JPS6154296B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6154296B2 JPS6154296B2 JP52150238A JP15023877A JPS6154296B2 JP S6154296 B2 JPS6154296 B2 JP S6154296B2 JP 52150238 A JP52150238 A JP 52150238A JP 15023877 A JP15023877 A JP 15023877A JP S6154296 B2 JPS6154296 B2 JP S6154296B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- seconds
- sample values
- input
- circuit
- outputs
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/04—Frequency-transposition arrangements
- H04J1/05—Frequency-transposition arrangements using digital techniques
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多チヤンネルパルス振巾変調（以下
PAMと略称する）信号が直交多重された後伝送
路を介して受信端に到達した直交多重信号を受信
する受信装置に関し、特に複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交振巾変調（以下QAMと略称
する）過程を経た後直交多重された直交多重
QAM信号を受信し、デイジタル処理により複数
個の複素ベースバンドPAM信号を再生する受信
装置に関する。
PAMと略称する）信号が直交多重された後伝送
路を介して受信端に到達した直交多重信号を受信
する受信装置に関し、特に複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交振巾変調（以下QAMと略称
する）過程を経た後直交多重された直交多重
QAM信号を受信し、デイジタル処理により複数
個の複素ベースバンドPAM信号を再生する受信
装置に関する。
直交多重QAM信号を受信して複数個の複素ベ
ースバンドPAM信号を得るには例えば昭和51年
特許願68523号明細書の”直交多重信号の送信方
式および送受信装置”（以下文献１と略称する）
に記載されている如く、アナログ復調器、アナロ
グベースバンドフイルタ等が用いられていた。し
かしながら近年のデイジタルIC技術、デイジタ
ル信号処理技術の発展に伴つてデイジタル的に受
信直交多重QAM信号より複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号を得る事も可能になつてきた。
ースバンドPAM信号を得るには例えば昭和51年
特許願68523号明細書の”直交多重信号の送信方
式および送受信装置”（以下文献１と略称する）
に記載されている如く、アナログ復調器、アナロ
グベースバンドフイルタ等が用いられていた。し
かしながら近年のデイジタルIC技術、デイジタ
ル信号処理技術の発展に伴つてデイジタル的に受
信直交多重QAM信号より複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号を得る事も可能になつてきた。
デイジタル信号処理技術を適用した周波数分割
多重（以下FDMと略称する）方式としてはFDM
端局における単側帯波（以下SSBと略称する）―
FDM信号への変換を試みたTDM―FDMトランス
マルチプレクサ等が知られている。（例えば文献
２として1974年９月発行の刊行物「IEEE
TRANSACTION、ON COMMUNICATIONS，
VOL.COM―22，No.９」の第1199頁第1205頁記載
の論文“TDM―FDM Transmultiplexer：
Digital Polyphase and FFT”を参照された
い）。
多重（以下FDMと略称する）方式としてはFDM
端局における単側帯波（以下SSBと略称する）―
FDM信号への変換を試みたTDM―FDMトランス
マルチプレクサ等が知られている。（例えば文献
２として1974年９月発行の刊行物「IEEE
TRANSACTION、ON COMMUNICATIONS，
VOL.COM―22，No.９」の第1199頁第1205頁記載
の論文“TDM―FDM Transmultiplexer：
Digital Polyphase and FFT”を参照された
い）。
ところで文献１によれば複数個の複素ベースバ
ンドPAM信号が直交多重QAM信号に変換される
過程において必然的に各々の複素ベースバンド
PAM信号と虚部信号との間に適当に各PAM信号
クロツクの半周期の遅延差が付与される事が知ら
れている。このような直交多重QAM信号を受信
しデイジタル処理にて複数個の複素PAM信号サ
ンプル値を得るには、各PAM信号のクロツクの
一周期毎のサンプル値では無く、半周期毎のサン
プル値を再生する必要がある。更にこのような直
交多重QAM信号を用いた伝送方式は本質的にデ
イジタルデータ伝送方式の一種であるため非直線
位相特性を有する再帰型デイジタルフイルタを使
用できない。従つて前記のTDM―FDMトランス
マルチプレクサに適用された如きデイジタル信号
処理技術をそのまま直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置に適用する事は困難であつた。
ンドPAM信号が直交多重QAM信号に変換される
過程において必然的に各々の複素ベースバンド
PAM信号と虚部信号との間に適当に各PAM信号
クロツクの半周期の遅延差が付与される事が知ら
れている。このような直交多重QAM信号を受信
しデイジタル処理にて複数個の複素PAM信号サ
ンプル値を得るには、各PAM信号のクロツクの
一周期毎のサンプル値では無く、半周期毎のサン
プル値を再生する必要がある。更にこのような直
交多重QAM信号を用いた伝送方式は本質的にデ
イジタルデータ伝送方式の一種であるため非直線
位相特性を有する再帰型デイジタルフイルタを使
用できない。従つて前記のTDM―FDMトランス
マルチプレクサに適用された如きデイジタル信号
処理技術をそのまま直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置に適用する事は困難であつた。
本発明の目的は上記の点に鑑み、特に受信され
た直交多重QAM信号よりデイジタル的に複数個
の複素ベースバンドPAM信号を再生することを
可能にする直交多重信号のデイジタル処理形受信
装置を提供するものである。
た直交多重QAM信号よりデイジタル的に複数個
の複素ベースバンドPAM信号を再生することを
可能にする直交多重信号のデイジタル処理形受信
装置を提供するものである。
以下図面を用いて本発明を説明する。
第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図である。１１，１２……，１2Nはク
ロツク周期Ｔ秒で互いに同期のとれた2N個の
PAM信号が入力される入力端、２１，２２，…
…，２NはＮ個のT/2秒遅延回路、３１，３２，
……，３2Nは2N個の送信ベースバンドフイル
タ、４１，４２，……，４2Nは2N個の変調器、
５は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出す
る多重回路、６は伝送路、７１，７２，……７2N
は2N個の復調器、８１，８２，……，８2Nは2N
個の受信ベースバンドフイルタ、９１，９２，…
…，９NはＮ個のT/2秒遅延回路、１０１，１０
２，……，１０NはＮ個のＴ秒遅延回路、１１
１，１１２，……，１１2Nは2N個のPAM信号が
出力される出力端である。第１図にて第ｋ番目
（ｋはＮ以下とする）の入力端１kおよび第（Ｎ＋
ｋ）番目の入力端１N+kに各々第ｋ番目のPAM信
号および第（Ｎ＋ｋ）番目のPAM信号が入力さ
れるものとする。第ｋ番目のPAM信号はT/2秒
遅延回路２kにてT/2秒遅延を受けた後送信ベー
スバンドフイルタ３kにて帯域制限および波形成
形されて変調器４kに至る。一方第（Ｎ＋ｋ）番
目のPAM信号はそのまま送信ベースバンドフイ
ルタ３N+kにて帯域制限および波形成形されて変
調器４N+kに至る。変調器４kおよび４N+kにおい
ては角周波数ωkの同相キヤリアcos〓ktおよび直
交キヤリアsin〓ktが各々変調キヤリアとして入
力され両変調出力が多重化回路５で加算される事
により中心周波数ωkなるｋ番目のQAM信号が形
成される。ここで各変調器にて使用されるキヤリ
アの角周波数は１ｋＮ―１なるｋに対しωk+
１−ωk＝２π／Ｔと設定されており、変調器４
１，４２，……４Nにおけるキヤリアは余弦波と
正弦波とが交互に配置されている。このような送
信側の変調操作により多重化回路５から直交多重
されたQAM信号が出力される事は既に良く知ら
れている。多重化回路から出力された直交多重
QAM信号は伝送路６を介して受信側に伝送され
る。受信側では前記送信側と全く逆の変換が行わ
れる。即ち、復調器７kおよび７N+kにおいては
各々同相キヤリアcos〓ktおよび直交キヤリアsin
ωkｔが復調キヤリアとして入力されｋ番目の復
調出力および（Ｎ＋ｋ）番目の復調出力は各々受
信ベースバンドフイルタ８kおよび８N+kにて帯域
制限および波形成形された後各々T/2秒遅延回路
９kおよびＴ秒遅延回路１０kにて遅延関係の補正
を施された後各々出力端１１kおよび出力端１１N
＋ｋに至る。ここで送信ベースバンドフイルタ３
１，３２，……，３2Nおよび受信ベースバンドフ
イルタ８１，８２，……８2Nが全て同一周波数応
答Ｇ（ω）でその3dB低下帯域（以下実効帯域と
称する）1/2Ｔヘルツの低域通過フイルタである
とし、G2（ω）が1/2Ｔヘルツで6dB低下する通
常のナイキストフイルタ特性であるとすると受信
側出力端１１１，１１２，……，１１2Nには適当
なサンプリング時点で自分自身の符号間干渉が無
く互いにチヤネル間干渉も無いPAM信号が得ら
れる事が知られている。
すブロツク図である。１１，１２……，１2Nはク
ロツク周期Ｔ秒で互いに同期のとれた2N個の
PAM信号が入力される入力端、２１，２２，…
…，２NはＮ個のT/2秒遅延回路、３１，３２，
……，３2Nは2N個の送信ベースバンドフイル
タ、４１，４２，……，４2Nは2N個の変調器、
５は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出す
る多重回路、６は伝送路、７１，７２，……７2N
は2N個の復調器、８１，８２，……，８2Nは2N
個の受信ベースバンドフイルタ、９１，９２，…
…，９NはＮ個のT/2秒遅延回路、１０１，１０
２，……，１０NはＮ個のＴ秒遅延回路、１１
１，１１２，……，１１2Nは2N個のPAM信号が
出力される出力端である。第１図にて第ｋ番目
（ｋはＮ以下とする）の入力端１kおよび第（Ｎ＋
ｋ）番目の入力端１N+kに各々第ｋ番目のPAM信
号および第（Ｎ＋ｋ）番目のPAM信号が入力さ
れるものとする。第ｋ番目のPAM信号はT/2秒
遅延回路２kにてT/2秒遅延を受けた後送信ベー
スバンドフイルタ３kにて帯域制限および波形成
形されて変調器４kに至る。一方第（Ｎ＋ｋ）番
目のPAM信号はそのまま送信ベースバンドフイ
ルタ３N+kにて帯域制限および波形成形されて変
調器４N+kに至る。変調器４kおよび４N+kにおい
ては角周波数ωkの同相キヤリアcos〓ktおよび直
交キヤリアsin〓ktが各々変調キヤリアとして入
力され両変調出力が多重化回路５で加算される事
により中心周波数ωkなるｋ番目のQAM信号が形
成される。ここで各変調器にて使用されるキヤリ
アの角周波数は１ｋＮ―１なるｋに対しωk+
１−ωk＝２π／Ｔと設定されており、変調器４
１，４２，……４Nにおけるキヤリアは余弦波と
正弦波とが交互に配置されている。このような送
信側の変調操作により多重化回路５から直交多重
されたQAM信号が出力される事は既に良く知ら
れている。多重化回路から出力された直交多重
QAM信号は伝送路６を介して受信側に伝送され
る。受信側では前記送信側と全く逆の変換が行わ
れる。即ち、復調器７kおよび７N+kにおいては
各々同相キヤリアcos〓ktおよび直交キヤリアsin
ωkｔが復調キヤリアとして入力されｋ番目の復
調出力および（Ｎ＋ｋ）番目の復調出力は各々受
信ベースバンドフイルタ８kおよび８N+kにて帯域
制限および波形成形された後各々T/2秒遅延回路
９kおよびＴ秒遅延回路１０kにて遅延関係の補正
を施された後各々出力端１１kおよび出力端１１N
＋ｋに至る。ここで送信ベースバンドフイルタ３
１，３２，……，３2Nおよび受信ベースバンドフ
イルタ８１，８２，……８2Nが全て同一周波数応
答Ｇ（ω）でその3dB低下帯域（以下実効帯域と
称する）1/2Ｔヘルツの低域通過フイルタである
とし、G2（ω）が1/2Ｔヘルツで6dB低下する通
常のナイキストフイルタ特性であるとすると受信
側出力端１１１，１１２，……，１１2Nには適当
なサンプリング時点で自分自身の符号間干渉が無
く互いにチヤネル間干渉も無いPAM信号が得ら
れる事が知られている。
次に第１図の破線で囲まれた受信部の信号処理
操作を全てデイジタル処理にて行う事を考える。
ここでT/2秒遅延回路９１，９２，……，９Nお
よびＴ秒遅延回路１０１，１０２，……，１０N
は単に再生された各PAM信号の遅延関係を一致
させるために設けられているのでこれらを除外し
て考える。受信側のデイジタル処理による信号処
理操作を考えるためにまず送信信号をサンプル値
形で表現する。いま入力端１kに入力されるＴ秒
毎のPAM信号サンプル値をサンプリング周波数
sのサンプル値ｘk（ｎ）で表わすものとする。
但しs＝M/T（Ｍは入力PAMチヤネル数2Nより
大きな偶数）とする。
操作を全てデイジタル処理にて行う事を考える。
ここでT/2秒遅延回路９１，９２，……，９Nお
よびＴ秒遅延回路１０１，１０２，……，１０N
は単に再生された各PAM信号の遅延関係を一致
させるために設けられているのでこれらを除外し
て考える。受信側のデイジタル処理による信号処
理操作を考えるためにまず送信信号をサンプル値
形で表現する。いま入力端１kに入力されるＴ秒
毎のPAM信号サンプル値をサンプリング周波数
sのサンプル値ｘk（ｎ）で表わすものとする。
但しs＝M/T（Ｍは入力PAMチヤネル数2Nより
大きな偶数）とする。
この時ｘk（ｎ）はＭの倍数となるｎに対して
のみＴ秒毎の入力PAM信号を担い他のｎに対し
てはｘk（ｎ）＝０となるものとする。送信ベース
バンドフイルタＧ（ω）のインパルス応答をサン
プリング周波数sの実サンプル値｛h0，h1，…
…，ｈL-1｝と表わせば送信ベースバンドフイル
タ３kの出力サンプル値yk（ｍ）は次式で表わさ
れる。
のみＴ秒毎の入力PAM信号を担い他のｎに対し
てはｘk（ｎ）＝０となるものとする。送信ベース
バンドフイルタＧ（ω）のインパルス応答をサン
プリング周波数sの実サンプル値｛h0，h1，…
…，ｈL-1｝と表わせば送信ベースバンドフイル
タ３kの出力サンプル値yk（ｍ）は次式で表わさ
れる。
１ｋＮの時
Ｎ＋１ｋ2Nの時
更に変調器４１，４２，……，４Nにおける変
調キヤリアを各々cos〓1t，sin〓2t，cos〓3t，…
…，sin〓Ntとし、変調器４N+1，４N+2，……，４
2Nにおける変調キヤリアを各々sinω1t，cosω
2t，sinω3t，……，cosωNｔ（ここで説明の便宜
上Ｎは偶数としていている）とすれば、これら変
調キヤリアのサンプル値は各々cos（ω１ｍ／ＭＴ）， sin（ω２ｍ／ＭＴ），cos（ω３ｍ／ＭＴ），……，si
n（ωN ｍ／ＭＴ），sin（ω１ｍ／ＭＴ），cos（ω２ｍ／Ｍ
Ｔ），sin （ω３ｍ／ＭＴ），……，cos（ωNｍ／ＭＴ）と表わさ
れ る。従つて多重化回路５の出力として得られるサ
ンプル値Ｚnは次式で表わされる。
調キヤリアを各々cos〓1t，sin〓2t，cos〓3t，…
…，sin〓Ntとし、変調器４N+1，４N+2，……，４
2Nにおける変調キヤリアを各々sinω1t，cosω
2t，sinω3t，……，cosωNｔ（ここで説明の便宜
上Ｎは偶数としていている）とすれば、これら変
調キヤリアのサンプル値は各々cos（ω１ｍ／ＭＴ）， sin（ω２ｍ／ＭＴ），cos（ω３ｍ／ＭＴ），……，si
n（ωN ｍ／ＭＴ），sin（ω１ｍ／ＭＴ），cos（ω２ｍ／Ｍ
Ｔ），sin （ω３ｍ／ＭＴ），……，cos（ωNｍ／ＭＴ）と表わさ
れ る。従つて多重化回路５の出力として得られるサ
ンプル値Ｚnは次式で表わされる。
(1)，(2)式を(3)式に代入すれば
ただし
ηk（ｌ）＝ｘk（ｌ−Ｍ／２）＋ｊ・ｘN+k（ｌ） ｋが
奇数の時
ηk（ｌ）＝ｘN+k（ｌ）＋ｊ・ｘ（ｌ−Ｍ／２）ｋが偶
数の時
と表わされる。（ここでｊは虚数単位とする。ま
たRe｛・｝は・の実数部を意味する。）ｋ番目の
変調用キヤリアの角周波数ωkは前記のωk−ωk-
１＝ω０（＝２π／Ｔ）なる関係よりωk＝ω１＋
（ｋ−１）ω０と表わされる。従つて送信信号の
サンプル値Ｚnは次式で表わされる。
たRe｛・｝は・の実数部を意味する。）ｋ番目の
変調用キヤリアの角周波数ωkは前記のωk−ωk-
１＝ω０（＝２π／Ｔ）なる関係よりωk＝ω１＋
（ｋ−１）ω０と表わされる。従つて送信信号の
サンプル値Ｚnは次式で表わされる。
受信側の信号処理操作は次のように表わされ
る。
る。
即ち、受信信号をサンプリング周波数sにて
サンプルした受信信号Ｚnに対し復調キヤリアの
サンプル値（Ｗ(k-1)ξ-1）mを乗じた後インパル
ス応答｛h0，h1，……，ｈL-1｝なる実低域フイ
ルタを通してｋ番目の複素PAM信号のサンプル
値ηk（ｌ）を得る。（ただしｋ＝１，２，……，
Ｎ）ηk（ｌ）の実数部または虚数部をとること
により各々第１図の出力端１１kおよび１１N+kに
は各々入力端１kおよび１N+kに入力されたｋ番目
のPAM信号および（Ｎ＋ｋ）番目のPAM信号の
サンプル値が得られる。即ちデイジタル処理によ
る受信側の信号処理操作により得られる。ｋ番目
の複素PAM信号ηk（ｌ）は次式で表わされる。
サンプルした受信信号Ｚnに対し復調キヤリアの
サンプル値（Ｗ(k-1)ξ-1）mを乗じた後インパル
ス応答｛h0，h1，……，ｈL-1｝なる実低域フイ
ルタを通してｋ番目の複素PAM信号のサンプル
値ηk（ｌ）を得る。（ただしｋ＝１，２，……，
Ｎ）ηk（ｌ）の実数部または虚数部をとること
により各々第１図の出力端１１kおよび１１N+kに
は各々入力端１kおよび１N+kに入力されたｋ番目
のPAM信号および（Ｎ＋ｋ）番目のPAM信号の
サンプル値が得られる。即ちデイジタル処理によ
る受信側の信号処理操作により得られる。ｋ番目
の複素PAM信号ηk（ｌ）は次式で表わされる。
ここで１番目の復調用キヤリアの角周波数ω１
がω０（＝２π／Ｔ）の整数倍であるとして Ｚn (p)＝Ｚn……（ｍ÷Ｍ）の剰余がＰの時 ＝０……その他の時 なるＺn (p)を定義すれば と表わされる。従つて(6)式は次式に変形される。
がω０（＝２π／Ｔ）の整数倍であるとして Ｚn (p)＝Ｚn……（ｍ÷Ｍ）の剰余がＰの時 ＝０……その他の時 なるＺn (p)を定義すれば と表わされる。従つて(6)式は次式に変形される。
(7)式において
と表わせば所望のＮ個の複素PAM信号η１
（ｌ），η２（ｌ），……ηN（ｌ）は、ダミー信号
ηN+1（ｌ），……，ηM（ｌ）と共に、Ｍ個の実
サンプル値Ａ（０，ｌ）Ａ（１，ｌ），……，Ａ
（Ｍ−１，ｌ）に各々ξ０，ξ-1，ξ-2，……，
ξ-M+1を乗した後Ｍ点離散フーリエ変換する事に
よつて得られる事がわかる。この操作を今後オフ
セツトフーリエ変換と称する事にする。ここでη
k（ｌ）は、T/2秒毎（即ちM/2サンプル毎）に
その実数部又は虚数部に元PAM信号を担つてい
るからηk（ｌ）はM/2個おきに更新されなけれ
ばならない。従つてＭ個の実サンプル値Ａ（０，
ｌ），Ａ（１，ｌ），……Ａ（Ｍ−１，ｌ）をM/2
サンプル毎に更新される必要がある。簡単のため
フイルタ係数の個数ＬがＭの整数倍であるとして
Ｌ＝BMとしてＡ（ｐ，nM）（ｐ＝０，１，…
…，Ｍ−１）およびＡ（ｐ，nM＋Ｍ／２）（ｐ＝０， １，……，Ｍ−１）を書き下すと次の如く表わさ
れる。
（ｌ），η２（ｌ），……ηN（ｌ）は、ダミー信号
ηN+1（ｌ），……，ηM（ｌ）と共に、Ｍ個の実
サンプル値Ａ（０，ｌ）Ａ（１，ｌ），……，Ａ
（Ｍ−１，ｌ）に各々ξ０，ξ-1，ξ-2，……，
ξ-M+1を乗した後Ｍ点離散フーリエ変換する事に
よつて得られる事がわかる。この操作を今後オフ
セツトフーリエ変換と称する事にする。ここでη
k（ｌ）は、T/2秒毎（即ちM/2サンプル毎）に
その実数部又は虚数部に元PAM信号を担つてい
るからηk（ｌ）はM/2個おきに更新されなけれ
ばならない。従つてＭ個の実サンプル値Ａ（０，
ｌ），Ａ（１，ｌ），……Ａ（Ｍ−１，ｌ）をM/2
サンプル毎に更新される必要がある。簡単のため
フイルタ係数の個数ＬがＭの整数倍であるとして
Ｌ＝BMとしてＡ（ｐ，nM）（ｐ＝０，１，…
…，Ｍ−１）およびＡ（ｐ，nM＋Ｍ／２）（ｐ＝０， １，……，Ｍ−１）を書き下すと次の如く表わさ
れる。
および
従つてＡ（ｐ＋nM）なるサンプル値は、Ｔ秒
毎にとり出した受信信号サンプル値列｛Ｚn (p)｝
をＴ秒毎のインパルス応答が｛ｈ-p，ｈM-p，…
…，ｈ〓M-p｝である実低域フイルタＨpに通す事
によつて得られることがわかる。（ただしｋ＜０
＜又はｋβＭの時ｈk＝０とする。）同様にＡ
（ｐ，nM＋Ｍ／２）なるサンプル値は、Ｔ秒毎にとり 出した受信信号サンプル値｛Ｚn (p)｝をＴ秒毎の
インパルス応答が｛ｈ〓-p，ｈM+〓-p，……，ｈ
〓M-〓-p｝なる実低域フイルタＨBを通す事によ
つて得られる。ここでＭ個の実低域フイルタ
H0，H1，H2，……，ＨM-1は全て振幅伝達特性が
同一で線形な位相伝達特性のみが段階的に異つて
いるのでこのフイルタ群をまとめてポリフエーズ
回路と称する事にする。明きらかに他のＭ個の実
低域フイルタH′0，H′1，……，H′M-1も他のポリ
フエーズ回路を構成する。
毎にとり出した受信信号サンプル値列｛Ｚn (p)｝
をＴ秒毎のインパルス応答が｛ｈ-p，ｈM-p，…
…，ｈ〓M-p｝である実低域フイルタＨpに通す事
によつて得られることがわかる。（ただしｋ＜０
＜又はｋβＭの時ｈk＝０とする。）同様にＡ
（ｐ，nM＋Ｍ／２）なるサンプル値は、Ｔ秒毎にとり 出した受信信号サンプル値｛Ｚn (p)｝をＴ秒毎の
インパルス応答が｛ｈ〓-p，ｈM+〓-p，……，ｈ
〓M-〓-p｝なる実低域フイルタＨBを通す事によ
つて得られる。ここでＭ個の実低域フイルタ
H0，H1，H2，……，ＨM-1は全て振幅伝達特性が
同一で線形な位相伝達特性のみが段階的に異つて
いるのでこのフイルタ群をまとめてポリフエーズ
回路と称する事にする。明きらかに他のＭ個の実
低域フイルタH′0，H′1，……，H′M-1も他のポリ
フエーズ回路を構成する。
本発明は上記の原理に基く直交多重信号のデイ
ジタル処理形受信装置を提供するものである。
ジタル処理形受信装置を提供するものである。
第２図は本発明による直交多重信号のデイジタ
ル処理形受信装置の第一の具体的実施例を示すブ
ロツク図である。即ち第２図において２０は入力
端、２１は受信信号をT/M秒毎にサンプリング
するサンプラー、２２は該サンプラーの連続する
Ｍ個の出力サンプル値をＭ個の並列サンプル値に
変換する多重分離回路、２３１，２３２，……，
２３Mは該Ｍ個の並列サンプル値が出力されるＭ
個の並列出力端子、２４は振幅特性が全て同一で
線形な位相特性のみが段階的に異なるＭ個の実低
域フイルタ２５１，２５２，……，２５Mで構成
される第一のポリフエーズ回路、２６は振幅特性
が全て同一で線形な位相特性のみが段階的に異な
る他のＭ個の実低域フイルタ２７１，２７２，…
…，２７Mで構成される第二のポリフエーズ回
路、２８はｋ＝１，２，……Ｍに対し実低域フイ
ルタ２５kの出力および実低域フイルタ２７kの出
力をT/2秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変
換器のｋ番目の入力端２９kに供給する切替回
路、３０はＭ個の並列実サンプル値を入力とし
T/2秒毎にＭ個の複素サンプル値を出力するオフ
セツトフーリエ変換器、３１１，３１２，…，３
１MはＭ個の出力端である。第２図において入力
端２０に入力された受信信号はサンプラー２１に
よつてT/M秒毎のサンプル値別｛Ｚn｝に変換さ
れる。多重分離回路２２はこうして得られたサン
プル値列｛Ｚn｝をＭ個のＴ秒毎の並列サンプル
値列｛Ｚn (0)｝，｛Ｚn (1)｝，……｛Ｚn (M-1)｝に
変換し、各々出力端２３１，２３２，……，２３
Mに出力する。この並列サンプル値列は第一のポ
リフエーズ回路２４に入力されると同時に第二の
ポリフエーズ回路２６にも入力される。即ち例え
ば２３pに得られたサンプル値列｛Ｚn (p-1)｝は
実低域フイルタ２５pおよび実低域フイルタ２７p
に同時に入力される。ここで実低域フイルタ２５
pおよび２７pの伝達関数は各々前記のＨp-1およ
びH′p-1であるとする。（ｐ＝１，２，……，Ｍ）
従つて前記の(8)式および(9)式より第一のポリフエ
ーズ回路２４はＭ個のＴ秒毎の並列サンプル値列
｛Ａ（０，nM）｝，｛Ａ（１，nM）｝，……，｛Ａ
（Ｍ−１），nM）｝を出力し、第二のポリフエーズ
回路２６は他のＭ個のＴ秒毎の並列サンプル値列
｛Ａ（０，nMＭ／２）｝，｛Ａ（１，nM＋Ｍ／２）｝，
……， ｛Ａ（Ｍ−１，nM＋Ｍ／２）｝を出力する。こうして 得られた第一のポリフエーズ回路Ｍ個の並列出力
と第二のポリフエーズ回路のＭ個の並列出力とは
切替回路２８にてT/2秒毎に交互にオフセツトフ
ーリエ変換器３０のＭ個の入力端２９１，２９
２，……，２９Mに入力される。オフセツトフー
リエ変換器３０は前述の(7)式に従つてＭ個のT/2
秒毎の並列複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，｛η
２（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝を各々出力端３１
１，３１２，……，３１Mに出力する。ここで前
述したように送信された実PAM信号チヤネル数
2Nに対し一般にＭ2Nであり、所望の複素PAM
信号は｛η１（ｌ）｝，｛η２（ｌ）｝，……，｛ηN
（ｌ）｝であるから残りの｛ηN+1（ｌ），｛ηN+2
（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝はダミー信号、即ち無
信号である。従つて出力端３１N+1，３１N+2，…
…，３１Mは無視してもよい。
ル処理形受信装置の第一の具体的実施例を示すブ
ロツク図である。即ち第２図において２０は入力
端、２１は受信信号をT/M秒毎にサンプリング
するサンプラー、２２は該サンプラーの連続する
Ｍ個の出力サンプル値をＭ個の並列サンプル値に
変換する多重分離回路、２３１，２３２，……，
２３Mは該Ｍ個の並列サンプル値が出力されるＭ
個の並列出力端子、２４は振幅特性が全て同一で
線形な位相特性のみが段階的に異なるＭ個の実低
域フイルタ２５１，２５２，……，２５Mで構成
される第一のポリフエーズ回路、２６は振幅特性
が全て同一で線形な位相特性のみが段階的に異な
る他のＭ個の実低域フイルタ２７１，２７２，…
…，２７Mで構成される第二のポリフエーズ回
路、２８はｋ＝１，２，……Ｍに対し実低域フイ
ルタ２５kの出力および実低域フイルタ２７kの出
力をT/2秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変
換器のｋ番目の入力端２９kに供給する切替回
路、３０はＭ個の並列実サンプル値を入力とし
T/2秒毎にＭ個の複素サンプル値を出力するオフ
セツトフーリエ変換器、３１１，３１２，…，３
１MはＭ個の出力端である。第２図において入力
端２０に入力された受信信号はサンプラー２１に
よつてT/M秒毎のサンプル値別｛Ｚn｝に変換さ
れる。多重分離回路２２はこうして得られたサン
プル値列｛Ｚn｝をＭ個のＴ秒毎の並列サンプル
値列｛Ｚn (0)｝，｛Ｚn (1)｝，……｛Ｚn (M-1)｝に
変換し、各々出力端２３１，２３２，……，２３
Mに出力する。この並列サンプル値列は第一のポ
リフエーズ回路２４に入力されると同時に第二の
ポリフエーズ回路２６にも入力される。即ち例え
ば２３pに得られたサンプル値列｛Ｚn (p-1)｝は
実低域フイルタ２５pおよび実低域フイルタ２７p
に同時に入力される。ここで実低域フイルタ２５
pおよび２７pの伝達関数は各々前記のＨp-1およ
びH′p-1であるとする。（ｐ＝１，２，……，Ｍ）
従つて前記の(8)式および(9)式より第一のポリフエ
ーズ回路２４はＭ個のＴ秒毎の並列サンプル値列
｛Ａ（０，nM）｝，｛Ａ（１，nM）｝，……，｛Ａ
（Ｍ−１），nM）｝を出力し、第二のポリフエーズ
回路２６は他のＭ個のＴ秒毎の並列サンプル値列
｛Ａ（０，nMＭ／２）｝，｛Ａ（１，nM＋Ｍ／２）｝，
……， ｛Ａ（Ｍ−１，nM＋Ｍ／２）｝を出力する。こうして 得られた第一のポリフエーズ回路Ｍ個の並列出力
と第二のポリフエーズ回路のＭ個の並列出力とは
切替回路２８にてT/2秒毎に交互にオフセツトフ
ーリエ変換器３０のＭ個の入力端２９１，２９
２，……，２９Mに入力される。オフセツトフー
リエ変換器３０は前述の(7)式に従つてＭ個のT/2
秒毎の並列複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，｛η
２（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝を各々出力端３１
１，３１２，……，３１Mに出力する。ここで前
述したように送信された実PAM信号チヤネル数
2Nに対し一般にＭ2Nであり、所望の複素PAM
信号は｛η１（ｌ）｝，｛η２（ｌ）｝，……，｛ηN
（ｌ）｝であるから残りの｛ηN+1（ｌ），｛ηN+2
（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝はダミー信号、即ち無
信号である。従つて出力端３１N+1，３１N+2，…
…，３１Mは無視してもよい。
次に本発明による直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置の第二の実施例が前記(6)式を次のよ
うに変形することにより得られる事を示す。即ち
ｐ＝０，１，……，Ｍ／２−１に対し Ｚn (p)′＝Ｚn……ｍ＝Ｍ／２・γ＋ｐの時（ただしγ は任意の整数） ＝０……その他の時 なるＺn (p)を定義すれば となる。従つて(6)式は以下の如く変形される。
理形受信装置の第二の実施例が前記(6)式を次のよ
うに変形することにより得られる事を示す。即ち
ｐ＝０，１，……，Ｍ／２−１に対し Ｚn (p)′＝Ｚn……ｍ＝Ｍ／２・γ＋ｐの時（ただしγ は任意の整数） ＝０……その他の時 なるＺn (p)を定義すれば となる。従つて(6)式は以下の如く変形される。
ここで
である。(10)式より明らかな如く所望のＮ個の複素
PAM信号η１（ｌ），η２（ｌ），……，ηN
（ｌ）はダミー信号ηN+1（ｌ），ηN+2（ｌ），…
…，ηM（ｌ）と共に、Ｍ／２個の実サンプル値 A′（０，ｌ），A′（１，ｌ），……，A′（Ｍ／２− １，ｌ）に各々ξ０，ξ-1，……，ξ-〓+1又は
ξ-〓，ξ-〓-1，……，ξ-M+1を乗した後これを
前半Ｍ／２個の入力（この時後半Ｍ／２個は雰とする）
ま たは後半Ｍ／２個の入力（この時前半Ｍ／２個は雰とす る）としてＭ点離散フーリエ変換する事により得
られる事がわかる。（オフセツトフーリエ変換）
ここでＭ／２個の実サンプル値A′（０，ｌ）， A′（１，ｌ），……A′（Ｍ／２−１，ｌ）はT/2秒毎 に更新されるから上記のオフセツトフーリエ変換
はT/2秒毎に行われ、その出力としてＭ個のT/2
秒毎の複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，η２
（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝が得られることにな
る。更にｐ＝０，１，……，Ｍ／２−１に対し A′（ｐ，ｎＭ／２）を書き下すと以下の如く表わされ る。
PAM信号η１（ｌ），η２（ｌ），……，ηN
（ｌ）はダミー信号ηN+1（ｌ），ηN+2（ｌ），…
…，ηM（ｌ）と共に、Ｍ／２個の実サンプル値 A′（０，ｌ），A′（１，ｌ），……，A′（Ｍ／２− １，ｌ）に各々ξ０，ξ-1，……，ξ-〓+1又は
ξ-〓，ξ-〓-1，……，ξ-M+1を乗した後これを
前半Ｍ／２個の入力（この時後半Ｍ／２個は雰とする）
ま たは後半Ｍ／２個の入力（この時前半Ｍ／２個は雰とす る）としてＭ点離散フーリエ変換する事により得
られる事がわかる。（オフセツトフーリエ変換）
ここでＭ／２個の実サンプル値A′（０，ｌ）， A′（１，ｌ），……A′（Ｍ／２−１，ｌ）はT/2秒毎 に更新されるから上記のオフセツトフーリエ変換
はT/2秒毎に行われ、その出力としてＭ個のT/2
秒毎の複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，η２
（ｌ）｝，……，｛ηM（ｌ）｝が得られることにな
る。更にｐ＝０，１，……，Ｍ／２−１に対し A′（ｐ，ｎＭ／２）を書き下すと以下の如く表わされ る。
即ちA′（ｐ，ｎＭ／２）なるサンプル値はＴ／２秒
毎に とり出した受信信号サンプル値列｛Ｚn (p′)｝を
Ｔ／２秒毎のインパルス応答が｛ｈ-p，ｈ〓-p，… …，ｈ〓M-p｝である実低域フイルタＨp″に通す
事によつて得られることがわかる。（ただしｋ＜
０又はｋβＭの時hk＝０とする）ここでＭ／２個 の実低域フイルタH″0，H″1，……，H″〓-1は全
て振幅伝達特性が同一で線形な位相伝達特性のみ
が段階的に異つているのでこのフイルタ群も前記
同様ポリフエーズ回路を構成する。
毎に とり出した受信信号サンプル値列｛Ｚn (p′)｝を
Ｔ／２秒毎のインパルス応答が｛ｈ-p，ｈ〓-p，… …，ｈ〓M-p｝である実低域フイルタＨp″に通す
事によつて得られることがわかる。（ただしｋ＜
０又はｋβＭの時hk＝０とする）ここでＭ／２個 の実低域フイルタH″0，H″1，……，H″〓-1は全
て振幅伝達特性が同一で線形な位相伝達特性のみ
が段階的に異つているのでこのフイルタ群も前記
同様ポリフエーズ回路を構成する。
第３図は上記の原理に基く本発明による直交多
重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の具体
的実施例を示すブロツク図である。即ち第３図に
おいて３２は入力端、３３は受信信号をT/M秒
毎にサンプリングするサンプラー、３４は該サン
プラーの連続するM/2個のサンプル値をM/2個の
並列サンプル値に変換する多重分離回路、３５
１，３５２，……，３５〓は該M/2個の並列サン
プル値が出力されるM/2個の並列出力端子、３６
は振幅特性が全て同一で線形な位相特性のみが段
階的に異なM/2個の実低域フイルタ３７１，３７
２……，３７〓で構成されるポリフエーズ回路、
３８はｋ＝１，２，……，Ｍ／２に対し各々実低域フ イルタ３７kの出力をT/2秒毎に交互に後述オフ
セツトフーリエ変換器のｋ番目の入力端３９kま
たは（Ｍ／２＋ｋ）番目の入力端３９〓+kに供給する 切替回路、４０は前半M/2個または後半M/2個の
ダミー信号と共にＭ個の並列実サンプル値を入力
としT/2秒毎にＭ個の複素サンブル値を出力する
オフセツトフーリエ変換器、４１１，４２２，…
…，４１MはＭ個の出力端である。
重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の具体
的実施例を示すブロツク図である。即ち第３図に
おいて３２は入力端、３３は受信信号をT/M秒
毎にサンプリングするサンプラー、３４は該サン
プラーの連続するM/2個のサンプル値をM/2個の
並列サンプル値に変換する多重分離回路、３５
１，３５２，……，３５〓は該M/2個の並列サン
プル値が出力されるM/2個の並列出力端子、３６
は振幅特性が全て同一で線形な位相特性のみが段
階的に異なM/2個の実低域フイルタ３７１，３７
２……，３７〓で構成されるポリフエーズ回路、
３８はｋ＝１，２，……，Ｍ／２に対し各々実低域フ イルタ３７kの出力をT/2秒毎に交互に後述オフ
セツトフーリエ変換器のｋ番目の入力端３９kま
たは（Ｍ／２＋ｋ）番目の入力端３９〓+kに供給する 切替回路、４０は前半M/2個または後半M/2個の
ダミー信号と共にＭ個の並列実サンプル値を入力
としT/2秒毎にＭ個の複素サンブル値を出力する
オフセツトフーリエ変換器、４１１，４２２，…
…，４１MはＭ個の出力端である。
第３図において入力端３２に入力された受信信
号はサンプラー３３によつてT/M秒毎のサンプ
ル値列｛Ｚn｝に変換される。多重分離回路３４
はこうして得られたサンプル値列｛Ｚn｝をM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列｛Ｚn (0)′｝，｛Ｚn (1)
′｝，……，｛Ｚ（〓−１）′ｎ｝に変換し、各々出力
端３
５１，３５２，……，３５〓に出力する。この並
列サンプル値列はポリフエーズ回路３６に入力さ
れる。即ち例えば３５pに得られたサンプル値列
｛Ｚn (p-1)′｝は伝達関数が前記のH″p-1と設定さ
れている実低域フイルタ３７pに入力される。従
つて前記の(11)式よりポリフエーズ回路３６はM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列｛A′（０，ｎＭ／２）｝， ｛A′（１，ｎＭ／２）｝，……，｛A′（Ｍ／２−１，
ｎＭ／２）｝ を出力する。こうして得られたポリフエーズ回路
M/2個の並列出力は切替回路３８にてT/2秒毎に
交互にオフセツトフーリエ変換器４０の前半Ｍ／２個 の入力端３９１，３９２，……，３９〓または、
後半Ｍ／２個の入力端３９〓+1,，３９〓+2，……， ３９Mに入力される。オフセツトフーリエ変換器
４０は前述の(10)式に従つてＭ個のT/2秒毎の並列
複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，｛η２（ｌ）｝，
……，｛ηM（ｌ）｝を各々出力端４１１，４２
２，……，４１Mに出力する。
号はサンプラー３３によつてT/M秒毎のサンプ
ル値列｛Ｚn｝に変換される。多重分離回路３４
はこうして得られたサンプル値列｛Ｚn｝をM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列｛Ｚn (0)′｝，｛Ｚn (1)
′｝，……，｛Ｚ（〓−１）′ｎ｝に変換し、各々出力
端３
５１，３５２，……，３５〓に出力する。この並
列サンプル値列はポリフエーズ回路３６に入力さ
れる。即ち例えば３５pに得られたサンプル値列
｛Ｚn (p-1)′｝は伝達関数が前記のH″p-1と設定さ
れている実低域フイルタ３７pに入力される。従
つて前記の(11)式よりポリフエーズ回路３６はM/2
個のT/2秒毎のサンプル値列｛A′（０，ｎＭ／２）｝， ｛A′（１，ｎＭ／２）｝，……，｛A′（Ｍ／２−１，
ｎＭ／２）｝ を出力する。こうして得られたポリフエーズ回路
M/2個の並列出力は切替回路３８にてT/2秒毎に
交互にオフセツトフーリエ変換器４０の前半Ｍ／２個 の入力端３９１，３９２，……，３９〓または、
後半Ｍ／２個の入力端３９〓+1,，３９〓+2，……， ３９Mに入力される。オフセツトフーリエ変換器
４０は前述の(10)式に従つてＭ個のT/2秒毎の並列
複素サンプル値列｛η１（ｌ）｝，｛η２（ｌ）｝，
……，｛ηM（ｌ）｝を各々出力端４１１，４２
２，……，４１Mに出力する。
以上述べた如く本発明によれば単位時間当の乗
算回数を低減させ得るフーリエ変換技術を用いて
直交多重QAM信号デイジタル処理にて復調し得
る直交多重信号にデイジタル処理形受信装置が得
られるためその実用に供する所極めて大である。
なお、前記の第一の具体的実施例においては第一
および第二のポリフエーズ回路を単位遅延時間が
Ｔ秒のデイジタルフイルタで実現できるのに対し
第二の具体的実施例においてはポリフエーズ回路
を単位遅延時間がT/2秒のデイジタルフイルタで
実現する必要がある。しかし、第二の具体的実施
例においてはオフセツトフーリエ変換器の入力の
うち半数は常に０であるからオフセツトフーリエ
変換処理が若干簡単化される特徴を有する。
算回数を低減させ得るフーリエ変換技術を用いて
直交多重QAM信号デイジタル処理にて復調し得
る直交多重信号にデイジタル処理形受信装置が得
られるためその実用に供する所極めて大である。
なお、前記の第一の具体的実施例においては第一
および第二のポリフエーズ回路を単位遅延時間が
Ｔ秒のデイジタルフイルタで実現できるのに対し
第二の具体的実施例においてはポリフエーズ回路
を単位遅延時間がT/2秒のデイジタルフイルタで
実現する必要がある。しかし、第二の具体的実施
例においてはオフセツトフーリエ変換器の入力の
うち半数は常に０であるからオフセツトフーリエ
変換処理が若干簡単化される特徴を有する。
第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図、第２図は本発明による直交多重信
号のデイジタル処理形受信装置の第一の具体的実
施例を示すブロツク図、第３図は本発明による直
交多重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の
具体的実施例を示すブロツク図である。 図において、２１，２２，……，２NはＮ個の
T/2秒遅延回路、３１，３２，……，３2Nは2N個
の送信ベースバンドフイルタ、４１，４２，…
…，４2Nは2N個の変調器、５は多重化回路、６
は伝送路、７１，７２，……，７2Nは2N個の復
調器、８１，８２，……８2Nは2N個の受信ベー
スバンドフイルタ、９１，９２，……，９NはＮ
個のT/2秒遅延回路、１０１，１０２，……１０
NはＮ個のＴ秒遅延回路、２１はサンプラー、２
２は多重分離回路、２４は第一のポリフエーズ回
路、２６は第二のポリフエーズ回路、２８は切替
回路、３０はオフセツトフーリエ、３３はサンプ
ラー、３４は多重分離回路、３６はポリフエーズ
回路、３８は切替回路、４０はオフセツトフーリ
エ変換器である。
すブロツク図、第２図は本発明による直交多重信
号のデイジタル処理形受信装置の第一の具体的実
施例を示すブロツク図、第３図は本発明による直
交多重信号のデイジタル処理形受信装置の第二の
具体的実施例を示すブロツク図である。 図において、２１，２２，……，２NはＮ個の
T/2秒遅延回路、３１，３２，……，３2Nは2N個
の送信ベースバンドフイルタ、４１，４２，…
…，４2Nは2N個の変調器、５は多重化回路、６
は伝送路、７１，７２，……，７2Nは2N個の復
調器、８１，８２，……８2Nは2N個の受信ベー
スバンドフイルタ、９１，９２，……，９NはＮ
個のT/2秒遅延回路、１０１，１０２，……１０
NはＮ個のＴ秒遅延回路、２１はサンプラー、２
２は多重分離回路、２４は第一のポリフエーズ回
路、２６は第二のポリフエーズ回路、２８は切替
回路、３０はオフセツトフーリエ、３３はサンプ
ラー、３４は多重分離回路、３６はポリフエーズ
回路、３８は切替回路、４０はオフセツトフーリ
エ変換器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力端に得られた受信信号をT/M（ただし
Ｍは偶数とする。）秒毎にサンプリングし、Ｔ秒
毎にＭ個の並列サンプル値を出力する多重分離回
路と、該Ｍ個の並列サンプル値を入力とし実効帯
域巾が1/2Ｔヘルツで線形位相勾配のみが段階的
に異なるＭ個の実低域フイルタから構成される第
一のポリフエーズ回路と、該Ｍ個の並列サンプル
値を入力とし、実効帯域巾が1/2Ｔヘルツで線形
位相勾配のみが段階的に異なる他のＭ個の実低域
フイルタから構成される第二のポリフエーズ回路
と、該第一のポリフエーズ回路のＭ個の出力およ
び該第二のポリフエーズ回路のＭ個の出力をT/2
秒毎に交互に後述オフセツトフーリエ変換器のＭ
個の入力端に供給する切換回路と、Ｍ個の実サン
プル値を入力としT/2秒毎にＭ個の複素サンプル
値を出力するオフセツトフーリエ変換器とを含む
事を特徴とする直交多重信号のデイジタル処理形
受信装置。 ２ 入力端に得られた受信信号をT/M（ただし
Ｍは偶数とする）秒毎にサンプリングし、T/2秒
毎にM/2個の並列サンプル値を出力する多重分離
回路と、該M/2個の並列サンプル値を入力とし、
実効帯域巾が1/2Ｔヘルツで線形位相勾配のみが
段階的に異なるM/2個の実低域フイルタから構成
されるポリフエーズ回路と該ポリフエーズ回路の
M/2個の並列出力をT/2秒毎に後述オフセツトフ
ーリエ変換器の前半M/2個の入力端および後半
M/2個の入力端に交互に供給する切換回路と、Ｍ
個の実サンプル値を入力としT/2秒毎にＭ個の複
素サンプル値を出力するオフセツトフーリエ変換
器とを含む事を特徴とする直交多重信号のデイジ
タル処理形受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15023877A JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15023877A JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5481712A JPS5481712A (en) | 1979-06-29 |
| JPS6154296B2 true JPS6154296B2 (ja) | 1986-11-21 |
Family
ID=15492569
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15023877A Granted JPS5481712A (en) | 1977-12-13 | 1977-12-13 | Digital processing type receiver for orthogonal multiplex signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5481712A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56125131A (en) * | 1980-03-07 | 1981-10-01 | Nec Corp | Digital processing type transceiver for quadrature multiplex signal |
| US5038402A (en) * | 1988-12-06 | 1991-08-06 | General Instrument Corporation | Apparatus and method for providing digital audio in the FM broadcast band |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5437520A (en) * | 1977-08-30 | 1979-03-20 | Nec Corp | Digital processing type transmitter for quadrature multiple signal |
-
1977
- 1977-12-13 JP JP15023877A patent/JPS5481712A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5437520A (en) * | 1977-08-30 | 1979-03-20 | Nec Corp | Digital processing type transmitter for quadrature multiple signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5481712A (en) | 1979-06-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3678204A (en) | Signal processing and transmission by means of walsh functions | |
| JP2738385B2 (ja) | 可変帯域幅周波数分割多重通信方式 | |
| US3488445A (en) | Orthogonal frequency multiplex data transmission system | |
| AU725718B2 (en) | Pulse shaping for multicarrier modulation | |
| JP3848421B2 (ja) | 離散時間信号に対する多重化装置および多重化システムと、離散時間信号に対する多重化方法 | |
| EP1134945A1 (en) | Method to determine a channel characteristic, and discrete wavelet transmitter and receiver to perform the method | |
| JP2001313545A (ja) | 広帯域通信用の重複及び加算フィルタ | |
| US3676598A (en) | Frequency division multiplex single-sideband modulation system | |
| GB1571263A (en) | Converting discrete baseband signals into a discrete baseband signal-sideband frequency-division-multiplex signal and vice versa | |
| TWI313114B (en) | Multicarrier transmitter, multicarrier receiver, and multicarrier communications apparatus | |
| EP0214649A2 (en) | FDM-TDM transmultiplexing system | |
| US4086536A (en) | Single sideband transmitter apparatus | |
| JPWO2008129610A1 (ja) | 送信装置及びｓｓｂ信号形成方法 | |
| JPS6154296B2 (ja) | ||
| US4661945A (en) | Differential coding system and apparatus therefor | |
| JPS63109626A (ja) | デジタル通信方式 | |
| JPS6229939B2 (ja) | ||
| US3560654A (en) | Modulation and demodulation apparatus using reference time functions | |
| Hübner | Analog and digital multiplexing by means of Walsh functions | |
| JPS6346621B2 (ja) | ||
| Sablatash | Designs and architectures of filter bank trees for spectrally efficient multi-user communications: review, modifications and extensions of wavelet packet filter bank trees | |
| JPS63200635A (ja) | トランスマルチプレクサ | |
| JP2000299673A (ja) | 直交周波数分割多重変調方式及び直交周波数分割多重変調装置、並びに直交周波数分割多重復調方式及び直交周波数分割多重復調装置 | |
| JP2616187B2 (ja) | 周波数分割多重装置 | |
| JPS6326575B2 (ja) |