JPS6154296B2 - - Google Patents
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- JPS6154296B2 JPS6154296B2 JP52150238A JP15023877A JPS6154296B2 JP S6154296 B2 JPS6154296 B2 JP S6154296B2 JP 52150238 A JP52150238 A JP 52150238A JP 15023877 A JP15023877 A JP 15023877A JP S6154296 B2 JPS6154296 B2 JP S6154296B2
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- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/04—Frequency-transposition arrangements
- H04J1/05—Frequency-transposition arrangements using digital techniques
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多チヤンネルパルス振巾変調(以下
PAMと略称する)信号が直交多重された後伝送
路を介して受信端に到達した直交多重信号を受信
する受信装置に関し、特に複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交振巾変調(以下QAMと略称
する)過程を経た後直交多重された直交多重
QAM信号を受信し、デイジタル処理により複数
個の複素ベースバンドPAM信号を再生する受信
装置に関する。
PAMと略称する)信号が直交多重された後伝送
路を介して受信端に到達した直交多重信号を受信
する受信装置に関し、特に複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交振巾変調(以下QAMと略称
する)過程を経た後直交多重された直交多重
QAM信号を受信し、デイジタル処理により複数
個の複素ベースバンドPAM信号を再生する受信
装置に関する。
直交多重QAM信号を受信して複数個の複素ベ
ースバンドPAM信号を得るには例えば昭和51年
特許願68523号明細書の”直交多重信号の送信方
式および送受信装置”(以下文献1と略称する)
に記載されている如く、アナログ復調器、アナロ
グベースバンドフイルタ等が用いられていた。し
かしながら近年のデイジタルIC技術、デイジタ
ル信号処理技術の発展に伴つてデイジタル的に受
信直交多重QAM信号より複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号を得る事も可能になつてきた。
ースバンドPAM信号を得るには例えば昭和51年
特許願68523号明細書の”直交多重信号の送信方
式および送受信装置”(以下文献1と略称する)
に記載されている如く、アナログ復調器、アナロ
グベースバンドフイルタ等が用いられていた。し
かしながら近年のデイジタルIC技術、デイジタ
ル信号処理技術の発展に伴つてデイジタル的に受
信直交多重QAM信号より複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号を得る事も可能になつてきた。
デイジタル信号処理技術を適用した周波数分割
多重(以下FDMと略称する)方式としてはFDM
端局における単側帯波(以下SSBと略称する)―
FDM信号への変換を試みたTDM―FDMトランス
マルチプレクサ等が知られている。(例えば文献
2として1974年9月発行の刊行物「IEEE
TRANSACTION、ON COMMUNICATIONS,
VOL.COM―22,No.9」の第1199頁第1205頁記載
の論文“TDM―FDM Transmultiplexer:
Digital Polyphase and FFT”を参照された
い)。
多重(以下FDMと略称する)方式としてはFDM
端局における単側帯波(以下SSBと略称する)―
FDM信号への変換を試みたTDM―FDMトランス
マルチプレクサ等が知られている。(例えば文献
2として1974年9月発行の刊行物「IEEE
TRANSACTION、ON COMMUNICATIONS,
VOL.COM―22,No.9」の第1199頁第1205頁記載
の論文“TDM―FDM Transmultiplexer:
Digital Polyphase and FFT”を参照された
い)。
ところで文献1によれば複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交多重QAM信号に変換される
過程において必然的に各々の複素ベースバンド
PAM信号と虚部信号との間に適当に各PAM信号
クロツクの半周期の遅延差が付与される事が知ら
れている。このような直交多重QAM信号を受信
しデイジタル処理にて複数個の複素PAM信号サ
ンプル値を得るには、各PAM信号のクロツクの
一周期毎のサンプル値では無く、半周期毎のサン
プル値を再生する必要がある。更にこのような直
交多重QAM信号を用いた伝送方式は本質的にデ
イジタルデータ伝送方式の一種であるため非直線
位相特性を有する再帰型デイジタルフイルタを使
用できない。従つて前記のTDM―FDMトランス
マルチプレクサに適用された如きデイジタル信号
処理技術をそのまま直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置に適用する事は困難であつた。
ンドPAM信号が直交多重QAM信号に変換される
過程において必然的に各々の複素ベースバンド
PAM信号と虚部信号との間に適当に各PAM信号
クロツクの半周期の遅延差が付与される事が知ら
れている。このような直交多重QAM信号を受信
しデイジタル処理にて複数個の複素PAM信号サ
ンプル値を得るには、各PAM信号のクロツクの
一周期毎のサンプル値では無く、半周期毎のサン
プル値を再生する必要がある。更にこのような直
交多重QAM信号を用いた伝送方式は本質的にデ
イジタルデータ伝送方式の一種であるため非直線
位相特性を有する再帰型デイジタルフイルタを使
用できない。従つて前記のTDM―FDMトランス
マルチプレクサに適用された如きデイジタル信号
処理技術をそのまま直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置に適用する事は困難であつた。
本発明の目的は上記の点に鑑み、特に受信され
た直交多重QAM信号よりデイジタル的に複数個
の複素ベースバンドPAM信号を再生することを
可能にする直交多重信号のデイジタル処理形受信
装置を提供するものである。
た直交多重QAM信号よりデイジタル的に複数個
の複素ベースバンドPAM信号を再生することを
可能にする直交多重信号のデイジタル処理形受信
装置を提供するものである。
以下図面を用いて本発明を説明する。
第1図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図である。11,12……,12Nはク
ロツク周期T秒で互いに同期のとれた2N個の
PAM信号が入力される入力端、21,22,…
…,2NはN個のT/2秒遅延回路、31,32,
……,32Nは2N個の送信ベースバンドフイル
タ、41,42,……,42Nは2N個の変調器、
5は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出す
る多重回路、6は伝送路、71,72,……72N
は2N個の復調器、81,82,……,82Nは2N
個の受信ベースバンドフイルタ、91,92,…
…,9NはN個のT/2秒遅延回路、101,10
2,……,10NはN個のT秒遅延回路、11
1,112,……,112Nは2N個のPAM信号が
出力される出力端である。第1図にて第k番目
(kはN以下とする)の入力端1kおよび第(N+
k)番目の入力端1N+kに各々第k番目のPAM信
号および第(N+k)番目のPAM信号が入力さ
れるものとする。第k番目のPAM信号はT/2秒
遅延回路2kにてT/2秒遅延を受けた後送信ベー
スバンドフイルタ3kにて帯域制限および波形成
形されて変調器4kに至る。一方第(N+k)番
目のPAM信号はそのまま送信ベースバンドフイ
ルタ3N+kにて帯域制限および波形成形されて変
調器4N+kに至る。変調器4kおよび4N+kにおい
ては角周波数ωkの同相キヤリアcos〓ktおよび直
交キヤリアsin〓ktが各々変調キヤリアとして入
力され両変調出力が多重化回路5で加算される事
により中心周波数ωkなるk番目のQAM信号が形
成される。ここで各変調器にて使用されるキヤリ
アの角周波数は1kN―1なるkに対しωk+
1−ωk=2π/Tと設定されており、変調器4
1,42,……4Nにおけるキヤリアは余弦波と
正弦波とが交互に配置されている。このような送
信側の変調操作により多重化回路5から直交多重
されたQAM信号が出力される事は既に良く知ら
れている。多重化回路から出力された直交多重
QAM信号は伝送路6を介して受信側に伝送され
る。受信側では前記送信側と全く逆の変換が行わ
れる。即ち、復調器7kおよび7N+kにおいては
各々同相キヤリアcos〓ktおよび直交キヤリアsin
ωktが復調キヤリアとして入力されk番目の復
調出力および(N+k)番目の復調出力は各々受
信ベースバンドフイルタ8kおよび8N+kにて帯域
制限および波形成形された後各々T/2秒遅延回路
9kおよびT秒遅延回路10kにて遅延関係の補正
を施された後各々出力端11kおよび出力端11N
+kに至る。ここで送信ベースバンドフイルタ3
1,32,……,32Nおよび受信ベースバンドフ
イルタ81,82,……82Nが全て同一周波数応
答G(ω)でその3dB低下帯域(以下実効帯域と
称する)1/2Tヘルツの低域通過フイルタである
とし、G2(ω)が1/2Tヘルツで6dB低下する通
常のナイキストフイルタ特性であるとすると受信
側出力端111,112,……,112Nには適当
なサンプリング時点で自分自身の符号間干渉が無
く互いにチヤネル間干渉も無いPAM信号が得ら
れる事が知られている。
すブロツク図である。11,12……,12Nはク
ロツク周期T秒で互いに同期のとれた2N個の
PAM信号が入力される入力端、21,22,…
…,2NはN個のT/2秒遅延回路、31,32,
……,32Nは2N個の送信ベースバンドフイル
タ、41,42,……,42Nは2N個の変調器、
5は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出す
る多重回路、6は伝送路、71,72,……72N
は2N個の復調器、81,82,……,82Nは2N
個の受信ベースバンドフイルタ、91,92,…
…,9NはN個のT/2秒遅延回路、101,10
2,……,10NはN個のT秒遅延回路、11
1,112,……,112Nは2N個のPAM信号が
出力される出力端である。第1図にて第k番目
(kはN以下とする)の入力端1kおよび第(N+
k)番目の入力端1N+kに各々第k番目のPAM信
号および第(N+k)番目のPAM信号が入力さ
れるものとする。第k番目のPAM信号はT/2秒
遅延回路2kにてT/2秒遅延を受けた後送信ベー
スバンドフイルタ3kにて帯域制限および波形成
形されて変調器4kに至る。一方第(N+k)番
目のPAM信号はそのまま送信ベースバンドフイ
ルタ3N+kにて帯域制限および波形成形されて変
調器4N+kに至る。変調器4kおよび4N+kにおい
ては角周波数ωkの同相キヤリアcos〓ktおよび直
交キヤリアsin〓ktが各々変調キヤリアとして入
力され両変調出力が多重化回路5で加算される事
により中心周波数ωkなるk番目のQAM信号が形
成される。ここで各変調器にて使用されるキヤリ
アの角周波数は1kN―1なるkに対しωk+
1−ωk=2π/Tと設定されており、変調器4
1,42,……4Nにおけるキヤリアは余弦波と
正弦波とが交互に配置されている。このような送
信側の変調操作により多重化回路5から直交多重
されたQAM信号が出力される事は既に良く知ら
れている。多重化回路から出力された直交多重
QAM信号は伝送路6を介して受信側に伝送され
る。受信側では前記送信側と全く逆の変換が行わ
れる。即ち、復調器7kおよび7N+kにおいては
各々同相キヤリアcos〓ktおよび直交キヤリアsin
ωktが復調キヤリアとして入力されk番目の復
調出力および(N+k)番目の復調出力は各々受
信ベースバンドフイルタ8kおよび8N+kにて帯域
制限および波形成形された後各々T/2秒遅延回路
9kおよびT秒遅延回路10kにて遅延関係の補正
を施された後各々出力端11kおよび出力端11N
+kに至る。ここで送信ベースバンドフイルタ3
1,32,……,32Nおよび受信ベースバンドフ
イルタ81,82,……82Nが全て同一周波数応
答G(ω)でその3dB低下帯域(以下実効帯域と
称する)1/2Tヘルツの低域通過フイルタである
とし、G2(ω)が1/2Tヘルツで6dB低下する通
常のナイキストフイルタ特性であるとすると受信
側出力端111,112,……,112Nには適当
なサンプリング時点で自分自身の符号間干渉が無
く互いにチヤネル間干渉も無いPAM信号が得ら
れる事が知られている。
次に第1図の破線で囲まれた受信部の信号処理
操作を全てデイジタル処理にて行う事を考える。
ここでT/2秒遅延回路91,92,……,9Nお
よびT秒遅延回路101,102,……,10N
は単に再生された各PAM信号の遅延関係を一致
させるために設けられているのでこれらを除外し
て考える。受信側のデイジタル処理による信号処
理操作を考えるためにまず送信信号をサンプル値
形で表現する。いま入力端1kに入力されるT秒
毎のPAM信号サンプル値をサンプリング周波数
sのサンプル値xk(n)で表わすものとする。
但しs=M/T(Mは入力PAMチヤネル数2Nより
大きな偶数)とする。
操作を全てデイジタル処理にて行う事を考える。
ここでT/2秒遅延回路91,92,……,9Nお
よびT秒遅延回路101,102,……,10N
は単に再生された各PAM信号の遅延関係を一致
させるために設けられているのでこれらを除外し
て考える。受信側のデイジタル処理による信号処
理操作を考えるためにまず送信信号をサンプル値
形で表現する。いま入力端1kに入力されるT秒
毎のPAM信号サンプル値をサンプリング周波数
sのサンプル値xk(n)で表わすものとする。
但しs=M/T(Mは入力PAMチヤネル数2Nより
大きな偶数)とする。
この時xk(n)はMの倍数となるnに対して
のみT秒毎の入力PAM信号を担い他のnに対し
てはxk(n)=0となるものとする。送信ベース
バンドフイルタG(ω)のインパルス応答をサン
プリング周波数sの実サンプル値{h0,h1,…
…,hL-1}と表わせば送信ベースバンドフイル
タ3kの出力サンプル値yk(m)は次式で表わさ
れる。
のみT秒毎の入力PAM信号を担い他のnに対し
てはxk(n)=0となるものとする。送信ベース
バンドフイルタG(ω)のインパルス応答をサン
プリング周波数sの実サンプル値{h0,h1,…
…,hL-1}と表わせば送信ベースバンドフイル
タ3kの出力サンプル値yk(m)は次式で表わさ
れる。
1kNの時
N+1k2Nの時
更に変調器41,42,……,4Nにおける変
調キヤリアを各々cos〓1t,sin〓2t,cos〓3t,…
…,sin〓Ntとし、変調器4N+1,4N+2,……,4
2Nにおける変調キヤリアを各々sinω1t,cosω
2t,sinω3t,……,cosωNt(ここで説明の便宜
上Nは偶数としていている)とすれば、これら変
調キヤリアのサンプル値は各々cos(ω1m/MT), sin(ω2m/MT),cos(ω3m/MT),……,si
n(ωN m/MT),sin(ω1m/MT),cos(ω2m/M
T),sin (ω3m/MT),……,cos(ωNm/MT)と表わさ
れ る。従つて多重化回路5の出力として得られるサ
ンプル値Znは次式で表わされる。
調キヤリアを各々cos〓1t,sin〓2t,cos〓3t,…
…,sin〓Ntとし、変調器4N+1,4N+2,……,4
2Nにおける変調キヤリアを各々sinω1t,cosω
2t,sinω3t,……,cosωNt(ここで説明の便宜
上Nは偶数としていている)とすれば、これら変
調キヤリアのサンプル値は各々cos(ω1m/MT), sin(ω2m/MT),cos(ω3m/MT),……,si
n(ωN m/MT),sin(ω1m/MT),cos(ω2m/M
T),sin (ω3m/MT),……,cos(ωNm/MT)と表わさ
れ る。従つて多重化回路5の出力として得られるサ
ンプル値Znは次式で表わされる。
(1),(2)式を(3)式に代入すれば
ただし
ηk(l)=xk(l−M/2)+j・xN+k(l) kが
奇数の時
ηk(l)=xN+k(l)+j・x(l−M/2)kが偶
数の時
と表わされる。(ここでjは虚数単位とする。ま
たRe{・}は・の実数部を意味する。)k番目の
変調用キヤリアの角周波数ωkは前記のωk−ωk-
1=ω0(=2π/T)なる関係よりωk=ω1+
(k−1)ω0と表わされる。従つて送信信号の
サンプル値Znは次式で表わされる。
たRe{・}は・の実数部を意味する。)k番目の
変調用キヤリアの角周波数ωkは前記のωk−ωk-
1=ω0(=2π/T)なる関係よりωk=ω1+
(k−1)ω0と表わされる。従つて送信信号の
サンプル値Znは次式で表わされる。
受信側の信号処理操作は次のように表わされ
る。
る。
即ち、受信信号をサンプリング周波数sにて
サンプルした受信信号Znに対し復調キヤリアの
サンプル値(W(k-1)ξ-1)mを乗じた後インパル
ス応答{h0,h1,……,hL-1}なる実低域フイ
ルタを通してk番目の複素PAM信号のサンプル
値ηk(l)を得る。(ただしk=1,2,……,
N)ηk(l)の実数部または虚数部をとること
により各々第1図の出力端11kおよび11N+kに
は各々入力端1kおよび1N+kに入力されたk番目
のPAM信号および(N+k)番目のPAM信号の
サンプル値が得られる。即ちデイジタル処理によ
る受信側の信号処理操作により得られる。k番目
の複素PAM信号ηk(l)は次式で表わされる。
サンプルした受信信号Znに対し復調キヤリアの
サンプル値(W(k-1)ξ-1)mを乗じた後インパル
ス応答{h0,h1,……,hL-1}なる実低域フイ
ルタを通してk番目の複素PAM信号のサンプル
値ηk(l)を得る。(ただしk=1,2,……,
N)ηk(l)の実数部または虚数部をとること
により各々第1図の出力端11kおよび11N+kに
は各々入力端1kおよび1N+kに入力されたk番目
のPAM信号および(N+k)番目のPAM信号の
サンプル値が得られる。即ちデイジタル処理によ
る受信側の信号処理操作により得られる。k番目
の複素PAM信号ηk(l)は次式で表わされる。
ここで1番目の復調用キヤリアの角周波数ω1
がω0(=2π/T)の整数倍であるとして Zn (p)=Zn……(m÷M)の剰余がPの時 =0……その他の時 なるZn (p)を定義すれば と表わされる。従つて(6)式は次式に変形される。
がω0(=2π/T)の整数倍であるとして Zn (p)=Zn……(m÷M)の剰余がPの時 =0……その他の時 なるZn (p)を定義すれば と表わされる。従つて(6)式は次式に変形される。
(7)式において
と表わせば所望のN個の複素PAM信号η1
(l),η2(l),……ηN(l)は、ダミー信号
ηN+1(l),……,ηM(l)と共に、M個の実
サンプル値A(0,l)A(1,l),……,A
(M−1,l)に各々ξ0,ξ-1,ξ-2,……,
ξ-M+1を乗した後M点離散フーリエ変換する事に
よつて得られる事がわかる。この操作を今後オフ
セツトフーリエ変換と称する事にする。ここでη
k(l)は、T/2秒毎(即ちM/2サンプル毎)に
その実数部又は虚数部に元PAM信号を担つてい
るからηk(l)はM/2個おきに更新されなけれ
ばならない。従つてM個の実サンプル値A(0,
l),A(1,l),……A(M−1,l)をM/2
サンプル毎に更新される必要がある。簡単のため
フイルタ係数の個数LがMの整数倍であるとして
L=BMとしてA(p,nM)(p=0,1,…
…,M−1)およびA(p,nM+M/2)(p=0, 1,……,M−1)を書き下すと次の如く表わさ
れる。
(l),η2(l),……ηN(l)は、ダミー信号
ηN+1(l),……,ηM(l)と共に、M個の実
サンプル値A(0,l)A(1,l),……,A
(M−1,l)に各々ξ0,ξ-1,ξ-2,……,
ξ-M+1を乗した後M点離散フーリエ変換する事に
よつて得られる事がわかる。この操作を今後オフ
セツトフーリエ変換と称する事にする。ここでη
k(l)は、T/2秒毎(即ちM/2サンプル毎)に
その実数部又は虚数部に元PAM信号を担つてい
るからηk(l)はM/2個おきに更新されなけれ
ばならない。従つてM個の実サンプル値A(0,
l),A(1,l),……A(M−1,l)をM/2
サンプル毎に更新される必要がある。簡単のため
フイルタ係数の個数LがMの整数倍であるとして
L=BMとしてA(p,nM)(p=0,1,…
…,M−1)およびA(p,nM+M/2)(p=0, 1,……,M−1)を書き下すと次の如く表わさ
れる。
および
従つてA(p+nM)なるサンプル値は、T秒
毎にとり出した受信信号サンプル値列{Zn (p)}
をT秒毎のインパルス応答が{h-p,hM-p,…
…,h〓M-p}である実低域フイルタHpに通す事
によつて得られることがわかる。(ただしk<0
<又はkβMの時hk=0とする。)同様にA
(p,nM+M/2)なるサンプル値は、T秒毎にとり 出した受信信号サンプル値{Zn (p)}をT秒毎の
インパルス応答が{h〓-p,hM+〓-p,……,h
〓M-〓-p}なる実低域フイルタHBを通す事によ
つて得られる。ここでM個の実低域フイルタ
H0,H1,H2,……,HM-1は全て振幅伝達特性が
同一で線形な位相伝達特性のみが段階的に異つて
いるのでこのフイルタ群をまとめてポリフエーズ
回路と称する事にする。明きらかに他のM個の実
低域フイルタH′0,H′1,……,H′M-1も他のポリ
フエーズ回路を構成する。
毎にとり出した受信信号サンプル値列{Zn (p)}
をT秒毎のインパルス応答が{h-p,hM-p,…
…,h〓M-p}である実低域フイルタHpに通す事
によつて得られることがわかる。(ただしk<0
<又はkβMの時hk=0とする。)同様にA
(p,nM+M/2)なるサンプル値は、T秒毎にとり 出した受信信号サンプル値{Zn (p)}をT秒毎の
インパルス応答が{h〓-p,hM+〓-p,……,h
〓M-〓-p}なる実低域フイルタHBを通す事によ
つて得られる。ここでM個の実低域フイルタ
H0,H1,H2,……,HM-1は全て振幅伝達特性が
同一で線形な位相伝達特性のみが段階的に異つて
いるのでこのフイルタ群をまとめてポリフエーズ
回路と称する事にする。明きらかに他のM個の実
低域フイルタH′0,H′1,……,H′M-1も他のポリ
フエーズ回路を構成する。
本発明は上記の原理に基く直交多重信号のデイ
ジタル処理形受信装置を提供するものである。
ジタル処理形受信装置を提供するものである。
第2図は本発明による直交多重信号のデイジタ
ル処理形受信装置の第一の具体的実施例を示すブ
ロツク図である。即ち第2図において20は入力
端、21は受信信号をT/M秒毎にサンプリング
するサンプラー、22は該サンプラーの連続する
M個の出力サンプル値をM個の並列サンプル値に
変換する多重分離回路、231,232,……,
23Mは該M個の並列サンプル値が出力されるM
個の並列出力端子、24は振幅特性が全て同一で
線形な位相特性のみが段階的に異なるM個の実低
域フイルタ251,252,……,25Mで構成
される第一のポリフエーズ回路、26は振幅特性
が全て同一で線形な位相特性のみが段階的に異な
る他のM個の実低域フイルタ271,272,…
…,27Mで構成される第二のポリフエーズ回
路、28はk=1,2,……Mに対し実低域フイ
ルタ25kの出力および実低域フイルタ27kの出
力をT/2秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変
換器のk番目の入力端29kに供給する切替回
路、30はM個の並列実サンプル値を入力とし
T/2秒毎にM個の複素サンプル値を出力するオフ
セツトフーリエ変換器、311,312,…,3
1MはM個の出力端である。第2図において入力
端20に入力された受信信号はサンプラー21に
よつてT/M秒毎のサンプル値別{Zn}に変換さ
れる。多重分離回路22はこうして得られたサン
プル値列{Zn}をM個のT秒毎の並列サンプル
値列{Zn (0)},{Zn (1)},……{Zn (M-1)}に
変換し、各々出力端231,232,……,23
Mに出力する。この並列サンプル値列は第一のポ
リフエーズ回路24に入力されると同時に第二の
ポリフエーズ回路26にも入力される。即ち例え
ば23pに得られたサンプル値列{Zn (p-1)}は
実低域フイルタ25pおよび実低域フイルタ27p
に同時に入力される。ここで実低域フイルタ25
pおよび27pの伝達関数は各々前記のHp-1およ
びH′p-1であるとする。(p=1,2,……,M)
従つて前記の(8)式および(9)式より第一のポリフエ
ーズ回路24はM個のT秒毎の並列サンプル値列
{A(0,nM)},{A(1,nM)},……,{A
(M−1),nM)}を出力し、第二のポリフエーズ
回路26は他のM個のT秒毎の並列サンプル値列
{A(0,nMM/2)},{A(1,nM+M/2)},
……, {A(M−1,nM+M/2)}を出力する。こうして 得られた第一のポリフエーズ回路M個の並列出力
と第二のポリフエーズ回路のM個の並列出力とは
切替回路28にてT/2秒毎に交互にオフセツトフ
ーリエ変換器30のM個の入力端291,29
2,……,29Mに入力される。オフセツトフー
リエ変換器30は前述の(7)式に従つてM個のT/2
秒毎の並列複素サンプル値列{η1(l)},{η
2(l)},……,{ηM(l)}を各々出力端31
1,312,……,31Mに出力する。ここで前
述したように送信された実PAM信号チヤネル数
2Nに対し一般にM2Nであり、所望の複素PAM
信号は{η1(l)},{η2(l)},……,{ηN
(l)}であるから残りの{ηN+1(l),{ηN+2
(l)},……,{ηM(l)}はダミー信号、即ち無
信号である。従つて出力端31N+1,31N+2,…
…,31Mは無視してもよい。
ル処理形受信装置の第一の具体的実施例を示すブ
ロツク図である。即ち第2図において20は入力
端、21は受信信号をT/M秒毎にサンプリング
するサンプラー、22は該サンプラーの連続する
M個の出力サンプル値をM個の並列サンプル値に
変換する多重分離回路、231,232,……,
23Mは該M個の並列サンプル値が出力されるM
個の並列出力端子、24は振幅特性が全て同一で
線形な位相特性のみが段階的に異なるM個の実低
域フイルタ251,252,……,25Mで構成
される第一のポリフエーズ回路、26は振幅特性
が全て同一で線形な位相特性のみが段階的に異な
る他のM個の実低域フイルタ271,272,…
…,27Mで構成される第二のポリフエーズ回
路、28はk=1,2,……Mに対し実低域フイ
ルタ25kの出力および実低域フイルタ27kの出
力をT/2秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変
換器のk番目の入力端29kに供給する切替回
路、30はM個の並列実サンプル値を入力とし
T/2秒毎にM個の複素サンプル値を出力するオフ
セツトフーリエ変換器、311,312,…,3
1MはM個の出力端である。第2図において入力
端20に入力された受信信号はサンプラー21に
よつてT/M秒毎のサンプル値別{Zn}に変換さ
れる。多重分離回路22はこうして得られたサン
プル値列{Zn}をM個のT秒毎の並列サンプル
値列{Zn (0)},{Zn (1)},……{Zn (M-1)}に
変換し、各々出力端231,232,……,23
Mに出力する。この並列サンプル値列は第一のポ
リフエーズ回路24に入力されると同時に第二の
ポリフエーズ回路26にも入力される。即ち例え
ば23pに得られたサンプル値列{Zn (p-1)}は
実低域フイルタ25pおよび実低域フイルタ27p
に同時に入力される。ここで実低域フイルタ25
pおよび27pの伝達関数は各々前記のHp-1およ
びH′p-1であるとする。(p=1,2,……,M)
従つて前記の(8)式および(9)式より第一のポリフエ
ーズ回路24はM個のT秒毎の並列サンプル値列
{A(0,nM)},{A(1,nM)},……,{A
(M−1),nM)}を出力し、第二のポリフエーズ
回路26は他のM個のT秒毎の並列サンプル値列
{A(0,nMM/2)},{A(1,nM+M/2)},
……, {A(M−1,nM+M/2)}を出力する。こうして 得られた第一のポリフエーズ回路M個の並列出力
と第二のポリフエーズ回路のM個の並列出力とは
切替回路28にてT/2秒毎に交互にオフセツトフ
ーリエ変換器30のM個の入力端291,29
2,……,29Mに入力される。オフセツトフー
リエ変換器30は前述の(7)式に従つてM個のT/2
秒毎の並列複素サンプル値列{η1(l)},{η
2(l)},……,{ηM(l)}を各々出力端31
1,312,……,31Mに出力する。ここで前
述したように送信された実PAM信号チヤネル数
2Nに対し一般にM2Nであり、所望の複素PAM
信号は{η1(l)},{η2(l)},……,{ηN
(l)}であるから残りの{ηN+1(l),{ηN+2
(l)},……,{ηM(l)}はダミー信号、即ち無
信号である。従つて出力端31N+1,31N+2,…
…,31Mは無視してもよい。
次に本発明による直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置の第二の実施例が前記(6)式を次のよ
うに変形することにより得られる事を示す。即ち
p=0,1,……,M/2−1に対し Zn (p)′=Zn……m=M/2・γ+pの時(ただしγ は任意の整数) =0……その他の時 なるZn (p)を定義すれば となる。従つて(6)式は以下の如く変形される。
理形受信装置の第二の実施例が前記(6)式を次のよ
うに変形することにより得られる事を示す。即ち
p=0,1,……,M/2−1に対し Zn (p)′=Zn……m=M/2・γ+pの時(ただしγ は任意の整数) =0……その他の時 なるZn (p)を定義すれば となる。従つて(6)式は以下の如く変形される。
ここで
である。(10)式より明らかな如く所望のN個の複素
PAM信号η1(l),η2(l),……,ηN
(l)はダミー信号ηN+1(l),ηN+2(l),…
…,ηM(l)と共に、M/2個の実サンプル値 A′(0,l),A′(1,l),……,A′(M/2− 1,l)に各々ξ0,ξ-1,……,ξ-〓+1又は
ξ-〓,ξ-〓-1,……,ξ-M+1を乗した後これを
前半M/2個の入力(この時後半M/2個は雰とする)
ま たは後半M/2個の入力(この時前半M/2個は雰とす る)としてM点離散フーリエ変換する事により得
られる事がわかる。(オフセツトフーリエ変換)
ここでM/2個の実サンプル値A′(0,l), A′(1,l),……A′(M/2−1,l)はT/2秒毎 に更新されるから上記のオフセツトフーリエ変換
はT/2秒毎に行われ、その出力としてM個のT/2
秒毎の複素サンプル値列{η1(l)},η2
(l)},……,{ηM(l)}が得られることにな
る。更にp=0,1,……,M/2−1に対し A′(p,nM/2)を書き下すと以下の如く表わされ る。
PAM信号η1(l),η2(l),……,ηN
(l)はダミー信号ηN+1(l),ηN+2(l),…
…,ηM(l)と共に、M/2個の実サンプル値 A′(0,l),A′(1,l),……,A′(M/2− 1,l)に各々ξ0,ξ-1,……,ξ-〓+1又は
ξ-〓,ξ-〓-1,……,ξ-M+1を乗した後これを
前半M/2個の入力(この時後半M/2個は雰とする)
ま たは後半M/2個の入力(この時前半M/2個は雰とす る)としてM点離散フーリエ変換する事により得
られる事がわかる。(オフセツトフーリエ変換)
ここでM/2個の実サンプル値A′(0,l), A′(1,l),……A′(M/2−1,l)はT/2秒毎 に更新されるから上記のオフセツトフーリエ変換
はT/2秒毎に行われ、その出力としてM個のT/2
秒毎の複素サンプル値列{η1(l)},η2
(l)},……,{ηM(l)}が得られることにな
る。更にp=0,1,……,M/2−1に対し A′(p,nM/2)を書き下すと以下の如く表わされ る。
即ちA′(p,nM/2)なるサンプル値はT/2秒
毎に とり出した受信信号サンプル値列{Zn (p′)}を
T/2秒毎のインパルス応答が{h-p,h〓-p,… …,h〓M-p}である実低域フイルタHp″に通す
事によつて得られることがわかる。(ただしk<
0又はkβMの時hk=0とする)ここでM/2個 の実低域フイルタH″0,H″1,……,H″〓-1は全
て振幅伝達特性が同一で線形な位相伝達特性のみ
が段階的に異つているのでこのフイルタ群も前記
同様ポリフエーズ回路を構成する。
毎に とり出した受信信号サンプル値列{Zn (p′)}を
T/2秒毎のインパルス応答が{h-p,h〓-p,… …,h〓M-p}である実低域フイルタHp″に通す
事によつて得られることがわかる。(ただしk<
0又はkβMの時hk=0とする)ここでM/2個 の実低域フイルタH″0,H″1,……,H″〓-1は全
て振幅伝達特性が同一で線形な位相伝達特性のみ
が段階的に異つているのでこのフイルタ群も前記
同様ポリフエーズ回路を構成する。
第3図は上記の原理に基く本発明による直交多
重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の具体
的実施例を示すブロツク図である。即ち第3図に
おいて32は入力端、33は受信信号をT/M秒
毎にサンプリングするサンプラー、34は該サン
プラーの連続するM/2個のサンプル値をM/2個の
並列サンプル値に変換する多重分離回路、35
1,352,……,35〓は該M/2個の並列サン
プル値が出力されるM/2個の並列出力端子、36
は振幅特性が全て同一で線形な位相特性のみが段
階的に異なM/2個の実低域フイルタ371,37
2……,37〓で構成されるポリフエーズ回路、
38はk=1,2,……,M/2に対し各々実低域フ イルタ37kの出力をT/2秒毎に交互に後述オフ
セツトフーリエ変換器のk番目の入力端39kま
たは(M/2+k)番目の入力端39〓+kに供給する 切替回路、40は前半M/2個または後半M/2個の
ダミー信号と共にM個の並列実サンプル値を入力
としT/2秒毎にM個の複素サンブル値を出力する
オフセツトフーリエ変換器、411,422,…
…,41MはM個の出力端である。
重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の具体
的実施例を示すブロツク図である。即ち第3図に
おいて32は入力端、33は受信信号をT/M秒
毎にサンプリングするサンプラー、34は該サン
プラーの連続するM/2個のサンプル値をM/2個の
並列サンプル値に変換する多重分離回路、35
1,352,……,35〓は該M/2個の並列サン
プル値が出力されるM/2個の並列出力端子、36
は振幅特性が全て同一で線形な位相特性のみが段
階的に異なM/2個の実低域フイルタ371,37
2……,37〓で構成されるポリフエーズ回路、
38はk=1,2,……,M/2に対し各々実低域フ イルタ37kの出力をT/2秒毎に交互に後述オフ
セツトフーリエ変換器のk番目の入力端39kま
たは(M/2+k)番目の入力端39〓+kに供給する 切替回路、40は前半M/2個または後半M/2個の
ダミー信号と共にM個の並列実サンプル値を入力
としT/2秒毎にM個の複素サンブル値を出力する
オフセツトフーリエ変換器、411,422,…
…,41MはM個の出力端である。
第3図において入力端32に入力された受信信
号はサンプラー33によつてT/M秒毎のサンプ
ル値列{Zn}に変換される。多重分離回路34
はこうして得られたサンプル値列{Zn}をM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列{Zn (0)′},{Zn (1)
′},……,{Z(〓−1)′n}に変換し、各々出力
端3
51,352,……,35〓に出力する。この並
列サンプル値列はポリフエーズ回路36に入力さ
れる。即ち例えば35pに得られたサンプル値列
{Zn (p-1)′}は伝達関数が前記のH″p-1と設定さ
れている実低域フイルタ37pに入力される。従
つて前記の(11)式よりポリフエーズ回路36はM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列{A′(0,nM/2)}, {A′(1,nM/2)},……,{A′(M/2−1,
nM/2)} を出力する。こうして得られたポリフエーズ回路
M/2個の並列出力は切替回路38にてT/2秒毎に
交互にオフセツトフーリエ変換器40の前半M/2個 の入力端391,392,……,39〓または、
後半M/2個の入力端39〓+1,,39〓+2,……, 39Mに入力される。オフセツトフーリエ変換器
40は前述の(10)式に従つてM個のT/2秒毎の並列
複素サンプル値列{η1(l)},{η2(l)},
……,{ηM(l)}を各々出力端411,42
2,……,41Mに出力する。
号はサンプラー33によつてT/M秒毎のサンプ
ル値列{Zn}に変換される。多重分離回路34
はこうして得られたサンプル値列{Zn}をM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列{Zn (0)′},{Zn (1)
′},……,{Z(〓−1)′n}に変換し、各々出力
端3
51,352,……,35〓に出力する。この並
列サンプル値列はポリフエーズ回路36に入力さ
れる。即ち例えば35pに得られたサンプル値列
{Zn (p-1)′}は伝達関数が前記のH″p-1と設定さ
れている実低域フイルタ37pに入力される。従
つて前記の(11)式よりポリフエーズ回路36はM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列{A′(0,nM/2)}, {A′(1,nM/2)},……,{A′(M/2−1,
nM/2)} を出力する。こうして得られたポリフエーズ回路
M/2個の並列出力は切替回路38にてT/2秒毎に
交互にオフセツトフーリエ変換器40の前半M/2個 の入力端391,392,……,39〓または、
後半M/2個の入力端39〓+1,,39〓+2,……, 39Mに入力される。オフセツトフーリエ変換器
40は前述の(10)式に従つてM個のT/2秒毎の並列
複素サンプル値列{η1(l)},{η2(l)},
……,{ηM(l)}を各々出力端411,42
2,……,41Mに出力する。
以上述べた如く本発明によれば単位時間当の乗
算回数を低減させ得るフーリエ変換技術を用いて
直交多重QAM信号デイジタル処理にて復調し得
る直交多重信号にデイジタル処理形受信装置が得
られるためその実用に供する所極めて大である。
なお、前記の第一の具体的実施例においては第一
および第二のポリフエーズ回路を単位遅延時間が
T秒のデイジタルフイルタで実現できるのに対し
第二の具体的実施例においてはポリフエーズ回路
を単位遅延時間がT/2秒のデイジタルフイルタで
実現する必要がある。しかし、第二の具体的実施
例においてはオフセツトフーリエ変換器の入力の
うち半数は常に0であるからオフセツトフーリエ
変換処理が若干簡単化される特徴を有する。
算回数を低減させ得るフーリエ変換技術を用いて
直交多重QAM信号デイジタル処理にて復調し得
る直交多重信号にデイジタル処理形受信装置が得
られるためその実用に供する所極めて大である。
なお、前記の第一の具体的実施例においては第一
および第二のポリフエーズ回路を単位遅延時間が
T秒のデイジタルフイルタで実現できるのに対し
第二の具体的実施例においてはポリフエーズ回路
を単位遅延時間がT/2秒のデイジタルフイルタで
実現する必要がある。しかし、第二の具体的実施
例においてはオフセツトフーリエ変換器の入力の
うち半数は常に0であるからオフセツトフーリエ
変換処理が若干簡単化される特徴を有する。
第1図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図、第2図は本発明による直交多重信
号のデイジタル処理形受信装置の第一の具体的実
施例を示すブロツク図、第3図は本発明による直
交多重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の
具体的実施例を示すブロツク図である。 図において、21,22,……,2NはN個の
T/2秒遅延回路、31,32,……,32Nは2N個
の送信ベースバンドフイルタ、41,42,…
…,42Nは2N個の変調器、5は多重化回路、6
は伝送路、71,72,……,72Nは2N個の復
調器、81,82,……82Nは2N個の受信ベー
スバンドフイルタ、91,92,……,9NはN
個のT/2秒遅延回路、101,102,……10
NはN個のT秒遅延回路、21はサンプラー、2
2は多重分離回路、24は第一のポリフエーズ回
路、26は第二のポリフエーズ回路、28は切替
回路、30はオフセツトフーリエ、33はサンプ
ラー、34は多重分離回路、36はポリフエーズ
回路、38は切替回路、40はオフセツトフーリ
エ変換器である。
すブロツク図、第2図は本発明による直交多重信
号のデイジタル処理形受信装置の第一の具体的実
施例を示すブロツク図、第3図は本発明による直
交多重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の
具体的実施例を示すブロツク図である。 図において、21,22,……,2NはN個の
T/2秒遅延回路、31,32,……,32Nは2N個
の送信ベースバンドフイルタ、41,42,…
…,42Nは2N個の変調器、5は多重化回路、6
は伝送路、71,72,……,72Nは2N個の復
調器、81,82,……82Nは2N個の受信ベー
スバンドフイルタ、91,92,……,9NはN
個のT/2秒遅延回路、101,102,……10
NはN個のT秒遅延回路、21はサンプラー、2
2は多重分離回路、24は第一のポリフエーズ回
路、26は第二のポリフエーズ回路、28は切替
回路、30はオフセツトフーリエ、33はサンプ
ラー、34は多重分離回路、36はポリフエーズ
回路、38は切替回路、40はオフセツトフーリ
エ変換器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 入力端に得られた受信信号をT/M(ただし
Mは偶数とする。)秒毎にサンプリングし、T秒
毎にM個の並列サンプル値を出力する多重分離回
路と、該M個の並列サンプル値を入力とし実効帯
域巾が1/2Tヘルツで線形位相勾配のみが段階的
に異なるM個の実低域フイルタから構成される第
一のポリフエーズ回路と、該M個の並列サンプル
値を入力とし、実効帯域巾が1/2Tヘルツで線形
位相勾配のみが段階的に異なる他のM個の実低域
フイルタから構成される第二のポリフエーズ回路
と、該第一のポリフエーズ回路のM個の出力およ
び該第二のポリフエーズ回路のM個の出力をT/2
秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変換器のM
個の入力端に供給する切換回路と、M個の実サン
プル値を入力としT/2秒毎にM個の複素サンプル
値を出力するオフセツトフーリエ変換器とを含む
事を特徴とする直交多重信号のデイジタル処理形
受信装置。 2 入力端に得られた受信信号をT/M(ただし
Mは偶数とする)秒毎にサンプリングし、T/2秒
毎にM/2個の並列サンプル値を出力する多重分離
回路と、該M/2個の並列サンプル値を入力とし、
実効帯域巾が1/2Tヘルツで線形位相勾配のみが
段階的に異なるM/2個の実低域フイルタから構成
されるポリフエーズ回路と該ポリフエーズ回路の
M/2個の並列出力をT/2秒毎に後述オフセツトフ
ーリエ変換器の前半M/2個の入力端および後半
M/2個の入力端に交互に供給する切換回路と、M
個の実サンプル値を入力としT/2秒毎にM個の複
素サンプル値を出力するオフセツトフーリエ変換
器とを含む事を特徴とする直交多重信号のデイジ
タル処理形受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15023877A JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15023877A JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5481712A JPS5481712A (en) | 1979-06-29 |
JPS6154296B2 true JPS6154296B2 (ja) | 1986-11-21 |
Family
ID=15492569
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15023877A Granted JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5481712A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56125131A (en) * | 1980-03-07 | 1981-10-01 | Nec Corp | Digital processing type transceiver for quadrature multiplex signal |
US5038402A (en) * | 1988-12-06 | 1991-08-06 | General Instrument Corporation | Apparatus and method for providing digital audio in the FM broadcast band |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5437520A (en) * | 1977-08-30 | 1979-03-20 | Nec Corp | Digital processing type transmitter for quadrature multiple signal |
-
1977
- 1977-12-13 JP JP15023877A patent/JPS5481712A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5437520A (en) * | 1977-08-30 | 1979-03-20 | Nec Corp | Digital processing type transmitter for quadrature multiple signal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5481712A (en) | 1979-06-29 |
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