタのコレ
クタ及びベースにまたがって接続され、式Ｔ１ｎＴで表
わされる出力電流が第３トランジスタに発生される。
更に別の実施例では、本発明は、第１及び第２部分を結
合して具備する。第１部分は、実質的に温度の直線関数
である出力を発生するバンドギャップ基準回路を備え、
この基準回路は、ベース電圧とエミッタ電圧の差に基づ
いて出力を発生する第１対のバイポーラトランジスタと
、このトランジスタ対のベースに接続された出力及び反
転入力を有する増幅フィードバックループとを、その部
品として含んでいる。第２部分は、バンドギャップ基準
回路のための歪修正回路であり、これは、エミッタ領域
の比が（Ａ２／Ａ１）であるような第２対の第１及び第
２のバイポーラトランジスタを備え、それらのベースは
、選択された値Ｒの抵抗にまたがって接続され、比（Ｉ
１／Ｉ ２）の各コレクタ電流工１及びＩ２が送られ
るのに応答して、−膜対数式Ｔ１ｎＴで表わされた絶対
温度に比例する電流を上記抵抗に与える。この対数式は
、第２のトランジスタ対のエミッタ領域比及び電流比も
その成分として含んでいる。その結果、トランジスタ電
流及び領域比を適当に選択することにより、修正電流の
非直線順を直線項に対して容易に最適化することができ
る。
合して具備する。第１部分は、実質的に温度の直線関数
である出力を発生するバンドギャップ基準回路を備え、
この基準回路は、ベース電圧とエミッタ電圧の差に基づ
いて出力を発生する第１対のバイポーラトランジスタと
、このトランジスタ対のベースに接続された出力及び反
転入力を有する増幅フィードバックループとを、その部
品として含んでいる。第２部分は、バンドギャップ基準
回路のための歪修正回路であり、これは、エミッタ領域
の比が（Ａ２／Ａ１）であるような第２対の第１及び第
２のバイポーラトランジスタを備え、それらのベースは
、選択された値Ｒの抵抗にまたがって接続され、比（Ｉ
１／Ｉ ２）の各コレクタ電流工１及びＩ２が送られ
るのに応答して、−膜対数式Ｔ１ｎＴで表わされた絶対
温度に比例する電流を上記抵抗に与える。この対数式は
、第２のトランジスタ対のエミッタ領域比及び電流比も
その成分として含んでいる。その結果、トランジスタ電
流及び領域比を適当に選択することにより、修正電流の
非直線順を直線項に対して容易に最適化することができ
る。
実施例
第３図は、Ｔ１ｎＴ修正項の形態でバンドギャップ基準
回路の歪修正を行なう独特の解決策を実施した本発明の
修正回路３０の回路図である。
回路の歪修正を行なう独特の解決策を実施した本発明の
修正回路３０の回路図である。
第３図に示すように、Ｔ１．ｎＴ修正項を形成する修正
回路３０は、４つのトランジスタＱ４．１ないしＱ４４
しか使用していない。この簡単な回路は、バンドギャッ
プ基準回路の適当な接続点に修正出力電流Ｉｏを送り込
むことにより、バンドギャップ基準回路に容易に挿入す
ることができる。図示されたように、電流発生器４１及
び４２が使用され、これらは、各々、ＩＰＴＡＴ電流Ｉ
４１と、非ＩＰＴＡＴｍ流、即ち、温度係数が実質的に
ゼロの電流Ｔ ４．２とを発生する。出力電流Ｉｏの形
態は、１−ランジスタＱ４１及びＱ４２に関連した電流
によって決定され、即ち、電流Ｉ ４．２及び工４２の
比と、ｈランジスタＱ４１及びＱ４−２のエミッタ接合
領域の比Ａとによって決定される。回路３０の解析から
当業者に明らかなように、トランジスタＱ４．３に流れ
る修正電流Ｉｏは、ΔＶＢｅ／Ｒ４１から得られ、ここ
で、ΔＶＢｅは、トランジスタＱ４．１−及びＱ４．２
のベース−エミッタ電圧ＶＢｅの差である。上記の電流
は、次式で表わされる。
回路３０は、４つのトランジスタＱ４．１ないしＱ４４
しか使用していない。この簡単な回路は、バンドギャッ
プ基準回路の適当な接続点に修正出力電流Ｉｏを送り込
むことにより、バンドギャップ基準回路に容易に挿入す
ることができる。図示されたように、電流発生器４１及
び４２が使用され、これらは、各々、ＩＰＴＡＴ電流Ｉ
４１と、非ＩＰＴＡＴｍ流、即ち、温度係数が実質的に
ゼロの電流Ｔ ４．２とを発生する。出力電流Ｉｏの形
態は、１−ランジスタＱ４１及びＱ４２に関連した電流
によって決定され、即ち、電流Ｉ ４．２及び工４２の
比と、ｈランジスタＱ４１及びＱ４−２のエミッタ接合
領域の比Ａとによって決定される。回路３０の解析から
当業者に明らかなように、トランジスタＱ４．３に流れ
る修正電流Ｉｏは、ΔＶＢｅ／Ｒ４１から得られ、ここ
で、ΔＶＢｅは、トランジスタＱ４．１−及びＱ４．２
のベース−エミッタ電圧ＶＢｅの差である。上記の電流
は、次式で表わされる。
ＲＩ Ｒ４，１
但し、Ａ４１ ＝Ｑ４１のエミッタ領域、そしてＡ４２
＝Ｑ４２のエミッタ領域である。
＝Ｑ４２のエミッタ領域である。
さて、上記したように、Ｉ４１は、絶対温度に比例し、
実際には、式Ｉ １＝Ｉ。Ｔ ／ Ｔ ｏがら容易に形
成され、そして工４２は、温度に拘りないものである。
実際には、式Ｉ １＝Ｉ。Ｔ ／ Ｔ ｏがら容易に形
成され、そして工４２は、温度に拘りないものである。
その結果、出方電流Ｉｏは、次の式％式％
このパラボラ関数は、次の式で表わされる。
Ｉｏ＝ＣＩＴ ］、ｎ Ｃ２Ｔ （
７）但し、 ｑＫ４１ ’ｌ″ｏＩ４２Ａ４１＝２０− 出力修正回路のパラボラ式Ｉｏは、まさに、バンドギャ
ップの非直線性の式Ｔ１ｎＴである。
７）但し、 ｑＫ４１ ’ｌ″ｏＩ４２Ａ４１＝２０− 出力修正回路のパラボラ式Ｉｏは、まさに、バンドギャ
ップの非直線性の式Ｔ１ｎＴである。
従って、修正回路３０及びこれに関連した出力修正電流
Ｉｏは、基準信号の歪を打ち消すように適当な点でバン
ドギャップ基準回路に挿入することができる。４つのト
ランジスタで構成された簡単な修正回路３０は、その修
正機能を非常に正確に実行し、バンドギャップ基準セル
に容易に組み込まれ、且つ、適度な量の修正を行なうよ
うに容易に調整される。重要なパラメータは、Ｒ４１と
、ＩＰＴＡＴ電流Ｉ ４．１と、本質的にゼロ温度係数
の電流（ＯＴＣ）Ｉ４２と、１ヘランジスタＱ４．１及
びＱ４２の領域比及びコレクタ電流比とである。
Ｉｏは、基準信号の歪を打ち消すように適当な点でバン
ドギャップ基準回路に挿入することができる。４つのト
ランジスタで構成された簡単な修正回路３０は、その修
正機能を非常に正確に実行し、バンドギャップ基準セル
に容易に組み込まれ、且つ、適度な量の修正を行なうよ
うに容易に調整される。重要なパラメータは、Ｒ４１と
、ＩＰＴＡＴ電流Ｉ ４．１と、本質的にゼロ温度係数
の電流（ＯＴＣ）Ｉ４２と、１ヘランジスタＱ４．１及
びＱ４２の領域比及びコレクタ電流比とである。
領域比及び電流比は、Ｒ４１に流れる電流があらゆる温
度においてゼロより大きくなるように調整される。成る
温度においてＲ４１の電圧降下が負になるようにＱ４１
及びＱ４２の電流もしくはエミッタ領域の比を変更でき
ることが予想される。
度においてゼロより大きくなるように調整される。成る
温度においてＲ４１の電圧降下が負になるようにＱ４１
及びＱ４２の電流もしくはエミッタ領域の比を変更でき
ることが予想される。
これは、修正回路４０の選択された機能については適当
でない。というのは、Ｑ４３に流れる電流がゼロに下が
るからである。このような特定の温度においては、セル
がその修正機能の実行を停止する。
でない。というのは、Ｑ４３に流れる電流がゼロに下が
るからである。このような特定の温度においては、セル
がその修正機能の実行を停止する。
特定の基準回路に対して歪修正を実行するために、非直
線性をゼロとするようなＩｏの正確な値が、Ｒ４，１の
値の選択によって容易に得られる。
線性をゼロとするようなＩｏの正確な値が、Ｒ４，１の
値の選択によって容易に得られる。
Ｉ４１．Ｉ４．２、Ａ４−１及びＡ４２の値は、上記し
た理由で、Ｉ０がけっしてゼロにならないように選択さ
れる。然し乍ら、工０をできるだけ小さくし、Ｉｏの非
直線部分が直線部分に比してできるだけ大きくなるよう
にしなければならない。これは、Ｉｏの非直線部分が歪
補正を与えると共に、直線項がバンドギャップ基準回路
に対して加算的なエラー類となるからである。非直線順
は、トランジスタＱ４１及びＱ４２のエミッタ領域の比
及び電流の比に拘りないものであるが、直線項は、これ
らの比及びパラメータによって著しく左右される。その
結果、直線成分を最小とし且つこれに対して非直線成分
を最大とするためには、バンドギャップ基準回路の最も
低い作動温度において、比Ｉ ４．１ ／ Ｉ ４−２
が比Ａ４２／Ａ４４より若干大きくなるように選択しな
ければならない。固有の直線項即ち成分に対して非直線
修正項即ち成分の作用を最適化できると共に、この調整
を比較的容易に行なえることが、本発明の主たる効果て
あり、これに加えて、比較的簡単で且つ容易に実施でき
る回路を用いてＴｌ、ｎＴ修正項を発生できるという効
果も発揮する。
た理由で、Ｉ０がけっしてゼロにならないように選択さ
れる。然し乍ら、工０をできるだけ小さくし、Ｉｏの非
直線部分が直線部分に比してできるだけ大きくなるよう
にしなければならない。これは、Ｉｏの非直線部分が歪
補正を与えると共に、直線項がバンドギャップ基準回路
に対して加算的なエラー類となるからである。非直線順
は、トランジスタＱ４１及びＱ４２のエミッタ領域の比
及び電流の比に拘りないものであるが、直線項は、これ
らの比及びパラメータによって著しく左右される。その
結果、直線成分を最小とし且つこれに対して非直線成分
を最大とするためには、バンドギャップ基準回路の最も
低い作動温度において、比Ｉ ４．１ ／ Ｉ ４−２
が比Ａ４２／Ａ４４より若干大きくなるように選択しな
ければならない。固有の直線項即ち成分に対して非直線
修正項即ち成分の作用を最適化できると共に、この調整
を比較的容易に行なえることが、本発明の主たる効果て
あり、これに加えて、比較的簡単で且つ容易に実施でき
る回路を用いてＴｌ、ｎＴ修正項を発生できるという効
果も発揮する。
歪修正回路４０の実施例が第４図に示されている。この
実施例では、第１−図に示されたプロコ−セル１０に回
路３０が追加されている。パラボラ形態の修正関数式（
７）を、バンドギャップ基準回路に対する正確な数学式
（３）のＴｌ、ｎＴエラー項と比較することによって明
らかなように、回路３ｏは、その歪修正機能に良く適し
たものである。これは、従来の修正機構によって与えら
れる有用ではあるが近似的な歪修正機能と対照的である
。プロコ−セル１０に含まれたトランジスタＱ１及びＱ
２は、絶対温度に比例する電流で作動され、これにより
、コレクタ電流に加えられる修−２３＝ 正電流が出力電圧に及ぼす作用が温度に拘りないものと
される。歪修正セル３０の修正電流■０の実効作用は、
そのゼロ温度係数作動点を約１．２３ボルトから約１．
１９ボルトへシフトしつ＼、基準回路１０のＴ１ｎＴに
よる歪を除去し、これにより、セルの出力に直線性を確
立することである。
実施例では、第１−図に示されたプロコ−セル１０に回
路３０が追加されている。パラボラ形態の修正関数式（
７）を、バンドギャップ基準回路に対する正確な数学式
（３）のＴｌ、ｎＴエラー項と比較することによって明
らかなように、回路３ｏは、その歪修正機能に良く適し
たものである。これは、従来の修正機構によって与えら
れる有用ではあるが近似的な歪修正機能と対照的である
。プロコ−セル１０に含まれたトランジスタＱ１及びＱ
２は、絶対温度に比例する電流で作動され、これにより
、コレクタ電流に加えられる修−２３＝ 正電流が出力電圧に及ぼす作用が温度に拘りないものと
される。歪修正セル３０の修正電流■０の実効作用は、
そのゼロ温度係数作動点を約１．２３ボルトから約１．
１９ボルトへシフトしつ＼、基準回路１０のＴ１ｎＴに
よる歪を除去し、これにより、セルの出力に直線性を確
立することである。
第４図に示した修正回路の実施例では、Ｉ４１及びＩ４
２が各々８．３μＡ及び５０μＡであり、Ａ４．１及び
Ａ４２が各々１平方ミル及び４平方ミルであり、Ｒ４１
が５にΩである。当業者に明らかなように、これらの特
定の値は、本発明を例示するものにすぎず、これらに限
定されるものではない。本発明の電流モード回路につい
ては種々様々な値が容易に導出される６更に、所望の比
Ａ４２／Ａ４１−を得るために、トランジスタＱ４１の
エミッタと直列に抵抗を接続してＡ４］を効果的に減少
することができる。これは、比Ａ４．２／Ａ４１が、受
は入れられない程大きい値のＡ４２を必要としたり或い
は受は入れられない程小さい値のＡ４１を必要としたり
する場合に、特に有効である。
２が各々８．３μＡ及び５０μＡであり、Ａ４．１及び
Ａ４２が各々１平方ミル及び４平方ミルであり、Ｒ４１
が５にΩである。当業者に明らかなように、これらの特
定の値は、本発明を例示するものにすぎず、これらに限
定されるものではない。本発明の電流モード回路につい
ては種々様々な値が容易に導出される６更に、所望の比
Ａ４２／Ａ４１−を得るために、トランジスタＱ４１の
エミッタと直列に抵抗を接続してＡ４］を効果的に減少
することができる。これは、比Ａ４．２／Ａ４１が、受
は入れられない程大きい値のＡ４２を必要としたり或い
は受は入れられない程小さい値のＡ４１を必要としたり
する場合に、特に有効である。
要約すれば、」二記のパラメータは、次のようにして順
次に決定／選択される。（１）一方がＩＰＴＡＴで、他
方が本質的にＯＴＣであるような２つの電流をコレクタ
電流として２つのバイポーラトランジスタに流して制御
抵抗間にΔＶＢｅを発生すると共に、この抵抗に関連し
た電流を出力歪修正電流としてバンドギャップ基準増幅
器の反転入力に流し、（２）上記抵抗の値を選択すると
共に、（３）コレクタ電流比をトランジスタ領域比より
若干大きくなるように選択して、（４）適当な大きさ及
び形態を有すると共に、非直線歪成分が直線成分に対し
て最適化された所望のＴ１ｎＴ修正項を形成する。
次に決定／選択される。（１）一方がＩＰＴＡＴで、他
方が本質的にＯＴＣであるような２つの電流をコレクタ
電流として２つのバイポーラトランジスタに流して制御
抵抗間にΔＶＢｅを発生すると共に、この抵抗に関連し
た電流を出力歪修正電流としてバンドギャップ基準増幅
器の反転入力に流し、（２）上記抵抗の値を選択すると
共に、（３）コレクタ電流比をトランジスタ領域比より
若干大きくなるように選択して、（４）適当な大きさ及
び形態を有すると共に、非直線歪成分が直線成分に対し
て最適化された所望のＴ１ｎＴ修正項を形成する。
第５図は、本発明ｉこよる歪修正回路３０を、バンドギ
ャップ基準回路、この場合には５］−で示すＬＭ１３６
回路、に適用した別の構成体５０を示している。修正回
路３０の実施の容易さを示すために、この場合にも、回
路は反転増幅器の入力に適用される。バンドギャップ基
準回路５１は、ｌ・ランジスタＱ５１及びＱ５２が１０
：１のエミッタ領域比を有しているという点で、前記の
プロコ−セル１０と同様である。従って、Ｒ５］、Ｒ５
２及びＲ５３より成る抵抗分割器に小さな電圧が印加さ
れた時には、トランジスタＱ５１がトランジスタＱ５２
よりも相当に大きな電流を導通し、増幅器Ａ１のナイマ
ス入力を低レベルにすると共にその出力を高レベルにし
、従って、増幅器は、上記抵抗分割器に更に大きな電圧
を印加しようとする。当然、最終的には、トランジスタ
Ｑ５２及びＱ５１に流れる電流が等しくなってループが
安定化するに充分な電圧降下がＲ５１に生じる。この点
において、増幅器の出力が上昇を停止する。
ャップ基準回路、この場合には５］−で示すＬＭ１３６
回路、に適用した別の構成体５０を示している。修正回
路３０の実施の容易さを示すために、この場合にも、回
路は反転増幅器の入力に適用される。バンドギャップ基
準回路５１は、ｌ・ランジスタＱ５１及びＱ５２が１０
：１のエミッタ領域比を有しているという点で、前記の
プロコ−セル１０と同様である。従って、Ｒ５］、Ｒ５
２及びＲ５３より成る抵抗分割器に小さな電圧が印加さ
れた時には、トランジスタＱ５１がトランジスタＱ５２
よりも相当に大きな電流を導通し、増幅器Ａ１のナイマ
ス入力を低レベルにすると共にその出力を高レベルにし
、従って、増幅器は、上記抵抗分割器に更に大きな電圧
を印加しようとする。当然、最終的には、トランジスタ
Ｑ５２及びＱ５１に流れる電流が等しくなってループが
安定化するに充分な電圧降下がＲ５１に生じる。この点
において、増幅器の出力が上昇を停止する。
全出力電圧ＶＲＥＦは、電圧降下ＶＲ５１＋ ＶＲ５２
＋ ＶＲ５３＋ ＶＤ５１＋ ＶＤ５２、即ち、３つの
抵抗器と２つのダイオード間の電圧降下の和である。Ｒ
５１間の電圧降下は、トランジスタＱ５１及びＱ５２の
２つのベース−エミッタ電圧の差であり、従って、式（
ＫＴ／ｑ）Ｉｎ Ａで表わされる。Ｒ５１に流れる同じ
電流がＲ５２及びＲ５３にも流れる。これら３つの全て
の抵抗に生じる電圧降下は、絶対温度に正比例し、プロ
コ−セルの場合と同様に正の温度係数を有している。ダ
イオードＤ５１及びＤ５２に生じる電圧降下は、負の温
度係数を有している。その結果、比（’Ｒ５２＋Ｒ５３
） ／Ｒ５１を用いて、ダイオードの電圧降下の負の温
度係数を相殺し、セル３０の歪修正電流工０によって調
整を行なって、出力電圧Ｖ ＲＥＦの温度係数を本質的
にゼロにすることができる。２つのダイオードＤ５］−
及びＤ５２を用いたこの特定の回路５０では、出力基準
電圧■Ｏが約２．５ボルトである。
＋ ＶＲ５３＋ ＶＤ５１＋ ＶＤ５２、即ち、３つの
抵抗器と２つのダイオード間の電圧降下の和である。Ｒ
５１間の電圧降下は、トランジスタＱ５１及びＱ５２の
２つのベース−エミッタ電圧の差であり、従って、式（
ＫＴ／ｑ）Ｉｎ Ａで表わされる。Ｒ５１に流れる同じ
電流がＲ５２及びＲ５３にも流れる。これら３つの全て
の抵抗に生じる電圧降下は、絶対温度に正比例し、プロ
コ−セルの場合と同様に正の温度係数を有している。ダ
イオードＤ５１及びＤ５２に生じる電圧降下は、負の温
度係数を有している。その結果、比（’Ｒ５２＋Ｒ５３
） ／Ｒ５１を用いて、ダイオードの電圧降下の負の温
度係数を相殺し、セル３０の歪修正電流工０によって調
整を行なって、出力電圧Ｖ ＲＥＦの温度係数を本質的
にゼロにすることができる。２つのダイオードＤ５］−
及びＤ５２を用いたこの特定の回路５０では、出力基準
電圧■Ｏが約２．５ボルトである。
発明の効果
歪修正回路３０及びこの回路を種々のバンドギャップ基
準回路に適用した構成についての以」二の説明から、こ
の歪修正回路が、最良のバンドギャップ基準回路にすら
存在する固有の非直線性を厳密に相殺するのに必要なＴ
１ｎＴ形態の出力電流を発生することが容易に明らかで
あろう。幾つかの重要な効果を要約すれば、本質的にい
かなる− Ｚ’／ − 一般的なバンドギャップ基準回路にも容易に適用できる
比較的簡単な回路によって歪修正が達成される。この簡
単な修正回路は、２つのバイポーラトランジスタと、相
互接続抵抗とを用いて、所要のＴ１ｎＴ形態で表わされ
るベース−エミッタ差電流を確立する。本発明の歪修正
回路の更に別の重要な効果は、非直線修正電流成分を直
線成分に対して最適化することにある。
準回路に適用した構成についての以」二の説明から、こ
の歪修正回路が、最良のバンドギャップ基準回路にすら
存在する固有の非直線性を厳密に相殺するのに必要なＴ
１ｎＴ形態の出力電流を発生することが容易に明らかで
あろう。幾つかの重要な効果を要約すれば、本質的にい
かなる− Ｚ’／ − 一般的なバンドギャップ基準回路にも容易に適用できる
比較的簡単な回路によって歪修正が達成される。この簡
単な修正回路は、２つのバイポーラトランジスタと、相
互接続抵抗とを用いて、所要のＴ１ｎＴ形態で表わされ
るベース−エミッタ差電流を確立する。本発明の歪修正
回路の更に別の重要な効果は、非直線修正電流成分を直
線成分に対して最適化することにある。
第１図は、従来のバンドギャップ基準回路を示す回路図
、 第２図は、Ｉ２項を含む修正電流を発生する従来の回路
を示す回路図、 第３図は、本発明の歪修正回路の好ましい実施例を示す
回路図、 第４図は、第３図の修正回路を、第１図のバンドギャッ
プ基準セルに適用した場合を示す図、そして 第５図は、本発明の修正回路を別のバンドギャップ基準
回路に適用した場合を示す図である。 ＝２８− １０・・・バンドギャップ基準回路 ２０・・・Ｔ２歪補償回路 ３０・・・本発明の修正回路 Ｑ４．１〜Ｑ ４４・・・トランジスタ４１．４２・・
・電流発生器 Ｉ４１・・・ＩＰＴＡＴ電流 Ｉ４２・・・非Ｉ ＰＴＡＴ電流 Ｉ０・・・出力電流
、 第２図は、Ｉ２項を含む修正電流を発生する従来の回路
を示す回路図、 第３図は、本発明の歪修正回路の好ましい実施例を示す
回路図、 第４図は、第３図の修正回路を、第１図のバンドギャッ
プ基準セルに適用した場合を示す図、そして 第５図は、本発明の修正回路を別のバンドギャップ基準
回路に適用した場合を示す図である。 ＝２８− １０・・・バンドギャップ基準回路 ２０・・・Ｔ２歪補償回路 ３０・・・本発明の修正回路 Ｑ４．１〜Ｑ ４４・・・トランジスタ４１．４２・・
・電流発生器 Ｉ４１・・・ＩＰＴＡＴ電流 Ｉ４２・・・非Ｉ ＰＴＡＴ電流 Ｉ０・・・出力電流
Claims (8)
- （１）温度についての既知の関数である電流を発生する
回路において、一対の第１及び第２のバイポーラトラン
ジスタを具備し、それらのベースは、選択された抵抗に
またがって接続されそしてそれらの各々のコレクタに送
られる電流、即ち、温度に正比例する電流Ｉ１と、電流
Ｉ２とに応答して、次式で表わされる電流をその抵抗間
に与えるように構成され、 ▲数式、化学式、表等があります▼ 但し、Ｋは、ボルツマン定数であり、Ｔは、ケルビン温
度であり、ｑは、電子の電荷であり、Ａ１は、第１トラ
ンジスタのエミッタ領域でありそしてＡ２は、第２トラ
ンジスタのエミッタ領域であり、そして更に、上記のコ
レクタ電流を供給する手段も具備したことを特徴とする
回路。 - （２）式Ｔ１ｎＴで表わされる出力電流を発生する回路
において、 比（Ａ２／Ａ１）のエミッタ領域を有する第１及び第２
のバイポーラトランジスタを具備し、それらのベースは
、選択された値Ｒの抵抗にまたがって接続され、各コレ
クタ電流Ｉ１及びＩ２が送られるのに応答して、次式で
表わされる電流を上記抵抗に与えるようにされ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ 上記電流Ｉ１は、出力電流が一般式Ｔ１ｎＴで表わされ
たものとなるように、絶対温度に比例し、そして 上記領域の比は、比較的小さく、コレクタ電流比は、選
択された作動温度において比較的大きくなるように選択
され、対数関数の非直線成分及び直線成分の比が比較的
大きな値にされたことを特徴とする回路。 - （３）第３のバイポーラトランジスタを更に具備し、そ
のベース及びエミッタは、第１のトランジスタのコレク
タ及びベースにまたがって接続され、これにより、上記
式Ｔ１ｎＴで表わされたコレクタ電流がこの第３トラン
ジスタに発生される特許請求の範囲第（２）項に記載の
回路。 - （４）バンドギャップ基準回路を更に具備し、上記第３
トランジスタのコレクタは、出力電流を与えるように上
記バンドギャップ基準回路に接続される特許請求の範囲
第（２）項に記載の回路。 - （５）本質的に温度の直線関数である出力を発生するバ
ンドギャップ基準回路において、 第１対のバイポーラトランジスタと、増幅フィードバッ
クループとを備えたバンドギャップ基準回路手段を具備
し、上記バイポーラトランジスタは、このトランジスタ
対のベース−エミッタ電圧の差と、ベース−エミッタ電
圧自体とに基づいて出力を発生し、上記フィードバック
ループは、上記トランジスタ対のベースに共通に接続さ
れた出力と、反転入力とを有し、 第１及び第２のバイポーラトランジスタは、比（Ａ２／
Ａ１）のエミッタ領域を有し、それらのベースは、選択
された値Ｒの抵抗にまたがって接続され、比（Ｉ１及び
Ｉ２）の各コレクタ電流Ｉ１及びＩ２が送られるのに応
答して、絶対温度Ｔに比例し且つ次のような論理式で表
わされた電流を上記抵抗に与え、 ▲数式、化学式、表等があります▼ 上記電流Ｉ１は、出力電流の対数成分が一般式Ｔ１ｎＴ
で表わされたものとなるように絶対温度に比例し、 積の領域比及びコレクタ電流比は、抵抗Ｒに流れる電流
の非直線成分及び直線成分の比を比較的大きな値にする
ように、選択された作動温度において比較的１に近く選
択され、 そして更に、第３のバイポーラトランジスタを具備し、
そのベース及びエミッタは、第１のトランジスタのコレ
クタ及びベースにまたがって接続されて、上記式Ｔ１ｎ
Ｔで表わされるコレクタ電流をこの第３トランジスタに
発生することを特徴とするバンドギャップ基準回路。 - （６）第２トランジスタの有効エミッタ領域を制御する
ように第２トランジスタのエミッタに直列に接続された
抵抗を更に備えた特許請求の範囲第（５）項に記載の回
路。 - （７）式Ｔ１ｎＴで表わされる電流を発生する回路にお
いて、 第１及び第２の電流Ｉ１及びＩ２を各々発生する第１及
び第２の電流発生器を具備し、第１の電流は、絶対温度
Ｔの直線関数であり、 更に、エミッタ領域Ａ１及びＡ２を有する第１及び第２
のバイポーラトランジスタを具備し、それらのコレクタ
は各接続点において上記第１及び第２の電流発生器に接
続されそしてそれらのベースは各接続点において値Ｒの
選択された抵抗にまたがって接続され、 更に、第３のバイポーラトランジスタを具備し、そのベ
ースは、第１トランジスタのコレクタ接続点に接続され
、そのエミッタは、第１トランジスタのベース接続点に
接続され、式Ｃ１Ｔ１ｎ（Ｃ２Ｔ）で表わされる出力電
流を第３トランジスタにまたがって確立し、ここで、 ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、上記式で表わされる出力電流は、領域比（Ａ２
／Ａ１）を比較的小さく選択しそして電流比（Ｉ１／Ｉ
２）を選択された作動温度において比較的大きく選択す
ることによって最適なものとされることを特徴とする回
路。 - （８）第２トランジスタの有効エミッタ領域を減少する
ように第２トランジスタのエミッタに直列に接続された
抵抗を更に備えた特許請求の範囲第（７）項に記載の回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US624630 | 1984-06-26 | ||
| US06/624,630 US4603291A (en) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | Nonlinearity correction circuit for bandgap reference |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6182218A true JPS6182218A (ja) | 1986-04-25 |
Family
ID=24502717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60140112A Pending JPS6182218A (ja) | 1984-06-26 | 1985-06-26 | バンドギヤツプ基準のための非直線性を修正する回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4603291A (ja) |
| EP (1) | EP0170391B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6182218A (ja) |
| DE (1) | DE3574632D1 (ja) |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1227488B (it) * | 1988-11-23 | 1991-04-12 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito di riferimento di tensione ad andamento in temperatura linearizzato. |
| US4939442A (en) * | 1989-03-30 | 1990-07-03 | Texas Instruments Incorporated | Bandgap voltage reference and method with further temperature correction |
| JP2518068B2 (ja) * | 1989-11-17 | 1996-07-24 | 日本電気株式会社 | 電流切換回路 |
| US5382916A (en) * | 1991-10-30 | 1995-01-17 | Harris Corporation | Differential voltage follower |
| JP2882163B2 (ja) * | 1992-02-26 | 1999-04-12 | 日本電気株式会社 | 比較器 |
| US5402061A (en) * | 1993-08-13 | 1995-03-28 | Tektronix, Inc. | Temperature independent current source |
| US5519354A (en) * | 1995-06-05 | 1996-05-21 | Analog Devices, Inc. | Integrated circuit temperature sensor with a programmable offset |
| US5767664A (en) * | 1996-10-29 | 1998-06-16 | Unitrode Corporation | Bandgap voltage reference based temperature compensation circuit |
| US5976944A (en) * | 1997-02-12 | 1999-11-02 | Harris Corporation | Integrated circuit with thin film resistors and a method for co-patterning thin film resistors with different compositions |
| US6128172A (en) * | 1997-02-12 | 2000-10-03 | Infineon Technologies Ag | Thermal protection circuit with thermally dependent switching signal |
| DE19705338C1 (de) * | 1997-02-12 | 1998-06-18 | Siemens Ag | Thermische Schutzschaltung |
| US6016051A (en) * | 1998-09-30 | 2000-01-18 | National Semiconductor Corporation | Bandgap reference voltage circuit with PTAT current source |
| US6225796B1 (en) | 1999-06-23 | 2001-05-01 | Texas Instruments Incorporated | Zero temperature coefficient bandgap reference circuit and method |
| US6075354A (en) * | 1999-08-03 | 2000-06-13 | National Semiconductor Corporation | Precision voltage reference circuit with temperature compensation |
| US6201379B1 (en) | 1999-10-13 | 2001-03-13 | National Semiconductor Corporation | CMOS voltage reference with a nulling amplifier |
| US6218822B1 (en) | 1999-10-13 | 2001-04-17 | National Semiconductor Corporation | CMOS voltage reference with post-assembly curvature trim |
| US6329804B1 (en) | 1999-10-13 | 2001-12-11 | National Semiconductor Corporation | Slope and level trim DAC for voltage reference |
| US6198266B1 (en) | 1999-10-13 | 2001-03-06 | National Semiconductor Corporation | Low dropout voltage reference |
| US6255807B1 (en) | 2000-10-18 | 2001-07-03 | Texas Instruments Tucson Corporation | Bandgap reference curvature compensation circuit |
| US6628558B2 (en) | 2001-06-20 | 2003-09-30 | Cypress Semiconductor Corp. | Proportional to temperature voltage generator |
| US6366071B1 (en) | 2001-07-12 | 2002-04-02 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company | Low voltage supply bandgap reference circuit using PTAT and PTVBE current source |
| US20030117120A1 (en) * | 2001-12-21 | 2003-06-26 | Amazeen Bruce E. | CMOS bandgap refrence with built-in curvature correction |
| JP2003258105A (ja) * | 2002-02-27 | 2003-09-12 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及びその製造方法、並びにそれを用いた電源装置 |
| US6642699B1 (en) | 2002-04-29 | 2003-11-04 | Ami Semiconductor, Inc. | Bandgap voltage reference using differential pairs to perform temperature curvature compensation |
| US6664847B1 (en) | 2002-10-10 | 2003-12-16 | Texas Instruments Incorporated | CTAT generator using parasitic PNP device in deep sub-micron CMOS process |
| US6828847B1 (en) | 2003-02-27 | 2004-12-07 | Analog Devices, Inc. | Bandgap voltage reference circuit and method for producing a temperature curvature corrected voltage reference |
| US6856189B2 (en) * | 2003-05-29 | 2005-02-15 | Standard Microsystems Corporation | Delta Vgs curvature correction for bandgap reference voltage generation |
| US6750641B1 (en) * | 2003-06-05 | 2004-06-15 | Texas Instruments Incorporated | Method and circuit for temperature nonlinearity compensation and trimming of a voltage reference |
| US7543253B2 (en) * | 2003-10-07 | 2009-06-02 | Analog Devices, Inc. | Method and apparatus for compensating for temperature drift in semiconductor processes and circuitry |
| US7012416B2 (en) * | 2003-12-09 | 2006-03-14 | Analog Devices, Inc. | Bandgap voltage reference |
| US7211993B2 (en) * | 2004-01-13 | 2007-05-01 | Analog Devices, Inc. | Low offset bandgap voltage reference |
| US7321225B2 (en) * | 2004-03-31 | 2008-01-22 | Silicon Laboratories Inc. | Voltage reference generator circuit using low-beta effect of a CMOS bipolar transistor |
| US7193454B1 (en) | 2004-07-08 | 2007-03-20 | Analog Devices, Inc. | Method and a circuit for producing a PTAT voltage, and a method and a circuit for producing a bandgap voltage reference |
| WO2006051486A2 (en) * | 2004-11-11 | 2006-05-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | All npn-transistor ptat current source |
| US7688054B2 (en) | 2006-06-02 | 2010-03-30 | David Cave | Bandgap circuit with temperature correction |
| US8102201B2 (en) | 2006-09-25 | 2012-01-24 | Analog Devices, Inc. | Reference circuit and method for providing a reference |
| US7576598B2 (en) * | 2006-09-25 | 2009-08-18 | Analog Devices, Inc. | Bandgap voltage reference and method for providing same |
| US20080106326A1 (en) * | 2006-11-06 | 2008-05-08 | Richard Gaggl | Reference voltage circuit and method for providing a reference voltage |
| US7714563B2 (en) * | 2007-03-13 | 2010-05-11 | Analog Devices, Inc. | Low noise voltage reference circuit |
| US20080265860A1 (en) * | 2007-04-30 | 2008-10-30 | Analog Devices, Inc. | Low voltage bandgap reference source |
| US7605578B2 (en) | 2007-07-23 | 2009-10-20 | Analog Devices, Inc. | Low noise bandgap voltage reference |
| US7598799B2 (en) * | 2007-12-21 | 2009-10-06 | Analog Devices, Inc. | Bandgap voltage reference circuit |
| US7612606B2 (en) * | 2007-12-21 | 2009-11-03 | Analog Devices, Inc. | Low voltage current and voltage generator |
| US7750728B2 (en) * | 2008-03-25 | 2010-07-06 | Analog Devices, Inc. | Reference voltage circuit |
| US7880533B2 (en) * | 2008-03-25 | 2011-02-01 | Analog Devices, Inc. | Bandgap voltage reference circuit |
| US7902912B2 (en) * | 2008-03-25 | 2011-03-08 | Analog Devices, Inc. | Bias current generator |
| CN102722210A (zh) * | 2012-06-18 | 2012-10-10 | 苏州硅智源微电子有限公司 | 一种用于带隙基准的非线性校正电路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3887863A (en) * | 1973-11-28 | 1975-06-03 | Analog Devices Inc | Solid-state regulated voltage supply |
| US4032839A (en) * | 1975-08-26 | 1977-06-28 | Rca Corporation | Current scaling circuits |
| US4325017A (en) * | 1980-08-14 | 1982-04-13 | Rca Corporation | Temperature-correction network for extrapolated band-gap voltage reference circuit |
| US4325018A (en) * | 1980-08-14 | 1982-04-13 | Rca Corporation | Temperature-correction network with multiple corrections as for extrapolated band-gap voltage reference circuits |
| US4362984A (en) * | 1981-03-16 | 1982-12-07 | Texas Instruments Incorporated | Circuit to correct non-linear terms in bandgap voltage references |
| US4443753A (en) * | 1981-08-24 | 1984-04-17 | Advanced Micro Devices, Inc. | Second order temperature compensated band cap voltage reference |
| US4491780A (en) * | 1983-08-15 | 1985-01-01 | Motorola, Inc. | Temperature compensated voltage reference circuit |
-
1984
- 1984-06-26 US US06/624,630 patent/US4603291A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-06-20 DE DE8585304417T patent/DE3574632D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-06-20 EP EP85304417A patent/EP0170391B1/en not_active Expired
- 1985-06-26 JP JP60140112A patent/JPS6182218A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0170391A1 (en) | 1986-02-05 |
| DE3574632D1 (de) | 1990-01-11 |
| EP0170391B1 (en) | 1989-12-06 |
| US4603291A (en) | 1986-07-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6182218A (ja) | バンドギヤツプ基準のための非直線性を修正する回路 | |
| US7420359B1 (en) | Bandgap curvature correction and post-package trim implemented therewith | |
| US4249122A (en) | Temperature compensated bandgap IC voltage references | |
| US4087758A (en) | Reference voltage source circuit | |
| US4604532A (en) | Temperature compensated logarithmic circuit | |
| US5933045A (en) | Ratio correction circuit and method for comparison of proportional to absolute temperature signals to bandgap-based signals | |
| JPS6327912A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| EP0072589B1 (en) | Current stabilizing arrangement | |
| EP3683649A1 (en) | Bandgap current architecture optimized for size and accuracy | |
| US10416702B2 (en) | Bandgap reference circuit, corresponding device and method | |
| US7161340B2 (en) | Method and apparatus for generating N-order compensated temperature independent reference voltage | |
| US4302718A (en) | Reference potential generating circuits | |
| EP0543056A1 (en) | Temperature dependent current generator | |
| US6046578A (en) | Circuit for producing a reference voltage | |
| JPH0784659A (ja) | 電圧基準のための曲率補正回路 | |
| US6664843B2 (en) | General-purpose temperature compensating current master-bias circuit | |
| EP0124918B1 (en) | Current-source arrangement | |
| CN115357086A (zh) | 带隙基准电路及其操作方法、电子装置 | |
| WO1997024650A1 (en) | Temperature stabilized constant fraction voltage controlled current source | |
| US11480989B2 (en) | High accuracy zener based voltage reference circuit | |
| JPS6398159A (ja) | 温度補償された電流源およびこれを用いた電圧調整器 | |
| JP3194625B2 (ja) | 定電流源回路 | |
| JPH07230332A (ja) | バンドギャップ型定電圧発生回路 | |
| US4435655A (en) | Log-conformance error correction circuit for semiconductor devices | |
| US6570438B2 (en) | Proportional to absolute temperature references with reduced input sensitivity |