JPS6326575B2 - - Google Patents
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- JPS6326575B2 JPS6326575B2 JP54170724A JP17072479A JPS6326575B2 JP S6326575 B2 JPS6326575 B2 JP S6326575B2 JP 54170724 A JP54170724 A JP 54170724A JP 17072479 A JP17072479 A JP 17072479A JP S6326575 B2 JPS6326575 B2 JP S6326575B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
- H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
- H04L27/2633—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators using partial FFTs
-
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多チヤンネル振幅変調（以下PAMと
略称する）信号が直交多重された後伝送路を介し
て受信端に到達した直交多重信号を受信する受信
装置に関し、特に複数個の複素ベースバンド
PAM信号が直交振幅変調（以下QAMと略称す
る）過程を経た後直交多重された直交多重QAM
信号を受信し、デイジタル処理により複数個の複
素ベースバンドPAM信号を再生する受信装置に
関する。
略称する）信号が直交多重された後伝送路を介し
て受信端に到達した直交多重信号を受信する受信
装置に関し、特に複数個の複素ベースバンド
PAM信号が直交振幅変調（以下QAMと略称す
る）過程を経た後直交多重された直交多重QAM
信号を受信し、デイジタル処理により複数個の複
素ベースバンドPAM信号を再生する受信装置に
関する。
この種の受信装置としては既に特許出願公開昭
54−81712号公報において“直交多重信号のデイ
ジタル処理形受信装置”が提案されている。しか
しこの直交多重信号のデイジタル処理形受信装置
においては出力としてN/2点複素データしか必要
としないにも拘らずＴ／２秒毎にＮ点フーリエ変
換を行う必要があり（ただしＴはPAM信号のク
ロツク周期でありＮ／Ｔはサンプリング周波数で
ある）しかも各所にＴ／２秒毎の切替制御部等を
設ける必要があり、ハードウエア規模が複雑にな
る欠点を有している。
54−81712号公報において“直交多重信号のデイ
ジタル処理形受信装置”が提案されている。しか
しこの直交多重信号のデイジタル処理形受信装置
においては出力としてN/2点複素データしか必要
としないにも拘らずＴ／２秒毎にＮ点フーリエ変
換を行う必要があり（ただしＴはPAM信号のク
ロツク周期でありＮ／Ｔはサンプリング周波数で
ある）しかも各所にＴ／２秒毎の切替制御部等を
設ける必要があり、ハードウエア規模が複雑にな
る欠点を有している。
本発明の目的は上記の欠点に鑑みN/2点フーリ
エ変換器の使用を可能にしＴ／２秒毎の切替制御
部を極力減少させた直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置を提供することにある。
エ変換器の使用を可能にしＴ／２秒毎の切替制御
部を極力減少させた直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置を提供することにある。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図であり、参照数字１0，１1，……
…，１2L-1はクロツク周期Ｔ秒で互いに同期のと
れた2L個のPAM信号が入力される入力端、参照
数字２0，２1，………，２L-1はＬ個のＴ／２秒
遅延回路、参照数字３0，３1，………，３2L-1は
2L個の送信ベースバンドフイルタ、参照数字４
０，４1，………，４2L-1は2L個の変調器、参照数
字５は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出
する多重回路、参照数字６は伝送路、参照数字７
０，７1，………，７2L-1は2L個の復調器、参照数
字８0，８1，………，８2L-1は2L個の受信ベース
バンドフイルタ、参照数字９0，９1，………，９
Ｌ−１はＬ個のＴ／２秒遅延回路、参照数字１０0，
１０1，………，１０L-1はＬ個のＴ秒遅延回路、
参照数字１１0，１１1，………，１１2L-1は2L個
のPAM信号が出力される出力端である。第１図
において、第Ｒ番目（ＲはＬ以下とする）の入力
端１Rおよび第（Ｌ＋Ｒ）番目の入力端１L+Rに
各々第Ｒ番目のPAM信号および第（Ｌ＋Ｒ）番
目のPAM信号が入力されるものとする。第Ｒ番
目のPAM信号はＴ／２秒遅延回路２RにてＴ／２
秒遅延を受けた後送信ベースバンドフイルタ３R
において帯域制限および波形成形されて変調器４
Ｒに至る。一方、第（Ｌ＋Ｒ）番目のRAM信号は
そのまま送信ベースバンドフイルタ３L+Rにおい
て帯域制限および波形成形されて変調器４L+Rに
至る。変調器４Rおよび４L+Rにおいては周波数fR
の同相キヤリアcos2πfRｔおよび直交キヤリア
sin2πfRｔが各々変調キヤリアとして入力され両
変調出力が多重化回路５で加算される事により中
心周波数fRなるＲ番目のQAM信号が形成される。
ここで各変調器にて使用されるキヤリアの周波数
は１ＲＬ−１なるＲに対しfR−fR-1＝T-1と
設定されており、変調器４0，４1，………，４L-
１におけるキヤリアは余弦波と正弦波とが交互に
配置されている。このような送信側の変調操作に
より多重化回路５から直交多重されたQAM信号
が出力されることは既によく知られている。多重
化回路から出力された直交多重QAM信号は伝送
路６を介して受信側に伝送される。
すブロツク図であり、参照数字１0，１1，……
…，１2L-1はクロツク周期Ｔ秒で互いに同期のと
れた2L個のPAM信号が入力される入力端、参照
数字２0，２1，………，２L-1はＬ個のＴ／２秒
遅延回路、参照数字３0，３1，………，３2L-1は
2L個の送信ベースバンドフイルタ、参照数字４
０，４1，………，４2L-1は2L個の変調器、参照数
字５は各変調器の出力を全て加算し伝送路に送出
する多重回路、参照数字６は伝送路、参照数字７
０，７1，………，７2L-1は2L個の復調器、参照数
字８0，８1，………，８2L-1は2L個の受信ベース
バンドフイルタ、参照数字９0，９1，………，９
Ｌ−１はＬ個のＴ／２秒遅延回路、参照数字１０0，
１０1，………，１０L-1はＬ個のＴ秒遅延回路、
参照数字１１0，１１1，………，１１2L-1は2L個
のPAM信号が出力される出力端である。第１図
において、第Ｒ番目（ＲはＬ以下とする）の入力
端１Rおよび第（Ｌ＋Ｒ）番目の入力端１L+Rに
各々第Ｒ番目のPAM信号および第（Ｌ＋Ｒ）番
目のPAM信号が入力されるものとする。第Ｒ番
目のPAM信号はＴ／２秒遅延回路２RにてＴ／２
秒遅延を受けた後送信ベースバンドフイルタ３R
において帯域制限および波形成形されて変調器４
Ｒに至る。一方、第（Ｌ＋Ｒ）番目のRAM信号は
そのまま送信ベースバンドフイルタ３L+Rにおい
て帯域制限および波形成形されて変調器４L+Rに
至る。変調器４Rおよび４L+Rにおいては周波数fR
の同相キヤリアcos2πfRｔおよび直交キヤリア
sin2πfRｔが各々変調キヤリアとして入力され両
変調出力が多重化回路５で加算される事により中
心周波数fRなるＲ番目のQAM信号が形成される。
ここで各変調器にて使用されるキヤリアの周波数
は１ＲＬ−１なるＲに対しfR−fR-1＝T-1と
設定されており、変調器４0，４1，………，４L-
１におけるキヤリアは余弦波と正弦波とが交互に
配置されている。このような送信側の変調操作に
より多重化回路５から直交多重されたQAM信号
が出力されることは既によく知られている。多重
化回路から出力された直交多重QAM信号は伝送
路６を介して受信側に伝送される。
受信側では前記送信側と全く逆の変換が行われ
る。即ち、復調器７Rおよび７L+Rにおいては各々
同相キヤリアcos2πfRｔおよび直交キヤリア
sin2πfRｔが復調キヤリアとして入力されＲ番目
の復調出力および（Ｌ＋Ｒ）番目の復調出力は
各々受信ベースバンドフイルタ８R、および８L+R
にて帯域制限および波形成形された後各Ｔ／２秒
遅延回路９RおよびＴ秒遅延回路１０Rにて遅延関
係の補正を施された後各々出力端１１Rおよび出
力端１１L+Rに至る。ここで送信ベースバンドフ
イルタ３0，３1，………，３2L-1および受信ベー
スバンドフイルタ８0，８1，………，８2L-1は全
て同一周波数応答Ｇ（ω）を有しその3dB低下帯
域（以下実効帯域と称する）が1/2Ｔヘルツの低
域通過フイルタであるとし、G2（ω）は1/2Ｔヘ
ルツで6dB低下する通常のナイキストフイルタ特
性であるとすると受信側出力端１１0，１１1，…
……，１１2L-1には適当なサンプリング時点で自
分自身の符号間干渉が無く互いにチヤネル間干渉
も無いPAM信号が得られることが知られている。
る。即ち、復調器７Rおよび７L+Rにおいては各々
同相キヤリアcos2πfRｔおよび直交キヤリア
sin2πfRｔが復調キヤリアとして入力されＲ番目
の復調出力および（Ｌ＋Ｒ）番目の復調出力は
各々受信ベースバンドフイルタ８R、および８L+R
にて帯域制限および波形成形された後各Ｔ／２秒
遅延回路９RおよびＴ秒遅延回路１０Rにて遅延関
係の補正を施された後各々出力端１１Rおよび出
力端１１L+Rに至る。ここで送信ベースバンドフ
イルタ３0，３1，………，３2L-1および受信ベー
スバンドフイルタ８0，８1，………，８2L-1は全
て同一周波数応答Ｇ（ω）を有しその3dB低下帯
域（以下実効帯域と称する）が1/2Ｔヘルツの低
域通過フイルタであるとし、G2（ω）は1/2Ｔヘ
ルツで6dB低下する通常のナイキストフイルタ特
性であるとすると受信側出力端１１0，１１1，…
……，１１2L-1には適当なサンプリング時点で自
分自身の符号間干渉が無く互いにチヤネル間干渉
も無いPAM信号が得られることが知られている。
次に第１図の受信部の信号処理操作を全てデイ
ジタル処理にて行うことを考える。ここで、Ｔ／
２秒遅延回路９0，９1，………，９L-1およびＴ
秒遅延回路１０0，１０1，………，１０L-1は単
に再生された各PAM信号の遅延関係を一致させ
るために設けられているのでこれを除外して考え
る。
ジタル処理にて行うことを考える。ここで、Ｔ／
２秒遅延回路９0，９1，………，９L-1およびＴ
秒遅延回路１０0，１０1，………，１０L-1は単
に再生された各PAM信号の遅延関係を一致させ
るために設けられているのでこれを除外して考え
る。
まず、系のサンプリング周波数fsをＮ／Ｔ（た
だしＮは偶数でＮ＝Ｌとする）としＺ＝ej2〓f/fs
とする。受信側での受信信号サンプル値系例をＹ
（ｚ）とすれば、第１図の受信ベースバンドフイ
ルタ８Rの出力XR（ｚ）は０ＲＬ−１に対し Ｒが偶数のとき XR(z)＝１／２〔Ｙ(αRz)＋Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) XR+L(z)＝ｊ／２〔Ｙ（αRｚ）−Ｙ（αR -1z）〕Ｇ(z
) ……(1) Ｒが奇数のとき XR(z)＝ｊ／２〔Ｙ(αRz)−Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) XR+L(z)＝１／２〔Ｙ(αRz)＋Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) ……(2) となる。ただし、Ｇ(z)は受信ベースバンドフイ
ルタをｚ変換したものであり、αRは αR＝ej2〓fR/fs＝ej 2〓/N(R+f0T) である。
だしＮは偶数でＮ＝Ｌとする）としＺ＝ej2〓f/fs
とする。受信側での受信信号サンプル値系例をＹ
（ｚ）とすれば、第１図の受信ベースバンドフイ
ルタ８Rの出力XR（ｚ）は０ＲＬ−１に対し Ｒが偶数のとき XR(z)＝１／２〔Ｙ(αRz)＋Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) XR+L(z)＝ｊ／２〔Ｙ（αRｚ）−Ｙ（αR -1z）〕Ｇ(z
) ……(1) Ｒが奇数のとき XR(z)＝ｊ／２〔Ｙ(αRz)−Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) XR+L(z)＝１／２〔Ｙ(αRz)＋Ｙ(αR -1z)〕Ｇ(z) ……(2) となる。ただし、Ｇ(z)は受信ベースバンドフイ
ルタをｚ変換したものであり、αRは αR＝ej2〓fR/fs＝ej 2〓/N(R+f0T) である。
ここで、βR(z)を以下の如く定義する。即ち、
βR(z)＝XR(z)＋jXR+L(z) …Ｒが偶数のとき
βR(z)＝ZR+L(z)＋jXR（ｘ） …Ｒが奇数のとき
……(3)
(1)、(2)、(3)式より
βR(z)＝Ｙ（αR -1z）Ｇ(z) ……(4)
となる。更に、Ｙ(z)、Ｇ(z)を次の如く多重分離
する。即ち、 Ｙ(z)＝N-1 〓n=0 Z-nYo（zN） ……(5) Ｇ(Z)＝N-1 〓m=0 ZmGn（zN） ……(6) (4)、(5)、(6)式より βR(z)＝N-1 〓n=0 αn RYo(α-N 0zN)N-1 〓m=0 zm-nGn(zN) ……(7) ここで、βR(z)は高速サンプル値系列であるが、
元PAM信号がＴ秒毎のデータ系列であり、更に、
送信側にて複数個のPAM信号に選択的にＴ／２
秒遅延が付加されている事を考えるとβR(z)の高
速サンプル値系列のうちＴ／２秒毎のサンプル値
をとり出せば充分であることがわかる。いま、βR
（ｚ）からＴ／２秒毎のサンプル値をとり出したも
のをβ〓R（ZN/2）とすると、(7)式より β〓R（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 αn RYo（α-N 0ZN）〔Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）〕 N-1 〓 〓n=N/2 αn RYo（α-N 0ZN）〔Z-N/2GN-N/2（ZN）＋Go（ZN
）〕……(8) (8)式を β〓R（ZN/2）＝N-1 〓n=0 α0WN Rnη〓o（ZN/2） ……(9) 但し、WN＝ej2〓/Nであり、 η〓o(ZN/2)＝Yo(α-N 0ZN)〔Go(ZN)＋ZN/2Gn+N/2(Z
N)〕 ……０ｎN/2−１の時 ……０ｎN/2−１の時 Yo(α-N 0ZN)ZN/2〔Go-N/2(ZN)＋ZN/2Go(ZN)〕
……N/2ｎＮ−１の時 と書き改めれば、所望の複素サンプル値系列｛β〓R
（ZN/2）｝L R=0が｛η〓o（ZN/2）｝N-1 o=0に周波数オ
フセツト項
αn 0を乗した後Ｎ点離散フーリエ変換を施した（以
下この操作をオフセツトフーリエ変換と称する）
出力として得られることがわかる。
する。即ち、 Ｙ(z)＝N-1 〓n=0 Z-nYo（zN） ……(5) Ｇ(Z)＝N-1 〓m=0 ZmGn（zN） ……(6) (4)、(5)、(6)式より βR(z)＝N-1 〓n=0 αn RYo(α-N 0zN)N-1 〓m=0 zm-nGn(zN) ……(7) ここで、βR(z)は高速サンプル値系列であるが、
元PAM信号がＴ秒毎のデータ系列であり、更に、
送信側にて複数個のPAM信号に選択的にＴ／２
秒遅延が付加されている事を考えるとβR(z)の高
速サンプル値系列のうちＴ／２秒毎のサンプル値
をとり出せば充分であることがわかる。いま、βR
（ｚ）からＴ／２秒毎のサンプル値をとり出したも
のをβ〓R（ZN/2）とすると、(7)式より β〓R（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 αn RYo（α-N 0ZN）〔Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）〕 N-1 〓 〓n=N/2 αn RYo（α-N 0ZN）〔Z-N/2GN-N/2（ZN）＋Go（ZN
）〕……(8) (8)式を β〓R（ZN/2）＝N-1 〓n=0 α0WN Rnη〓o（ZN/2） ……(9) 但し、WN＝ej2〓/Nであり、 η〓o(ZN/2)＝Yo(α-N 0ZN)〔Go(ZN)＋ZN/2Gn+N/2(Z
N)〕 ……０ｎN/2−１の時 ……０ｎN/2−１の時 Yo(α-N 0ZN)ZN/2〔Go-N/2(ZN)＋ZN/2Go(ZN)〕
……N/2ｎＮ−１の時 と書き改めれば、所望の複素サンプル値系列｛β〓R
（ZN/2）｝L R=0が｛η〓o（ZN/2）｝N-1 o=0に周波数オ
フセツト項
αn 0を乗した後Ｎ点離散フーリエ変換を施した（以
下この操作をオフセツトフーリエ変換と称する）
出力として得られることがわかる。
前記特許出願公開昭54−81712号公報記載の従
来の直交多重信号のデイジタル処理形受信装置は
上記の原理に基いて構成されている。
来の直交多重信号のデイジタル処理形受信装置は
上記の原理に基いて構成されている。
上述のデイジタル処理方法の欠点は次の点にあ
る。まず、(10)式よりわかるように、Ｎ点フーリエ
変換の入力を得るのに｛Yo（α-N 0ZN）｝N/2-1 o=0を低
域
フイルタ｛Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）｝に通した出
力を前半N/2点の入力とし、｛Yo（α-N 0ZN）｝N/2-1 o=0
を
Ｔ／２秒遅延させて｛Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）｝N/
2-1 o=0
に通した出力を後半N/2の入力としなければなら
ずＴ／２秒切替制御回路を必要とする。更に、(9)
式よりわかるように、本来N/2点以下の出力しか
必要としないにも拘らずＮ点オフセツトフーリエ
変換器を必要としている。
る。まず、(10)式よりわかるように、Ｎ点フーリエ
変換の入力を得るのに｛Yo（α-N 0ZN）｝N/2-1 o=0を低
域
フイルタ｛Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）｝に通した出
力を前半N/2点の入力とし、｛Yo（α-N 0ZN）｝N/2-1 o=0
を
Ｔ／２秒遅延させて｛Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN）｝N/
2-1 o=0
に通した出力を後半N/2の入力としなければなら
ずＴ／２秒切替制御回路を必要とする。更に、(9)
式よりわかるように、本来N/2点以下の出力しか
必要としないにも拘らずＮ点オフセツトフーリエ
変換器を必要としている。
以下本発明の原理を説明する。
(8)式は次のように表わせる。
β〓R（ZN/2）＝N/2-1
〓n=0
αn RYo（αR -N/2ZN/2）Go（ZN/2）
……(11)
但し
Yo（ZN/2）＝Yo（ZN）＋Z-N/2Yo+N/2（ZN） ……(12)
Go（ZN/2）＝Go（ZN）＋ZN/2Go+N/2（ZN） ……(13)
ここで、α0＝WN m+〓と表わす。但し、ｍは非負
整数であり、γは０γ＜１なる範囲の数であ
る。このとき β〓R（ZN/2）＝N/2-1 〓 〓n=0 W(R+m+〓)n NYo（W-R-m-〓2ZN/2）Go（ZN/2）……(14
) 従つて、０Ｒ＜N/4なるＲに対し β〓2R-n（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W〓n NYo（W-〓2ZN/2） Go（ZN/2） ……(15) β* 2R+1-n（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 WN (N-2R-2)n W(1-〓)n NYn（W-1+〓2ZN/2） GnZN/2） ……(16) 但し、記号＊は各応答の複素共役をとることを
意味する。ここで、更に、 aR（ZN/2）＝β〓2R-n（zN/2） ０Ｒ＜N/4の時 β* N-2R-1-n（zN/2） N/4Ｒ＜N/2の時 ……(17) なるaR（ZN/2）を定義すれば（β〓0、β〓1、………、
β〓L-1以外は全てダミー信号） ０Ｒ＜Ｎ／４のとき aR(ZN/2)＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W1/2n Nξn(ZN/2)Go(ZN/2) ……(18) N/4Ｒ＜N/2のとき aR(ZN/2)＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W1/2n Nξ* o(-ZN/2)Go(ZN/2) ……(19) 但し ξo（ZN/2）＝W(〓-1/2)n NYo（W-〓2ZN/2） ……(20) ここで｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0は、(6)式で表わされ
る
ように、高速サンプリングレートで動作する受信
ベースバンドフイルタＧ(z)のインパルス応答を
順次異なつた位相で2/Nに間引いたインパルス応
答を有するN/2個の低域フイルタであるから、片
側実効帯域巾が1/2Ｔで線形位相勾配のみが段階
的に異なるN/2個の実低域フイルタ群であること
がわかる。（18）、（19）、（20）式より｛aR（ZN/2）
｝
N/4-1 R=0は｛ξo（ZN/2）｝N/2-1 o=0を各々実低域フイ
ルタ
｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0に通して得られたN/2点出力をN
/
２点オフセツト−フーリエ変換した時の前半N/2
点出力として得られ、｛aR（ZN/2）｝N/2-1 R=N/4は｛ξ
* o（−
ZN/2）｝N/2-1 o=0を各々実低域フイルタ｛Go（ZN/2）｝
N/2-1 o=0
に通して得られたN/2点出力をN/2点オフセツト
フーリエ変換した時の後半N/2点出力として得ら
れるこわかる。特にγ＝1/2のとき、（18）、（19）、
（20）式はまとめて次のように表わせる。
整数であり、γは０γ＜１なる範囲の数であ
る。このとき β〓R（ZN/2）＝N/2-1 〓 〓n=0 W(R+m+〓)n NYo（W-R-m-〓2ZN/2）Go（ZN/2）……(14
) 従つて、０Ｒ＜N/4なるＲに対し β〓2R-n（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W〓n NYo（W-〓2ZN/2） Go（ZN/2） ……(15) β* 2R+1-n（ZN/2）＝N/2-1 〓n=0 WN (N-2R-2)n W(1-〓)n NYn（W-1+〓2ZN/2） GnZN/2） ……(16) 但し、記号＊は各応答の複素共役をとることを
意味する。ここで、更に、 aR（ZN/2）＝β〓2R-n（zN/2） ０Ｒ＜N/4の時 β* N-2R-1-n（zN/2） N/4Ｒ＜N/2の時 ……(17) なるaR（ZN/2）を定義すれば（β〓0、β〓1、………、
β〓L-1以外は全てダミー信号） ０Ｒ＜Ｎ／４のとき aR(ZN/2)＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W1/2n Nξn(ZN/2)Go(ZN/2) ……(18) N/4Ｒ＜N/2のとき aR(ZN/2)＝N/2-1 〓n=0 WRn N/2W1/2n Nξ* o(-ZN/2)Go(ZN/2) ……(19) 但し ξo（ZN/2）＝W(〓-1/2)n NYo（W-〓2ZN/2） ……(20) ここで｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0は、(6)式で表わされ
る
ように、高速サンプリングレートで動作する受信
ベースバンドフイルタＧ(z)のインパルス応答を
順次異なつた位相で2/Nに間引いたインパルス応
答を有するN/2個の低域フイルタであるから、片
側実効帯域巾が1/2Ｔで線形位相勾配のみが段階
的に異なるN/2個の実低域フイルタ群であること
がわかる。（18）、（19）、（20）式より｛aR（ZN/2）
｝
N/4-1 R=0は｛ξo（ZN/2）｝N/2-1 o=0を各々実低域フイ
ルタ
｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0に通して得られたN/2点出力をN
/
２点オフセツト−フーリエ変換した時の前半N/2
点出力として得られ、｛aR（ZN/2）｝N/2-1 R=N/4は｛ξ
* o（−
ZN/2）｝N/2-1 o=0を各々実低域フイルタ｛Go（ZN/2）｝
N/2-1 o=0
に通して得られたN/2点出力をN/2点オフセツト
フーリエ変換した時の後半N/2点出力として得ら
れるこわかる。特にγ＝1/2のとき、（18）、（19）、
（20）式はまとめて次のように表わせる。
aR（ZN/2）＝N/2-1
〓n=0
WRn N/2W1/2n N
Yo（−jzN/2）Go（zN/2） ……(21)
ただし０ＲN/2−１
従つて、この場合は、信号処理過程が著しく簡
単化される。
単化される。
講第２図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。本発明の一実施例は、入力端１２、サンプ
ラー１３、多重分離回路１４、入力端１５0，１
５1，………，１５N/2-1と、出力端１７0，１７1，
………，１７N/2-1および１８0，１８1，………，
１８N/2-1とを有する前処理回路１６、出力端２１
０，２１1，………，２１N/2-1を有する第一のポリ
フエーズ回路１９、出力端２２0，２２1，……
…，２２N/2-1を有する第二のポリフエーズ回路２
０、前半出力端２５0，２５1，………，２５N/4-1
を有する第一のオフセツトフーリエ変換器２３、
後半N/4点出力端２６0，２６1，………，２６N/4
−１を有する第二のオフセツトフーリエ変換器２４
および出力端２８0，２８1，………，２８L-1を
含んでいる。
ある。本発明の一実施例は、入力端１２、サンプ
ラー１３、多重分離回路１４、入力端１５0，１
５1，………，１５N/2-1と、出力端１７0，１７1，
………，１７N/2-1および１８0，１８1，………，
１８N/2-1とを有する前処理回路１６、出力端２１
０，２１1，………，２１N/2-1を有する第一のポリ
フエーズ回路１９、出力端２２0，２２1，……
…，２２N/2-1を有する第二のポリフエーズ回路２
０、前半出力端２５0，２５1，………，２５N/4-1
を有する第一のオフセツトフーリエ変換器２３、
後半N/4点出力端２６0，２６1，………，２６N/4
−１を有する第二のオフセツトフーリエ変換器２４
および出力端２８0，２８1，………，２８L-1を
含んでいる。
まず、入力端１２に入力された受信信号はサン
プラー１３により１／NTヘルツのサンプリング
周波数で標本化され、Ｙ（Ｚ）なる実サンプル値
系列となる。この実サンプル値系列Ｙ（Ｚ）は多
重分離回路１４により前出(5)式、(12)式に従つて
Ｔ／２秒毎のサンプル値系列｛Yo（ZN/2）｝N/2-1 o=0に
分
離されｎ番目サンプル値系列Yo（ZN/2）は入力端
１５oに入力される。（０ｎN/2−１）前処理
回路１６では各Yo（ZN/2）に対しW-〓2なる周波数
シフトを施した後、W〓-1/2)n Nを乗して（20）式で
表わされるξo（ZN/2）なるサンプル値系列を生成
する。出力端１７0，１７1，………，１７N/2-1に
はこうして得られたサンプル値系列ξ0（ZN/2）、ξ1
（ZN/2）、………、（ZN/2）が出力されると同時に、
出力端１８0，１８1，………，１８N/2-1には各サ
ンプル値の複素共役サンプル値にＴ／２秒毎に
（−１）nを乗じたサンプル値ξ* 0（−ZN/2）、ξ* 1（
−
ZN/2）、………、ξ* N/2-1（−ZN/2）が出力される。第
一のポリフエーズ回路１９および第二のポリフエ
ーズ回路２０は共にN/2個の実低域フイルタ
｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0で構成され入力端１７Rと出力
端
２１Rとの間および入力端１８Rと出力端２２Rと
の間にはＲ番目の実低域フイルタGR（ZN/2）が接
続されている。第一のポリフエーズ回路１９の出
力は第一のオフセツトフーリエ変換器２３に入力
される。
プラー１３により１／NTヘルツのサンプリング
周波数で標本化され、Ｙ（Ｚ）なる実サンプル値
系列となる。この実サンプル値系列Ｙ（Ｚ）は多
重分離回路１４により前出(5)式、(12)式に従つて
Ｔ／２秒毎のサンプル値系列｛Yo（ZN/2）｝N/2-1 o=0に
分
離されｎ番目サンプル値系列Yo（ZN/2）は入力端
１５oに入力される。（０ｎN/2−１）前処理
回路１６では各Yo（ZN/2）に対しW-〓2なる周波数
シフトを施した後、W〓-1/2)n Nを乗して（20）式で
表わされるξo（ZN/2）なるサンプル値系列を生成
する。出力端１７0，１７1，………，１７N/2-1に
はこうして得られたサンプル値系列ξ0（ZN/2）、ξ1
（ZN/2）、………、（ZN/2）が出力されると同時に、
出力端１８0，１８1，………，１８N/2-1には各サ
ンプル値の複素共役サンプル値にＴ／２秒毎に
（−１）nを乗じたサンプル値ξ* 0（−ZN/2）、ξ* 1（
−
ZN/2）、………、ξ* N/2-1（−ZN/2）が出力される。第
一のポリフエーズ回路１９および第二のポリフエ
ーズ回路２０は共にN/2個の実低域フイルタ
｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0で構成され入力端１７Rと出力
端
２１Rとの間および入力端１８Rと出力端２２Rと
の間にはＲ番目の実低域フイルタGR（ZN/2）が接
続されている。第一のポリフエーズ回路１９の出
力は第一のオフセツトフーリエ変換器２３に入力
される。
第一のオフセツトフーリエ変換器２３はN/2点
入力に対し（18）式に従いN/2点オフセツトフー
リエ変換を施した後、前半N/4点（ここで説明の
便宜のためＺは４で割切れるもとする。）出力を
出力端２５0，２５1，………，２５N/4-1に出力す
る。一方、第二ポリフエーズ回路２０の出力は第
二のオフセツトフーリエ変換器２４に入力され、
第二のオフセツトフーリエ変換器２４はN/2点入
力に対し（19）式に従いN/2点オフセツトフーリ
エ変換を施した後、後半N/4点出力を出力端２６
０，２６1，………，２６N/4-1に出力する。
入力に対し（18）式に従いN/2点オフセツトフー
リエ変換を施した後、前半N/4点（ここで説明の
便宜のためＺは４で割切れるもとする。）出力を
出力端２５0，２５1，………，２５N/4-1に出力す
る。一方、第二ポリフエーズ回路２０の出力は第
二のオフセツトフーリエ変換器２４に入力され、
第二のオフセツトフーリエ変換器２４はN/2点入
力に対し（19）式に従いN/2点オフセツトフーリ
エ変換を施した後、後半N/4点出力を出力端２６
０，２６1，………，２６N/4-1に出力する。
従つて出力端２５0，２５1，………，２５N/4-1
には（17）式で表わされるサンプル値系列a0
（ZN/2）、a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2）が各々
得
られ、出力端２６0，２６1，………，２６N/4-1に
はaN/4（ZN/2）、aN/4+1（ZN/2）、aN/2-1（ZN/2）が各
々
得られる。後処理回路２７はこうして得られたa0
（ZN/2）、a1（ZN/2）、………、aN/2-1（ZN/2）から以
下
に従つてT/2秒毎の復素PAM信号β〓0（ZN/2），β〓
（ZN/2），………，β〓L-1（ZN/2）を生成し出力端２
８
０，２８1，………，２８L-1に各々出力する。｛ao
（ZN/2）｝N/2-1 o=0から｛β〓o（ZN/2）｝L-1 o=0を得
る過程は、
（17）式より次の如く表わされる。
には（17）式で表わされるサンプル値系列a0
（ZN/2）、a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2）が各々
得
られ、出力端２６0，２６1，………，２６N/4-1に
はaN/4（ZN/2）、aN/4+1（ZN/2）、aN/2-1（ZN/2）が各
々
得られる。後処理回路２７はこうして得られたa0
（ZN/2）、a1（ZN/2）、………、aN/2-1（ZN/2）から以
下
に従つてT/2秒毎の復素PAM信号β〓0（ZN/2），β〓
（ZN/2），………，β〓L-1（ZN/2）を生成し出力端２
８
０，２８1，………，２８L-1に各々出力する。｛ao
（ZN/2）｝N/2-1 o=0から｛β〓o（ZN/2）｝L-1 o=0を得
る過程は、
（17）式より次の如く表わされる。
０ＲＮ／４−１に対し、
β〓2R-n（ZN/2）＝aR（ZN/2） ……(22)
β〓2R-1-n(ZN/2)＝〔aN/2R(ZN/2)〕*……(23)
即ち、β〓2R-n（ZN/2）のＰ番目のサンプル値はaR
（ZN/2）のＰ番目のサンプル値として得られ、
β〓2R-1n（ZN/2）のＰ番目のサンプル値はaN/2-R（ZN/
2）
のＰ番目のサンプル値の複素共役をとることによ
つて得られる。
（ZN/2）のＰ番目のサンプル値として得られ、
β〓2R-1n（ZN/2）のＰ番目のサンプル値はaN/2-R（ZN/
2）
のＰ番目のサンプル値の複素共役をとることによ
つて得られる。
以上のように、本発明の受信装置においては１
回のＮ点フーリエ変換のかわりに２回のN/2点フ
ーリエ変換を行う事になる。１回のＮ点複素フー
リエ変換に要する総乗算量は4N2であり２回の
Ｎ／２点複素フーリエ変換に要する総乗算量は４×
（N/2）2×２＝2N2である。
回のＮ点フーリエ変換のかわりに２回のN/2点フ
ーリエ変換を行う事になる。１回のＮ点複素フー
リエ変換に要する総乗算量は4N2であり２回の
Ｎ／２点複素フーリエ変換に要する総乗算量は４×
（N/2）2×２＝2N2である。
また、前記第一および第二のオフセツトフーリ
エ変換器においてはいずれもＮ／２点入力に対し
Ｎ／４点出力のみが要求されるので、例えば特許
出願公開昭53−45949号公報記載の“Ｎ点離散的
フーリエ変換演算装置”を適用することにより
各々実質Ｎ／４点のオフセツトフーリエ変換演算
で済むことになる。この場合の総乗算量は４×
（Ｎ／４）2×２＝N2／２となる。従つて、本発明
の受信装置におけるデイジタル演算量は従来それ
に比し大幅に低減する。更に、第２図よりわかる
ように本発明の受信装置においてはＴ／２秒切替
制御回路を必要としない。従つて装置の複雑化を
避けることができる。
エ変換器においてはいずれもＮ／２点入力に対し
Ｎ／４点出力のみが要求されるので、例えば特許
出願公開昭53−45949号公報記載の“Ｎ点離散的
フーリエ変換演算装置”を適用することにより
各々実質Ｎ／４点のオフセツトフーリエ変換演算
で済むことになる。この場合の総乗算量は４×
（Ｎ／４）2×２＝N2／２となる。従つて、本発明
の受信装置におけるデイジタル演算量は従来それ
に比し大幅に低減する。更に、第２図よりわかる
ように本発明の受信装置においてはＴ／２秒切替
制御回路を必要としない。従つて装置の複雑化を
避けることができる。
また特にγ＝1/2なる特別な場合には（21）式
より明らかに｛aR（ZN/2）｝N/2 R=0は第２図の第一のオ
フセツトフーリエ変換器２３のN/2点出力として
一括して得られるため第２図における第二のポリ
フエーズ回路２０および第二のオフセツトフーリ
エ変換器２４は不要になり装置規模は著しく低減
する。
より明らかに｛aR（ZN/2）｝N/2 R=0は第２図の第一のオ
フセツトフーリエ変換器２３のN/2点出力として
一括して得られるため第２図における第二のポリ
フエーズ回路２０および第二のオフセツトフーリ
エ変換器２４は不要になり装置規模は著しく低減
する。
より詳しく述べると、γ≠1/2の場合と同様、
実サンプル値系列Ｙ（Ｚ）は多重分離回路１４に
よりT/2秒毎のサンプル値系列｛Yo（ZN/2）N/2-1 o=0に
分離され前処理回路１６に与えられる。前処理回
路１６では各Yo（ZN/2）に対し−ｊなる周波数シ
フトを施し、Yo（−jZN/2）なるサンプル値系列を
生成する。ポリフエーズ回路１９は、N/2個の実
低域フイルタ｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0で構成されている
。
ポリフエーズ回路１９の出力は、オフセツトフー
リエ変換器２３に入力される。オフセツトフーリ
エ変換器２３は、N/2点入力に対し（21）式に従
いN/2点オフセツトフーリエ変換を施した後、前
半N/4点出力を出力端２５0，２５1，………，２
５N/4-1に出力する。従つて、出力端２５0，２５
１，………，２５N/4-1にはサンプル値系列a0（ZN/2、
a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2）が各々得られる。
後処理回路２７は、こうして得られたa0（ZN/2、
a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2からT/2秒毎の複
素数PAM信号を生成し出力端２８0，２８1，…
……，２８L-1に各々出力する。
実サンプル値系列Ｙ（Ｚ）は多重分離回路１４に
よりT/2秒毎のサンプル値系列｛Yo（ZN/2）N/2-1 o=0に
分離され前処理回路１６に与えられる。前処理回
路１６では各Yo（ZN/2）に対し−ｊなる周波数シ
フトを施し、Yo（−jZN/2）なるサンプル値系列を
生成する。ポリフエーズ回路１９は、N/2個の実
低域フイルタ｛Go（ZN/2）｝N/2-1 o=0で構成されている
。
ポリフエーズ回路１９の出力は、オフセツトフー
リエ変換器２３に入力される。オフセツトフーリ
エ変換器２３は、N/2点入力に対し（21）式に従
いN/2点オフセツトフーリエ変換を施した後、前
半N/4点出力を出力端２５0，２５1，………，２
５N/4-1に出力する。従つて、出力端２５0，２５
１，………，２５N/4-1にはサンプル値系列a0（ZN/2、
a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2）が各々得られる。
後処理回路２７は、こうして得られたa0（ZN/2、
a1（ZN/2）、………、aN/4-1（ZN/2からT/2秒毎の複
素数PAM信号を生成し出力端２８0，２８1，…
……，２８L-1に各々出力する。
なお、上記の説明においては、フーリエ変換は
全て順方向フーリエ変換としたが、入力および出
力の複素共役をとることにすればこれをフーリエ
逆変換で置き換えることができる。
全て順方向フーリエ変換としたが、入力および出
力の複素共役をとることにすればこれをフーリエ
逆変換で置き換えることができる。
以上のように、本発明によればデイジタル演算
量が少なく回路規模が簡単化された直交多重信号
のデイジタル処理形受信装置を得ることができる
という極めて大きな効果が期待できる。
量が少なく回路規模が簡単化された直交多重信号
のデイジタル処理形受信装置を得ることができる
という極めて大きな効果が期待できる。
第１図は直交多重QAM信号の送受信系を表わ
すブロツク図および第２図は本発明の一実施例を
示すブロツク図である。 図において、２0，２1，………，２L-1はＬ個
のＴ／２秒遅延回路、３0，３1，………，３2L-1
は2L個の送信ベースバンドフイルタ、４0，４1，
………，４2L-1は2L個の変換器、５は多重化回
路、６は伝送路、７0，７1，………，７2L-1は2L
個の複調器、８0，８1，………，８2L-1は3L個の
受信ベースバンドフイルタ、９0，９1，………，
９L-1はＬ個のＴ／２秒遅延回路、１０0，１０1，
………，１０L-1はＬ個のＴ秒遅延回路、１３は
サンプラー、１４は多重分離回路、１６は前処理
回路、１９は第一のポリフエーズ回路、２０は第
二のポリフエーズ回路、２３は第一のオフセツト
フーリエ変換器、２４は第二のオフセツトフーリ
エ変換器、２７は後処理回路である。
すブロツク図および第２図は本発明の一実施例を
示すブロツク図である。 図において、２0，２1，………，２L-1はＬ個
のＴ／２秒遅延回路、３0，３1，………，３2L-1
は2L個の送信ベースバンドフイルタ、４0，４1，
………，４2L-1は2L個の変換器、５は多重化回
路、６は伝送路、７0，７1，………，７2L-1は2L
個の複調器、８0，８1，………，８2L-1は3L個の
受信ベースバンドフイルタ、９0，９1，………，
９L-1はＬ個のＴ／２秒遅延回路、１０0，１０1，
………，１０L-1はＬ個のＴ秒遅延回路、１３は
サンプラー、１４は多重分離回路、１６は前処理
回路、１９は第一のポリフエーズ回路、２０は第
二のポリフエーズ回路、２３は第一のオフセツト
フーリエ変換器、２４は第二のオフセツトフーリ
エ変換器、２７は後処理回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ クロツク周期Ｔ秒で互いに同期がとれた2L
個（ただしＬは正整数）のベースバンドデータに
て前記クロツク周期Ｔと最小キヤリア周波数f0と
の積の小数部として定義されるパラメタγが丁度
0.5である周波数f0、f1、………、fL-1なるＬ個の
複素キヤリアを直交変調して得られる直交多重信
号をデイジタル処理にて受信する受信装置におい
て、入力端に得られた受信信号をＴ／Ｎ秒毎（た
だしＮは偶数でありＮ＞2Lである）にサンプリ
ングし、Ｔ／２秒毎にＮ／２点実サンプル値を出
力する多重分離回路と、該Ｎ／２点実サンプル値
の各々に対し所望の周波数オフセツトを施しＮ／
２点複素サンプル値を出力する前処理回路と、該
Ｎ／２点複素サンプル値を入力とし片側実効帯域
幅が1/2Ｔヘルツで線形位相勾配のみが段階的に
異なるＮ／２個の実低域フイルタで構成されるポ
リフエーズ回路と、該ポリフエーズ回路に接続さ
れＴ／２秒毎にＮ／２点オフセツトフーリエ変換
を行うオフセツトフーリエ変換器と、該オフセツ
トフーリエ変換器のＮ／２点出力に対し一定の周
波数オフセツト補正を施す後処理回路とを含み、
直交多重信号の復調をデイジタル処理で行うこと
を特徴とする直交多重信号のデイジタル処理形受
信装置。 ２ クロツク周期Ｔ秒で互いに同期がとれた2L
個（ただしＬは正整数）のベースバンドデータに
て周波数f0、f1、………、fL-1なるＬ個の複素キ
ヤリアを直交変調して得られる直交多重信号をデ
イジタル処理にて受信する受信装置において、入
力端に得られた受信信号をＴ／Ｎ秒毎（ただしＮ
は偶数とする）にサンプリングし、Ｔ／２秒毎に
Ｎ／２点実サンプル値を出力する多重分離回路
と、該Ｎ／２点実サンプル値に対し所望の周波数
オフセツトを施し第一の複素信号群a1，a2，……
…aN/2を出力すると共に該複素信号の共役複素信
号にＴ／２秒毎に（−１）nを乗じた第二の複素信
号群b1，b2，………，bN/2を出力する前処理回路
と、前記第一の複素信号群a1，a2，………，aN/2
を入力とし片側実効帯域幅が1/2Ｔヘルツで線形
位相勾配のみが段階的に異なるＮ／２個の実低域
フイルタで構成される第一のポリフエーズ回路
と、前記第二の複素信号群b1，b2，………，bN/2
を入力とし前記第一のポリフエーズ回路と同一構
成の第二のポリフエーズ回路と、前記第一のポリ
フエーズ回路に接続されたＴ／２秒毎にＮ／２点
オフセツトフーリエ変換を行う第一のオフセツト
フーリエ変換器と、前記第二のポリフエーズ回路
に接続され前記第一のオフセツトフーリエ変換器
と同一構成の第二のオフセツトフーリエ変換器
と、前記第一のオフセツトフーリエ変換器の前半
Ｎ／４点出力と前記第二のオフセツトフーリエ変
換器の後半Ｎ／４点出力とからなる総計Ｎ／２点
出力に対し一定の周波数オフセツト補正を施す後
処理回路と、を含み直交多重信号の復調をデイジ
タル処理で行うことを特徴とする直交多重信号の
デイジタル処理形受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17072479A JPS5693449A (en) | 1979-12-27 | 1979-12-27 | Digital processing type receiving device for orthogonal multiple signal using actual low-pass filter |
| US06/121,943 US4300229A (en) | 1979-02-21 | 1980-02-15 | Transmitter and receiver for an othogonally multiplexed QAM signal of a sampling rate N times that of PAM signals, comprising an N/2-point offset fourier transform processor |
| AU55634/80A AU527333B2 (en) | 1979-02-21 | 1980-02-18 | Multi pam signals to ortho multiplex qam converter |
| CA000346089A CA1134519A (en) | 1979-02-21 | 1980-02-20 | Transmitter and receiver for an orthogonally multiplexed qam signal of a sampling rate n times that of pam signals, comprising an n/2-point offset fourier transform processor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17072479A JPS5693449A (en) | 1979-12-27 | 1979-12-27 | Digital processing type receiving device for orthogonal multiple signal using actual low-pass filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5693449A JPS5693449A (en) | 1981-07-29 |
| JPS6326575B2 true JPS6326575B2 (ja) | 1988-05-30 |
Family
ID=15910208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17072479A Granted JPS5693449A (en) | 1979-02-21 | 1979-12-27 | Digital processing type receiving device for orthogonal multiple signal using actual low-pass filter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5693449A (ja) |
-
1979
- 1979-12-27 JP JP17072479A patent/JPS5693449A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5693449A (en) | 1981-07-29 |
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