JPS6143834A - 信号発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は試験評価用の広範多様な信号源を提供する信号
合成装置（シンセサイザ）に関するものであり、特に広
範囲の複雑な信号を発生する多様な能力を有する２チャ
ンネル信号発生器に関するものである。

〔従来技術〕

信号合成装置のほとんどは電気測定の試験や評価に必要
な周波数精度と分解能とを備えた精密な波形を発生する
。たとえば、単一チャンネルの信号合成装置は信号合成
器、関数発生器および正弦波、方形波、三角波、ランプ
波形を発生ずる掃引発生器として機能する。合成器とし
ては、単一チャンネル装置は精密な周波数を有する波形
を発生する。関数発生器としては、合成装置は正弦波。

方形波、三角波およびランプ波を含む多様な波形を発生
する。掃引発生器としては、合成器は一定範囲の周波数
にねたり掃引を行うことができる。

しかしながら１合成装置にはスペクトル純度１泣相ノイ
ズ、および位相精度に関して一層性能を向上しなければ
ならないという強い要望がある。更に、合成装置に多様
な能力を付加することも重要である。

二つの校正ずみ位相出力信号を発生する場合、関数発生
器は外部の基準信号に位相ロックすることができ、同じ
周波数で位相ずれが可変な出力信号を発生することがで
きる。しかしこの種の位相ロック発生器には位相精度が
悪い、位相分解能が低い、周波数範囲が狭い、および操
作が不便である等の欠点がある。

〔発明の目的〕

本発明は、高精度な種々の信号を発生する信号発生器を
提供することを目的とする。

〔本発明の概要〕

本発明によれば、新規な信号合成装置が提供される。こ
の信号合成装置は多様な能力を有する精密二チャンネル
合成器であって、一つの機器に設けられた共通の制御器
で独立に制御される二つの信号源を備えることにより種
々の信号を発生する。

その柔軟性の他に、信号合成装置はそれぞれのチャンネ
ルにスペクトル的に純粋な信号を出す。

信号合成装置の動作モードに関しては、２チヤンネルモ
ード、２位相モード、２トーンモード５およびパルスモ
ードという新しい四つの動作モードが提供される。これ
らモードのそれぞれでは２広範な変調や波形が得られる
。また、一定の合成周波数の他に、すべてのモードで位
相連続掃引が利用できる。２チヤンネルモードでは、二
つの出力チャンネルから独立な周波数を利用できる。２
位相モードでは、両チャンネルの出力信号は他のチャン
ネルに関してその位相ずれが変更可能な同一周波数信号
である。２トーンモードのときは、各チャンネルから異
なる出力周波数を利用でき、周波数のずれを設定可能で
ある。パルスモードのときは、デユーティサイクルが可
変な方形波が一つのチャンネルから出力され、デユーテ
ィサイクルに関するその補完信号が他のチャンネルから
出力される。

又、本発明によれば、その全周波数範囲にわたり良好な
位相精度を有する広帯域、可変位相の２チャンネル合成
信号源となる位相校正装置が提供される。位相校正装置
に対しては新規な構成法が三つあってそれらは内部校正
５外部校正、および多相校正である。内部校正は装置の
前面パネルの出力点に、一つのチャンネルの位相が校正
されている他のチャンネルに関して発生する。位相校正
は正弦または方形について２位相モードで、あるいはパ
ルスモードで行われる。外部校正では装置の外部の点で
位相校正ができる。位相校正は二つの位相モードに対し
て方形または正弦関数で行われる。多相校正では同じ周
波数の第３の外部信号を用いて二つの信号の位相校正が
できる。このような仕方で幾つかの機器を用いれば、多
チャンネルの位相校正信号を発生することができる。

上述のこれらの利点に加えて、本発明からは次の三つの
効果が得られる。第一に、可変位相基準として一つの発
振器を使用するので二つのチャンネル間の位相を校正期
間中安定度を良好に保ちながら周波数にわたり一定にす
ることができる。これには掃引による位相の連続性も含
まれる。第二に、可変周波数基準として一つの発振器を
使用するので、位相ノイズを最小に保ちながらチャンネ
ル周波数の他のチャンネルからの周波数ずれを精密に保
つことができる。また、この精密なずれは他のチャンネ
ルの掃引中も維持される。第三に、一つの機器に二つの
チャンネルを、更に位相校正装置を追加して用いれば、
非常に良好な位相精度が維持される。本発明の位相校正
技術によれば同レベルの正弦関数の場合技術的に位相誤
差をＯにすることができると共に、独特な減衰器切換え
技術を利用して二つのチャンネルのレベルの差から生ず
る位相誤差を性格づけ且つ修正している。したがって、
本発明によれば新規な信号発生器が提供される。

〔実施例〕

第１図は、本発明の実施例である信号合成装置のブロッ
ク図である。以下の各図において、同一部分には同一符
号を付している。本発明の実施例においては、２チヤン
ネルモードの信号合成装置が共通の周波数基準および制
御器を分かち合う二つの独立した合成器として構成され
ている。すなわち、各チャンネルＡまたはＢはマイクロ
ヘルツの分解能で２０から３３ＭＨｚまで同調可能なフ
ラクショナルＮ基準局部発振器１０１または１０２を備
えている。局部発振器１０１．１０２の信号１０３と１
０４とは共通の周波数基準１０７からの２０ＭＨｚの固
定信号１０５と１０６とに混合されてミキサ１１０およ
び１１１により０から１３ＭＨｚまでの望みの信号１０
８および１０９を得る。ミキサの出力信号１０８と１０
９とはそれぞれ低域濾波器１１２と１１３とにより１４
ＭＨｚ以上の高周波像を除くように低域濾波され、次い
で増幅器１１４と１１５とにより増幅される。ステップ
減衰器１１６および１１７は出力レベルのダイナミック
レンジを８０ｄＢにするのに使用される。したがって、
出力信号１１Ｂと１１９とはそれぞれ二つの別個の合成
器のように充分なゲインを有するＯから１３ＭＨｚまで
の周波数可変でスペクトル的に純粋な信号を独立に発生
する。

第２図に、２位相モードになっている信号合成装置を装
置構成として示す。Ａチャンネルは２０〜３３ＭＨ２の
局部発振器１０１．２０ＭＨｚの周波数基準１０７゜ミ
キサ１１０　、１４ＭＨｚ以下を通す低域製波１１２．
増幅器１１４．および減衰器１１６から成り、第１図に
示す２チヤンネルモードになるように正確に構成されて
いる。ただし、Ｂチャンネルについては、基準１０７と
局部発振器の信号１０３とはミキサ１１１の前で共通制
御器によりＡチャンネルのＮ分割基準局部発振器１０１
がＢチャンネルの局部発振器ともなるように切換えられ
、ＢチャンネルのフラクショナルＮ局部発振器１０２は
２０ＭＨｚにセントされて基準として使用されるが、そ
の位相は固定周波数基準１０７に関して精密に変えるこ
とができる。固定基準１０７はＡチャンネルに使用され
る。これにより出力部に信号１１８と１１９が現われ、
信号１１８゜１１９は、ＢチャンネルとＡチャンネルと
の間の相対位相を０゜０１度の分解能で±７２０度の範
囲に設定可能で、同一周波数となる。Ａチャンネルの周
波数が変化しても、ＢチャンネルとＡチャンネルとの間
の相対位相は不変である。したがって、周波数は出力信
号１１８と１１９とについて同じであり、Ｂチャンネル
出力信号１１９はＡチャンネル出力信号１１８に関して
位相が可変的にずれている。このことからこの装置は、
可変位相基準として発振器１０２を使用すれば二つのチ
ャンネルＡとＢとの間の位相を校正期間中安定度を良好
に保ちながら全周波数にわたり一定にすることができる
という特別な利点を生ずる。これには掃引を通じて位相
が連続であるということも含まれる。

第３図に、２トーンモードになっている信号合成装置を
装置構成として示す。局部発振器と基準の切換とは第２
図に示す２位相モードと同じである。また、Ｂチャンネ
ルのＮ分割基準局部発振器１０２はＢチャンネルの基準
として使用される。ただし、局部発振ＷＩ０２の位相を
変化させるかわりに、局部発振器１０２は２０Ｍ）ｌｚ
に１００ｋＨｚ未満の成る偏倚を加えた周波数にセット
される。これによりチャンネルＡおよびＢの出力部１１
８と１１９とに最大１００ｋＨｚの周波数ずれを有する
信号が発生する。

この構成の重要な利点はＡチャンネルの周波数が変化す
るとき、ＢチャンネルはＡチャンネルに対して周波数ず
れを精密に保ちながら自動的に追随するということであ
る。チャンネルＡとＢとは結合器１２０により単一出力
１２１に混合することができる。したがって、各チャン
ネルから異なる出力周波数を取出すことができる。これ
により装置は、Ｂチャンネル発振器１０２を可変周波数
基準として使用すれば、Ｂチャンネルの周波数をチャン
ネルＡとＢとの間の位相ノイズを最小限に保ちながら、
Ａチャンネルからの周波数ずれを精密に保つようにする
ことができる。この精密偏倚もＡチャンネルの掃引中維
持される。

第４図に、パルスモードの信号合成装置を装置構成とし
て示す。局部発振器１０１　と１０２、および周波数基
準１０７は共通の制御器によって第２図に示すに位相モ
ードにおけると同様正確に切換えられる。第４図の特徴
は出力増幅器１１４と１１５との前に、フィルタ１】２
と１１３とにより低域濾波された正弦波信号１０８と１
０９とがパルス波形を生ずるように信号を方形化し混合
する方形化／パルス回路１２２に切換えられる。デユー
ティサイクルはＡチャンネルとＢチャンネルとの間の位
相差を反映している。０〜１３ＭＨｚの出力信号をデユ
ーティサイクルは５％から９５％まで調節できる。この
波形はＡチャンネルに出力される。便宜上、この波形の
補完波形がＢチャンネルで利用できる。したがって、信
号出力１１８と１１９とは可変デユーティサイクル方形
波であり互いに補完し合っている。

第５Ａ図〜第５Ｇ図は、第１図〜第４図の合成装置を実
現するための詳細ブロック図であり、第５図はその組立
図である。

今後、本発明の実施例の他の特徴と変形とは掃引１機能
、振幅制御５直流オフセツト、変調、コンバイナー、校
正、オーブン（ＯＶＥＮ）基準、および高電圧圧オプシ
ョンに関して説明することにする。

すべてのモード構成において、Ｎ分割発振器の掃引能力
を使用することができる。任意の発信と停止との周波数
と掃引問題とを指定することができる。掃引は位相連続
である。外部トリガにより最小限の遅延で掃引を開始す
る手段が設けられている。

各チャンネル方形波または正弦波のいずれかを選択する
ことができる。方形波の縁は正弦波のゼロ交差と一敗し
ている。交流信号（ＡＣ）を抑制することにより、直流
（ＤＣ）偏倚レベルのみを生ずるように出力信号を作り
上げることができる。また、出力信号のいずれかをリレ
ーを介して完全に遮断することもできる。選択した関数
に関係なく、高圧オプションが使用可能となり、２オ一
ム未満の低いインピーダンスが現われる場合の他は、公
称５０オームの電源インピーダンスが現われる。

振幅は、最高最低量振幅が１０ボルトである＋２３．９
７ｄＢｍから、最高最低量振幅が１ミリボルトである一
５６ｄＢｍの範囲にわたって、５０オームにおいて制御
することができる。出力増幅器の前段の選択可能な１０
ｄＢの減衰器と出力増幅器後段のＯｄＢから７０ｄＢま
でのステップ減衰器とを組合せれば振幅を１０ｄＢきざ
みで変化させることができる。１．ＯｄＢきざみの間の
細かい調節は２０旧２の基準信号のレベルをそれが各ミ
キサに入る前に変調することによって行われる。

各チャンネルからのＡＣ信号の頭にＤＣオフセントを加
えることができる。普通、このオフセントは出力増幅器
の前段に挿入されるので、その最高レベルはへＣ信号の
レベルで決まる。ＤＣプラスＡＣの瞬間最高レベルは出
力増幅器の±５ボルトの限界を超えることはできない。

また、ＤＣ信号は出力減衰器を通過するときＡＣと共に
正しく減衰される。高電圧オプションを選択する場合に
は、ＤＣオフセントは高圧増幅器で正しく挿入されるの
で、ＡＣ信号のレベルが大幅に減衰されていても大きな
りＣオフセントを得ることができる。

Ｂチャンネル出力はＡチャンネル基準に対するレベル制
御となるように内部で切換えることができるから、Ａチ
ャンネルで内部振幅変調を行うことができるし、あるい
は、ＡチャンネルのＮ分割発振器の位相制御回路に切換
えることができるからＡチャンネルの内部位相変調を行
うことができる。内部変調が可能になっているとき、Ｂ
チャンネルの出力は使用不能になっている。同様に、チ
ャンネルＡまたはＢのいずれかを別の外部入力から振幅
変調１位相変調、あるいはその両者を同時に行うことが
できる。

ＡチャンネルおよびＢチャンネルの出力は第３図で説明
したように内部結合器１２０を使用可能とすることによ
って一つの出力にまとめることができる。この結合器は
広帯域の抵抗性結合器であるから、各信号のレベルは半
分に落ちる。

両チャンネルＡおよびＢの出力は校正回路に切換えるこ
とができ、この回路はいずれかのチャンネルの振幅と両
チャンネル間の相対位相とを測定することができる。得
られた測定地は制御器で解釈され、レベル制御またはＮ
分割位相を調節して誤差を修正する。校正の間、信号は
機器の出力点で遮断されている。提示されている別の構
成では装置の背面パネルの「外部校正」入力に存在する
信号を測定する。これによりユーザが試験中の装置まで
のそのケーブル配線内の損失と位相ずれとの影響を排除
できる位相校正の「遠隔検知」が可能になる。内部およ
び外部の校正の間、校正器は常にＡチャンネル信号に対
するＢチャンネル信号の位相を測定している。この校正
装置の実施例について後に更に詳しく説明することにす
る。オーブン安定化された１０ＭＨｚの周波数基準オプ
ションを機器に組入れることができる。オーブンの出力
は直接背面パネルに進み、これを使用するときは「外部
基準」入力へ飛び越さなければならない。

オプションの高圧増幅器を各チャンネルに付加すること
ができる。減衰器の後段に設けた増幅器はＯＨｚから１
３０ｋＨｚの範囲にわたり普通の５０オームの終端レベ
ルの４倍を与え、これは普通の開回路レベルの２倍であ
る。高圧増幅器の低いインピーダンス出力部には直列の
マツチング抵抗器は不要である。

高圧オプションが係合する場合には、ＤＣオフセントは
出力増幅器の前段ではなく高圧増幅器の入力部に挿入さ
れる。これにより出力減衰器をと通って来る小さなＡＣ
信号に大きなりＣオフセントを与えることができる。

第１図から第５．５Ａ〜５Ｇ図までを参照して、本発明
の実施例である信号合成装置の動作を詳細に説明する。

電源と接地とに関しては、第５Ｂ図に示すとうり７つの
別々の出力を有する線型の電源２０１設けられている。

機器を通じて、±１５ボルトの電源が使用される。他に
、別の３つの５ボルトの電源を利用できる。５ボルトの
主電源は高精度に調節されており非常にきれいな電源で
ある。これは特に変える必要がないかあるいは特別な絶
縁が必要でないときはほとんどの回路構成に使用される
。表示走査周波数成分を維持するためキーボード２０２
に対し５ボルトの主要源の他に別の５ボルト電源が必要
である。ＩＥＥＥ　４８８の標準インターフェースであ
るインターフェース支持回路２０３に電力を供給するた
め第３の５ボルト電源が使用される。結局、＋２８およ
び−２８の電源が高圧オプションに電力を供給している
。

二つの別々の接地を維持しなければならない。

機器の外装は、勿論、ラインコードで大地と結ばれてい
る。インターフェース２０３の接地はインターフェース
のコネクタに非常に近い一点で外装と結ばれている。低
周波接地ループの問題を避は且つ絶縁を行うには、機器
の接地を大地接地から離す、これには内部カードの入れ
込み、マザーボード、ケーブルなどのすべてを含む。無
線周波の経路は機器接地から複数のコンデンサを経て大
地接地まで設けられており、バリスタにより二つの接地
点間に５０ボルトを超える電位が現われないようにしで
ある。

制御器に関しては、機器のすべての機能は制御器２０４
の５６にバイトのＲＯ，Ｈにより動作する６８０９マイ
クロプロセツサで制御される。制御器２０４は指令をキ
ーボード２０２からの入力の形であるいはインターフェ
ース２０３を経由して受取り機器母線を介してそれぞれ
のハードウェア組立体を制御する。

機器母線はハソファされており指令が実際にハードウェ
アに書き込まれていないときには使用不能となって、プ
ロセッサのクロック周波数が鋭敏な回路に干渉しないよ
うにしている。

各種ハードウェア状態線路と外部の同期信号とが制御器
２０４により監視されあるいは設定される。

キーボード２０２に関しては、キーボード２０２がすべ
てのスイツトとランプとを備えていてオペレータとのイ
ンターフェースをなしている。これには４３ケの押ボタ
ンスイッチ、１ケの回転パルス発生器（ＲＰＣ）　、　
４９ケのＬＥＤ　、　１１ケの７セグメント数字表示装
置、および１ケの４文字英数字表示装置とが含まれてい
る。キーボード２０２はビット直列インターフェースを
介して制ａｌ器２０４と接続している。

更に、キーボード２０２は同期回路を備えていて出力信
号から切離されている。

オーブン基準２０５に関しては、オプション１がオーブ
ン安定化クリスタル基準２０５を備えておりこれは機器
２０５の背面にある電源の下に取付けられている。出力
は背面パネルに直接進む。基準２０５を使用するには、
背面パネルで外部基準入力に外部接続しなければならな
い。

基準１０７に関しては、基準盤は機器に対するすべての
周波数基準とクロックとを発生する。それらには次のよ
うなものがあβ。

ｆｉｌ　　２０ＭＨｚの二つの基準信号であってチャン
ネルＡおよびＢのミキサ１１ｏおよび１１１の基準ボー
トに供給される。

（２）非常にきれいな二つの１００ｋＨ２クロンクであ
って二つの局部発振器のＮ分割回路の時間基準となる。

（３）　　制御器２０４のための８　ＭＨｚのクロック
。

（４）　　背面パネルで利用できる１０ＭＨｚの基準出
力。

一つの出力は外部基準信号を受入れる背面パネルで利用
することができる。この信号が１０ＭＨｚの分周波であ
るときは、基準はこれと同期することになる。

局部発振器とスイッチとに関しては、ＡおよびＢチャン
ネルの局部発振器１０１　と１０２とは同しフラクショ
ナルν−の合成発振器である。別々の５ケの回路基板体
によって各局部発振器（ＬＯ）が形成されている。両局
部発振器に共通なデコーダ回路があって校正器内に設置
されている。

各フラクショナルＮ発振器は１９．９ＭＨｚから３３．
０ＭＨｚまでの周波数範囲にわたり１マイクロヘルツの
分解能で機器母線から制御可能である。両方のフラクシ
ョナルＮ発振器は０．００１度のきざみで増減させるこ
とにより位相を調節することができる。

フラクショナルＮ回路は過去のプログラムを覚えていな
いので、位相校正を行った後で校正器を使用して絶対位
相を制御器２０４の記憶装置に覚え込ませなければなら
ない。

いずれのフラクショナルＮ発振器も１９．９から３３．
０ＭＨｚまでの範囲内で任意の周波数にわたり、上また
は下方向に掃引することができ、掃引中の位相の連続性
を維持している。掃引の開始および停止の周波数は１マ
イクロヘルツの分解能まで設定可能である。掃引の間、
「掃引限界フラグ」を利用できるが、これはフラクショ
ナルＮ発振器が掃引の周波数限界内の予めプログラムし
た周波数を通過したとき、それを示す信号を発生する。

各ＬＯには別々にバッファされたＥＣＬ　レベルの出力
信号が二つある。ＡチャンネルのＬＯ１０１からの一つ
の出力はＡチャンネルのミキサＬＯボート２０６に永久
的に入力される。他のＡチャンネルのＬＯ傷信号ＲＦス
イッチ２０７に入され、ここで２チヤンネルモード以外
のあらゆる動作モードに対してＢチャンネルのミキサＬ
Ｏボート２０８に切換えられる。

一つのＢチャンネルのＬＯ傷信号ＬＯ１０２からＲＦス
イッチ２０７に進み、ここで２チヤンネルモードの場合
Ｂチャンネルミキサ２０８のＬＯボートに切換えられる
か、あるいは他の三つのモードの場合Ｂチャンネルミキ
サ２０８の基準ポートに切換えられる。

第２のＢチキンネルＬＯ信号は背面パネルで２０から３
３ＭＨｚまでの出力として利用できるようになる。

レベル振幅変ｍ　（ＡＭ）制御器２０９は、正弦波動作
に対してＡまたはＢチャンネルの変調器２１０または２
１１を駆動するためのオーディオ周波数信号を出力する
。又、方形波またはパルス動作の場合、方形波回路２１
２を駆動するオーディオ周波信号を発生する。振幅変調
信号が存在しない場合には、出力は制御器２０４でプロ
グラムされたディジクルアナログ変換器（ＤＡＣ）の設
定値に比例するＤＣ電圧である。二つのレベル出力の各
々に対して別々のディジタルアナログ変換器が設けられ
ている。

チャンネルＢの出力部から内部的に、あるいは背面パネ
ルの入力部から外部的に、変調信号が存在する場合には
、レベル出力はＤＡＣの設定値と、レベル制御による１
５０ＭＨｚの帯域幅制限を受ける変調信号のレベルと、
の両方に比例する。

制御器２０４が各レベル制御の場合内部か外部かを指定
することができるように又、各レベル制御の出力をそれ
ぞれＡおよびＢチャンネルの正弦波変調器２１０または
２１１あるいは方形波回路２１２のいずれかに導くこと
ができるように、プログラム可能なスイッチが設けられ
ている。

変調器に関しては、各チャンネルに対する変調回路２１
０と２１１　は、基準信号のレベルを１０デシヘルの範
囲にわたって対応する各ミキサ２０６と２０８を制御す
ることにより、機器からの出力信号のレベルを制御する
。Ａチャンネルの変調器２１０への入力は基準回路１０
７からの２０ＭＨｚの基準信号と制御器２０９からのＡ
チャンネルレベル制御信号とである。得られるレベル制
御された基準信号は２０ＭＨｚの高周波を除去し、ノイ
ズを２０ＭＨｚの周り±１００ｋＨｚの帯域幅外に制限
するさまに帯域濾波される。得られるｒＡＭＰＯＲＴＪ
出力はＡチャンネルミキサ２０６への入力となる。

Ｂチャンネル変調器２１１は全く同じように動作する。

ただしその２０ＭＨｚの入力はＲＦスイッチ回路２０７
から来る。

ミキサ２０６と２０８とに関しては、ＡチャンネルとＢ
チャンネルとは（公称）２０から３０ＭＨｚまでのＬＯ
傷信号（公称）　２０Ｍ）１２の基準信号とへテロダイ
ンする同じ２重平衡アクチブミキサを使用して、基準抑
制復側帯波を発生する。上側帯波（４０から５３ＭＨｚ
　＞および残存する２０ＭＨｚの基準信号は共に濾波さ
れて、すべてのスプリアス信号および高調波が抑制され
たＯから１３ＭＨｚの間の純粋な信号が得られる。低域
濾波器はミキサ基板と前置増幅器との間で分割されて相
互接続経路に沿う干渉の影響をできるかぎり小さくして
いる。

アクチブミキサの設計は擬似信号と高調波とによる歪を
少くするように最適化される。

前置増幅器に関しては、前置増幅器回路２１３または２
１４は１０倍の増幅器とカットオフ周波数１４ＭＨｚの
低域フィルタの後半部を備えている。

濾波後、信号は固定ゲイン（１０倍）増幅器により増幅
され、次いで外部へ出力される前に別の低域濾波器を通
過する。

前置増幅器の出力は出力増幅器の入力に直接か、あるい
は制御器プログラムリレーを使用して方形波回路に導か
れる。

方形波回路に関しては、方形波回路２１２は二つの機能
を備えている。第一に、いずれかのチャンネルに対して
選択された方形波機能を用いれば、そのチャンネルの信
号は方形波回路２１２を通って伝えられ、この回路でそ
の縁が前置増幅器の出力のゼロ交差と合致し、その振幅
が制御回路２０９からのレベル制御信号により制御され
るちぢれた方形波出力を発生する。ＡかＢチャンネルか
のいずれかあるいは両者が方形波機能を選択されて備え
ることができる。

第二に、パルスモードでは、方形波回路のＡチャンネル
出力はそのパルス幅がＡおよびＢチャンネルの前置増幅
器出力間の位相差を反映しているパルス波形である。方
形波回路２１２のＢチャンネル出力はＡチャンネル波形
の論理的補完である。

オフセット制御に関しては、オフセット制御回路２１５
はプロセッサ制御のもとにＤＡＣで決められたように各
チャンネルに対して別々のＤＣオフセントを発生する。

正常動作のもとでは、オフセット信号は出力増幅器の加
算ノードに挿入される。高圧オプションが使用可能な場
合には、信号は高圧増幅器２１８または２１９の加算ノ
ードに挿入される。

オフセット基板上のリレーはこれを一つのノードまたは
他のノードに導く。両チャンネルともオフセント動作は
同じである。

出力増幅器に関しては、出力増幅器２１６または２１７
は信号を５０オームで±５ボルト（±１０ボルト開ｒｇ
Ｊ路）までのその最高レベルまで上昇させる。

前置増幅器２１３または２１４がらのＡＣ回路の経路は
１ＯｄＢの減衰！Ｇ２２０または２２１を介して切換え
ることができる。はとんどの動作モードでは、この１０
ｄＢのバンドは振幅が減少するように投入される最初の
パッドである。増幅器の前にこの最初の１０ｄＢの減衰
器を備えるこぶの利点には次のようなことが挙げられる
。

（１４出力増幅器がはるかに低いレベルで駆動されるの
で、２から８までのレンジでの高調波歪が改善される。

（２）２から８までのレンジでのＤＣオフセントが保証
される。オフセントがｌ０ｄＢのパッドの後に挿入され
るので、ヘッドルームが出力増幅器２１６または２１７
に残っていて、出力のＡＣレベルに関係なく本質的にＤ
Ｃオフセントを発生する。

（３）位相校正は校正レベルの感度とレベルの関数とし
ての変調器の位相とを校正過程で特性づけることができ
るようにすることにより改善される。

信号は過負荷電流検知回路と、５０オームの支援同調抵
抗器とを通って進む。

減衰器に関しては、ステップ減衰器２２２または２２３
は出力信号の振幅１０ｄＢきざみで７０ｄｌｌにまでも
減衰することができ、終始一貫５０オームのインピーダ
ンスを維持している。

減衰器２２５．２２６には、ステップ減衰器２２２また
は２２３に加えて、基板には別の過負荷検知器と過負荷
遮断リレーとか設けられている。

また、信号を減衰器入力から校正器基板へ転換するリレ
ーが設けられている。

他のレリーは、オプションが選択されたとき、減衰器２
２２または２２３からの信号を高圧増幅器２１８または
２１９を通して再伝送し、戻す。

最後に結合器が接続される場合には、ＡおよびＢチャン
ネルの両信号はＡチャンネル減衰器２２５の加算回路網
２２４に入力される。組合わされた信号はＡチャンネル
に出力され、Ｂチャンネル出力は５′ｏオームで大地に
終端される。Ａチャンネルに加算回路網２２４が存在す
るのはＡおよびＢチャンネルの減衰回路２２５および２
２６を区別するためだけの理由である。

同期回路（ＳＹＮＣ＞　２２７に関しては、キーボード
組立体上に存在する小さな回路が出力増幅器からの出力
信号を受取って、その縁が増幅器からの波形のゼロ交差
と一致している方形波を発生する。

プログラムされるＤＣオフセントはいくつか存在してよ
いから、ＳＹＮＣ回路２２７はこれを匡正するためのＤ
Ｃオフセットレベルのサンプルを必要とする。

ＳＹＮＣ回路２２７はいくつかの保護回路を通過後装置
の前面パネルで直接利用することができる。

校正に関しては、機器信号列の最後のブロックはＡおよ
びＢチャンネルのＤＣオフセントと最高値間の振幅とを
測定することができ、且つチャンネル間の位相を非常精
密に測定することができる校正器２２８である。

制御器２０４の制御のもとに、校正器２２８はデータ点
を取り、チャンネル間を前後に入れ替え、変調器２１０
と２１１　とのレベルを変化させながら出力増幅器２１
６または２１７の１０ｄＢのバッド２２０または２２１
を交互に接続したり解除したりする。Ｓ定植を組合わせ
ることによってＡ、Ｂチャンネル間の位相を非常に精密
に比較するために最も系統的な誤差を修正できるように
なる。

測定値を取るとき、制御器２０４は校正されている振幅
または位相のパラメータを反復して変化させ誤差を最小
にする。位相校正では、制御器２０４はフラクショナル
Ｎ発振器の位相をバンブする。

振幅校正中、制御器２０４はレベル制御回路のＤＡＣの
設定値を変化させる。また、オフセント校正の間、制御
器２０４はオフセント制御のＤＡＣ設定値を変化させる
。

内部校正の構成の他に、Ｂチャンネルの位相が二つの信
号を内部でサンプルすることによりＡチャンネルの位相
に対して調節される場合には、他の二つの構成を選択す
ることができる。

外部校正では、背面パネルの二つの入力点に存在する信
号はケーブルの端で、あるいは試験中の成る装置により
修正を施されてから、測定されたＡおよびＢチャンネル
の信号であると仮定される。

校正過程は内部校正の場合と同じである。

多相校正では、Ａチャンネル校正入力は他の信号源から
の信号であると予想され、Ｂチャンネル入力は装置のＡ
チャンネル出力であると予測される。この構成では、Ａ
チャンネルの位相はバンプされて、Ａチャンネルを他の
信号源の出力と整列する。他の信号源は位相校正を成功
させるためには装置と共にロックされた基準を備えてい
なければならない。

前述したとうり、位相校正装置は一つの機器に二つのチ
ャンネルを備えているような信号合成装置に独特な寄与
をしており、位相校正器を追加すれば、非常に精密な位
相精度を維持することができる。この位相校正技術によ
りレベルの等しい正弦波に対して位相誤差を理論的に０
にすることができるが、この技術は二チャンネル間の位
相差により生じた位相誤差を特性づけ且っ匡正するのに
独特な減衰器切換技法を利用している。

第６図から第１２図Ａ、Ｂ、Ｃまでを参照して、信号合
成装置を位相校正装置とみた場合について詳述する。

第６図に、本発明の実施例である信号合成装置のサブシ
ステムとしての位相校正装置の概略ブロック図を示す。

すなわち、周波数基準１０７は二つの信号源３０１　と
３０２とに接続されており、これについては第１図から
第５Ａ−０図においてＡおよびＢチャンネルに関してす
でに上述した。二つの信号源３０１と３０２とは制御器
２０４により周波数。

振幅、および位相をプログラムすることができ、上に説
明したように周波数基準１０７に位相ロックされる。信
号源３０１と３０２との二つの出力はその入力間の位相
が１８０度になるときを示す位相検出回路３０３の入力
に供給される。この位相検出回路３０３は第５Ｄ図に示
す校正器２２８から構成されている。位相検出回路３０
３の基本的校正プログラムは次のとうりである。まず、
信号＃３０１と３０２とは振幅だけでなく、周波数も二
つの源が同じになるように設定する。第二に、信号源３
０１．３０２のいずれか一方の位相を位相検出回路３０
３が、信号３０４により１８０度を示す検出信号３０４
を出力するまで変化させる。第三に、この点を１８０度
位相と規定し、希望する位相オフセットを制御器２０４
により信号源３０１　と３０２とに入れる。したがって
、信号源３０１　と３０２との位相を非常に正確に増加
することができ、０度までの正確な校正により０から３
６０度までの校正演出力が得られることになる。

第７図に、第６図の位相検出回路３０３をブロック図と
して説明しである。位相検出回路３０３は５個のブロッ
クから成り、それは反対入力へのリレー３１０　、二つ
のゼロ交差検出器３１１　と３１２、フリソブフロンプ
位相検出器３１３、低域製波器３１４、および比較器３
１５である。このブロック図のそれぞれの機能について
次に明瞭に説明することにする。

ゼロ交差検出器３１１または３１２の機能はアナログ波
形を取りこれをディジタル波形に変換することであり、
その遷移はアナログゼロ交差の時期を反映している。ゼ
ロ交差検出器３１１　と３１２とはノイズ除去だけでは
なく、速度、振幅に対する不感および入力信号のＤＣオ
フセントについて最適化されている。価格／性能比を良
好に保ちながら非常な高速、高ゲイン、および低オフセ
ツト電圧を必要とするゼロ交差検出器３１１および３］
２に対する設計の選択としては集積回路の比較器を使用
するのが好ましい。

第８図に、ゼロ交差検出器３１１　と３１２とを回路図
として精密に示しである。入力信号Ｖｉｎはコンデンサ
ＣＩを介して容量結合されていてＤＣ成分を除くように
なっており、抵抗器Ｒ１とＲ２とを介して抵抗分割され
、比較器４１２の非反転入力４１１に接続されている。

二つのフィードバンク経路は、ＡＣおよびＤＣのフィー
ドバンクであるが、比較器出力線４１３および４１４か
らその入力線４１１および４１５に接続されている。Ａ
Ｃフィードバックは微分的であって、コンデサＣ２と０
３とから構成されている。入力信号４１１が比較器の闇
値を横切ると、出力線４１３と４１４とは状態を変化し
、信号を再生的に入力４１１および４１５に結合し戻す
。ただし、この正のフィードバック効果の持続期間は非
常に短い。入力線４１１および４１５でのＲＣの時定数
が約１ナノ秒だからである。これにより高周波回路動作
ができる。ＤＣのフィードバンク経路は反転入力で動作
するだけであり、抵抗器Ｒ３とＲ４，ダイオードＤＩ＋
　　０２＋およびＤ３とから構成されている。入力信号
４１１が比較器の闇値より低いときは、反転出力４１４
は高く、ダイオードＤ２およびＤ３を順方向にバイアス
し、ダイオードＤｌを逆方向にバイアスする。したがっ
て、反転入力４１５は大地電位にあることになる。これ
により正方向に交差する信号に対して切換闇値が０ボル
トにセントされる。入力信号４１１が一旦この闇値を超
えると、反転出力４１４が下がり、これによりダイオー
ドＤ２とＤ３とが遮断され、ダイオードＤＩが順方向に
バイアスされるようになる。反転入力４１５の電圧は今
度は抵抗器Ｒ３＋　ダイオードＤ】、および抵抗器Ｒ４
の間の電圧分割により設定される。

これは負方向に交差する信号に対する闇値となり、−５
０ｍνに設定されるようになっている。

このフィードバンクの効果はヒステリシスを導入するこ
とであって、回路がノイズの影響を受けずに動作するこ
とができるためには必要なことである。ただし、正に向
う信号に対する切換闇値は０ボルトであるから、回路は
やはり眞のく正に向うことを意味する）ゼロ交差検出器
として動作する。比較器出力の遷移のタイミングはした
がって正のゼロ交差を正確に反映することになり、負の
ゼロ交差に対してはわずかなおくれを示す。ヒステリシ
スはこのような仕方で導入される。というのは、方形ま
たはパルス波形に関して重要な遷移が立上り縁になるよ
うに設計されており、回路がこの縁に正確に反応するよ
うに追随するからである。方形波および正弦波の両者に
対する負のゼロ交差タイミングは重要ではない。なぜな
らフリ・ノブフロンプ位相検出器は立上り縁でだけクロ
ックされているからである。ＡＣおよびＤＣのヒステリ
シスを組合せると、ゼロ交差検出器が、ノイズの存在下
に、非常に広い周波数範囲にわたり、正のゼロ交差を正
確に検出できるようになる。

第９図のタイミングチャートを参照して、位相検出器３
１３の機能を説明することにする。すなわち、二つの相
互に接続されたフリツプフロツプが位相検出器３１３を
形成しており、これは二つのゼロ交差検出器３１１およ
び３１２の出力で駆動される。

位相検出器３１３の出力Ｑとその補完ことは共に次の回
路に使用される。一方のゼロ交差検出器３１２は位相検
出器３１３をセントするように動作するが、他方のゼロ
交差検出器３１１は位相検出器３１３をリセットするよ
うに動作する。位相検出器３１３の出力Ｑとｄとはデユ
ーティサイクルがセットおよびリセットの入力Ｓおよび
Ｒのタイミングで決まる方形波であるが、最終的には二
つの元のＡ、Ｂチャンネルの人力信号の間の位相を反映
したものになる。入力位相差が１８０度であれば位相検
出器の出力として５０％のデユーティサイクルを発生す
る。

タイミングチャートには任意の入力信号位相に対するこ
れら信号を示してあり、この場合チャンネルＢの入力信
号は、チャンネルＡの入力信号より９０度だけ進んでい
る。ゼロ交差検出器３１１または３１２の負のヒステリ
シスＶｌ＋はこの説明を明瞭にするためはるかに誇張し
て示しである。

この位相検出器３１３の高周波動作のために、デュアル
・ショットキＴＴＬフリップフロンプを使用することが
できる。第１０＾、第１０８図の位相図を参照して、低
域濾波器３１４および比較器３１５に関して以下詳説す
る。

第１２８．　Ｃ図は、位相検出器３１３低域九波器３１
４および比較器３１５の詳細ブロック図で、第１２Ａ図
は、その組立図である。低域濾波器３１４．比較器３１
５は各々２個の回路から構成されている。

濾波器３１４　と比較器３１５とはＡチャンネル、Ｂチ
ャンネル入力信号の位相が１８０度を通過するとき制御
器２０４に信号を送る。

以下の説明では、二つの濾波器と二つの比較器とは濾波
器の遮断周波数を除きそれぞれ同一である。低域濾波器
３１４は位相検出器３１３の眞の出力Ｑと補完出力こと
で差動的に動作し、そのへＣ成分を除去するとともに、
そのＤＣ成分を比較器３１５の入力に加える。入力信号
間の位相が０と３６０度との間を変化するにつれて、位
相検出！５３１３の眞の出力Ｑは０％デユーティサイク
ルから１００％まで変化し、したがってそのＤＣ成分は
ＴＴＬの出力レベルを低から高へ変化させることになる
。補完出力ζは同じ入力位相の変化に対して反対に変化
し、補完出力負は１００％デユーティサイクルから０％
まで変化し、そのＤＣ成分はＴＴＬ出力レベルを高から
低へと変化させる。次に二つのＤＣ成分は入力信号が１
８０度を通過するとき互いに交差し、比較器出力は状態
を変え、制御器２０４に信号を送る。この関係を、出力
ＱとことのＤＣ成分と入力の位相との関係を説明してい
る第１０Ａ図と、比較器出力と入力の位相との関係を説
明している第１０Ｂ図とに示す。濾波器３１４を構成す
る二つの濾波器は回路の動作速度が濾波器の遮断周波数
、あるいは設定時間に正比例する。低周波入力信号の場
合には「よりゆっくりした」濾波器を使用しなければな
らないが、高周波人力に対しては「応答速度の速い」濾
波器を使用することができる。

比較器３１５のゲインが高いための位相検出機構全体と
しての分解能が向上し、位相検出器出力部でのボルト７
度はかえって小さく、すなわち、３６０度につき３．６
シすなわち１度あたり１０ｍＶになる。

この数字は比較器出力での５００ボルト／度に近い。

このため制御器２０４は位相変化を０．００３度の程度
まで検出することができる。したがって、本発明の校正
装置によればマイクロプロセッサを基本とする制御器２
０４で位相校正を行い、機器の位相対振幅特性を測定し
匡正することができる。入力反転用リレー３１０は位相
検出器３１３を第７図のように通常接続して、あるいは
その入力を反転して位相校正を行うように使用される。

一つは入力を反転して一つは反転せずに、二つの校正を
行うことにより、得られた結果を平均して系統的誤差を
除去することができる。系統的誤差は次のように考える
べきである。第１２８．、　Ｃ図に示す回路にはいくつ
かの誤差の源があり、実際に有限な位相オフセットが存
在するときは１８０度が示されることがあ。

る。これらには次のものが含まれる。

（１）　　二つの信号経路での伝播おくれが等しくない
。

（２）位相検出器出力ＱとＱとに対して高電圧レベルと
低電圧レベルとが等しくない。

（３）比較器での入力オフセント電圧。

（４）　　ゼロ交差検出器での入力オフセント電圧。

（５）　　ゼロ交差検出器間のクロストーク。

（一方の出力遷移が他方のタイミングに影響すること） ここにこの位相校正技術の貢献に一つが存在する。

第６図から第１２図までを参照して、本発明の実施例を
位相校正装置が動作する段階を追う手順について以下に
更に詳しく説明する。

ステップｌ：信号源３０１　と３０２のチャンネルＡ。

Ｂ出力信号を入力反転用リレー３１０を経由して位相検
出回路３０３に接続する。

ステップ２：位相検出器３１３がチャンネルＢの位相が
チャンネルＡに関してＯと１８０度との間にあることを
示すまで、制御回路２０４はチャンネルＢの位相を増加
させる。

ステップ３：チャンネルＢの位相がチャンネルＡに関し
て丁度１８０度を超すまで、チャンネルＢの位相は増加
される。

ステップ４：チャンネルＢの位相がチャンネルＡに関し
て丁度１８０度未満になるまで、チャンネルＢの位相は
減少される。

ステップ５：位相の増加量をほぼ２進法の仕方で順次小
さくしてステップ３と４とを交互に繰返す。最初の増加
量は９０度、最後の増加量は０．００９度とする。

ステップ６ニステツプ５の終りにおけるチャンネルＢの
位相の値を記憶させる。

ステップ７：位相検出器３１３のチャンネルＡとＢの入
力信号を入力反転用リレー３１０によって反転する。

ステップ８：すべての位相増加の方向を反転して、ステ
ップ３から５までを繰返す。

ステップ９ニステツプ８で得られたチャンネルＢの位相
の値をステップ６で記憶させた値と平均し、この角度を
１８０度に等しいチャンネルＡに関してチャンネルＢの
位相と規定する。

ステップ１０：ユーザがプログラムしたチャンネルＡに
関してチャンネルＢの位相を反映するようにチャンネル
Ｂの位相を更新する（すなわち、０度をプログラムして
あれば、チャンネルＢの位相は１８０度減らされること
になる）。

ステップ１１：信号源３０１のＡチャンネル出力信号と
信号源３０２のＢチャンネル出力信号を位相検出器から
はずす。

ステップ５の終りに位相検出回路３０３はチャンネルＡ
の位相がチャンネルＢに関して１８０度であることを示
す。ただし、実際の位相検出回路は伝播おくれ、比較器
のオフセント電圧、電気的クロストーク、および系統的
誤差として説明したような他の多くの要因から誤差が入
り込むという点で理想からは程遠い９位相校正装置は可
能なかぎり精密に設計されてはいるものの、この結果は
低周波においては数十分の一度はどもずれており、高周
波においては数十液もずれていることがある。

位相検出回路への人力を反転し他の校正を行うことによ
り、等しい誤差が入ってくるが、符号は逆である。二つ
の校正の結果を平均することにより、位相検出回路の誤
差の大部分は解消される。

この校正技法の長所は位相検出器が希望する位相結果は
ど正確でなくてよく、ただ非常に良好な分解能を備えて
おりしかも短時間内に反復できるということが必要にな
るだけである。

第１１図を参照して、校正装置の別の実施例を説明する
。系統的誤差を考えるに際し、上述の二経路平均技法で
補償されない他の誤差源は、振幅が等しくない入力を校
正するとき、ゼロ交差検出器に加えられる入力オンセ７
）電圧である。二つの減衰器５０１と５０２とが第６図
に付加されている。

減衰器５０１　と５０２とが二つのスイッチ５０３と５
０４とにより投入されると、位相検出回路３０３への入
力を一定量（この場合１０ｄＢ）だけ減衰させ当該周波
数に無視し得る位相ずれを加える。上述の誤差を除くた
めに次のステップを踏む。

ステップ１：信号源３０１と３０２とを希望する周波数
と任意のレベルにセントし又、スイッチ５０３．５０４
を第１１図に示す位置に接続する。

ステップ２ニ一経路位相校正を行う。

ステップ３ニ一方の減衰器５０１を投入する。

ステップ４：もう一つの校正を行い、この結果とステッ
プ２のそれとの間の位相差を記録する。

ステップ５：得られた情報から、両ゼロ交差検出器に対
するオフセント電圧を計算する。

上記のステップを行ってから、振幅の異なる信号の位相
校正を行うことができ、修正係数が既知のオフセント電
圧から計算される。

この減衰器５０１　と５０２とを付加する利点は他にも
ある。信号源３０１　と３０２のほとんどはその出力の
位相を振幅が変化するにつれて変化させる傾向を示す。

これは、位相校正が選ばれた信号振幅に対してだけ良好
であるため、望ましいことではない。上記の置いて取る
（ｐｕｔ　ａｎｄ　ｔａｋｅ）技法に減衰器を使用する
ことにより信号源の位相対振幅の特性を次のように近似
することができる。

ステップ１ニ一つの信号源３０１をフルスケールにセッ
トし、関連の減衰器５０１のスイッチを入れる。

ステップ２：他の信号源３０２を任意のレベルにセント
する。

ステップ３ニ一経路位相校正を行う。

ステップ４：最初の信号源３０１を］ＯｄＢ減らし減衰
器５０１のスイッチを切る０位相検出回路３０３の振幅
は変えない。

ステップ５：もう一つの位相校正を行い、その結果をス
テップ３の結果と比較する。

ステップ６：この情報から、位相対振幅特性を選ばれた
源３０１から１０ｄＢの範囲にわたって直線的に近似す
ることができる。

ステップ７：他の源３０２に対してはステップ１から７
までを繰返すことができる。

上に得られた情報を用いて、希望する振軸変化に入ると
き位相を変化をさせることにより誤差を最小限に抑える
ことができる。この技術は多段階減衰器を使用すること
により位相対振幅特性の複数セグメント近似を得るよう
に拡張することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、直積に種々の信号を発生できる。

第６図は、本発明で使用する位相校正装置のブロック図
。

第７図は、本発明で使用する位相検出回路のブロック図
。

第８図は、本発明で使用するゼロ交差検出器の動作説明
図。

第１１図は、本発明で使用する位相校正装置の他１０１
、１０２：基準局部発振器。

１１０、１１１　：ミキサ、　１１２．１１３：低域濾
波器。

１１４、　ｕｓ：増幅器、　１１６．１１７：減衰器。

出願人　横河・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人　弁理士　　長　谷　川　　　次　男ＦＩＧ　１２Ａ ＦＩＧ１２Ｂ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 基準信号源と、前記基準信号源からの信号に関連して各
   々第１、第２信号を出力する第１、第２一信号源と、前
   記第１、第２信号が所定の関係をもつように前記第１、
   第２信号源を制御する制御回路と、前記第１、第２信号
   を導入し、位相制御信号を出力する位相検出器とを具備
   して成る信号発生器。