JPS6141222A - 電流スイツチング回路 - Google Patents
電流スイツチング回路Info
- Publication number
- JPS6141222A JPS6141222A JP16132185A JP16132185A JPS6141222A JP S6141222 A JPS6141222 A JP S6141222A JP 16132185 A JP16132185 A JP 16132185A JP 16132185 A JP16132185 A JP 16132185A JP S6141222 A JPS6141222 A JP S6141222A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching circuit
- current
- semiconductor switch
- current switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08146—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in bipolar transistor switches
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、少くとも１つの半導体スイッチの主電流通路
を導通状態および非導通状態に交互に切換えることに゛
より誘導性の擬似抵抗を有する負荷を流れる電流を断続
させる電流スイッチング回路であって、前記の主電流通
路にはこれに印加される電圧を制限する電圧制限素子が
並列に接続されている電流スイッチング回路に関するも
のである。
を導通状態および非導通状態に交互に切換えることに゛
より誘導性の擬似抵抗を有する負荷を流れる電流を断続
させる電流スイッチング回路であって、前記の主電流通
路にはこれに印加される電圧を制限する電圧制限素子が
並列に接続されている電流スイッチング回路に関するも
のである。
このような回路は文献アイ・イー・イー・イー・ジャー
ナル・オプ・ソリッド・ステート・サーキユイツツ第５
ｏ−１０巻第８号（１９７５年６月号］第１６８〜１７
６頁の章０クラス・イー−ニー・ニュー・クラス・オブ
・ハイ・工フイシエンシー・チューンド・シングル−エ
ンデッド−スイッチング・パワー・アンプリファイアー
ズ（” Ｇｌａｓｓ Ｅ −Ａ Ｎｅｗ Ｃ１ａｓｓ
ｏｆ Ｈｌｇｈ ＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙＴｕｎｅｄ Ｓ
ｉｎｇｌｅ−Ｅｎｄｅｄ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗ
ｅｒ Ａｍｐｌｉ−ｆｉｅｒｓ”、 １．Ｅ、Ｅ、Ｅ、
Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ ５ｏｌｉｄ ５ｔａｔｅ０１
ｒｃｕｉｔｓ 、 Ｖｏｌ、 ５ｏ−１ｏ 、
ｓ ８ 、 Ｊｕｎｅ １ ９ ７ ５
。
ナル・オプ・ソリッド・ステート・サーキユイツツ第５
ｏ−１０巻第８号（１９７５年６月号］第１６８〜１７
６頁の章０クラス・イー−ニー・ニュー・クラス・オブ
・ハイ・工フイシエンシー・チューンド・シングル−エ
ンデッド−スイッチング・パワー・アンプリファイアー
ズ（” Ｇｌａｓｓ Ｅ −Ａ Ｎｅｗ Ｃ１ａｓｓ
ｏｆ Ｈｌｇｈ ＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙＴｕｎｅｄ Ｓ
ｉｎｇｌｅ−Ｅｎｄｅｄ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗ
ｅｒ Ａｍｐｌｉ−ｆｉｅｒｓ”、 １．Ｅ、Ｅ、Ｅ、
Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ ５ｏｌｉｄ ５ｔａｔｅ０１
ｒｃｕｉｔｓ 、 Ｖｏｌ、 ５ｏ−１ｏ 、
ｓ ８ 、 Ｊｕｎｅ １ ９ ７ ５
。
Ｐｉｌｌ、 １６８−１７６１に記載されており、既知
である。特にこの文献の第１７２頁の第８図と関連する
この第１７２頁左欄には半導体スイッチとしてスイッチ
ングトランジスタを有し、そのエミッタが接地電位点に
接続され、コレクタがチョ一クコイルを経て直流電圧源
の正端子に接続されている電流スイッチング回路が記載
されている。主電流通路を構成するトランジスタのコレ
クターエミッタ通路には、電圧制限素子として作用する
第１コンデンサと、第２コンデンサ、他のコイルおよび
負荷抵抗の直列回路とがそれぞれ並列に接続さレテイる
。トランジスタのベースは駆動段に接続されており、こ
の駆動段によりトランジスタが導通および非導通状態に
周期的に切換えられる。トランジスタが非導通状態に切
換えられると、そのコレクターエミッタ通路に電圧が生
じ、この電圧は、トランジスタが導通状態から非導通状
態に切換わる期間中トランジスタのコレクタにおける電
流が完全に零に減少するまで第１コンデンサにより低く
維持される。第１コンデンサは更に、次にトランジスタ
が非導通状態から導通状態に切換わった際にコレクター
エミッタ通路にまたがる電圧が再び零に降下するように
設計されている。従って、トランジスタにおける損失が
回避され、従って電流スイッチング回路の効率が増大す
る。その結果更に、第１コンデンサを有しない回路にお
いて可能なよりも高い電圧の直流電圧源を用いることが
できる。
である。特にこの文献の第１７２頁の第８図と関連する
この第１７２頁左欄には半導体スイッチとしてスイッチ
ングトランジスタを有し、そのエミッタが接地電位点に
接続され、コレクタがチョ一クコイルを経て直流電圧源
の正端子に接続されている電流スイッチング回路が記載
されている。主電流通路を構成するトランジスタのコレ
クターエミッタ通路には、電圧制限素子として作用する
第１コンデンサと、第２コンデンサ、他のコイルおよび
負荷抵抗の直列回路とがそれぞれ並列に接続さレテイる
。トランジスタのベースは駆動段に接続されており、こ
の駆動段によりトランジスタが導通および非導通状態に
周期的に切換えられる。トランジスタが非導通状態に切
換えられると、そのコレクターエミッタ通路に電圧が生
じ、この電圧は、トランジスタが導通状態から非導通状
態に切換わる期間中トランジスタのコレクタにおける電
流が完全に零に減少するまで第１コンデンサにより低く
維持される。第１コンデンサは更に、次にトランジスタ
が非導通状態から導通状態に切換わった際にコレクター
エミッタ通路にまたがる電圧が再び零に降下するように
設計されている。従って、トランジスタにおける損失が
回避され、従って電流スイッチング回路の効率が増大す
る。その結果更に、第１コンデンサを有しない回路にお
いて可能なよりも高い電圧の直流電圧源を用いることが
できる。
第１コンデンサはトランジスタが非導通状態にある時間
間隔中に誘導性の負荷およびチョークコイルに依存して
充電され、コレクターエミッタ通路にまたがって電圧ピ
ークが生じ、これらの電圧ピークは直流電圧源の電圧の
倍数に等しい高さを有する。これらの電圧ピークは、ト
ランジスタのコレクターエミッタ通路が非導通状態に切
換わった後でもこのコレクターエミッタ通路を電圧降服
させるおそれがあり、従って損失がトランジスタ中に再
び生じるおそれがあるばかりではなく、このトランジス
タを破壊せしめるおそれもある。
間隔中に誘導性の負荷およびチョークコイルに依存して
充電され、コレクターエミッタ通路にまたがって電圧ピ
ークが生じ、これらの電圧ピークは直流電圧源の電圧の
倍数に等しい高さを有する。これらの電圧ピークは、ト
ランジスタのコレクターエミッタ通路が非導通状態に切
換わった後でもこのコレクターエミッタ通路を電圧降服
させるおそれがあり、従って損失がトランジスタ中に再
び生じるおそれがあるばかりではなく、このトランジス
タを破壊せしめるおそれもある。
本発明の目的は、半導体スイッチの主電流通路における
電圧ピークが減少し、従って降服のおそれをなくすよう
に改善した前述した種類の電流スイッチング回路を提供
せんとするにある。
電圧ピークが減少し、従って降服のおそれをなくすよう
に改善した前述した種類の電流スイッチング回路を提供
せんとするにある。
本発明は、少くとも１つの半導体スイッチの主電流通路
を導通状態および非導通状態に交互に切換えることによ
り誘導性の擬似抵抗を有する負荷を流れる電流を断続さ
せる電流スイッチング回路であって、前記の主電流通路
にはこれに印加される電圧を制限する電圧制限素子が並
列に接続されている電流スイッチング回路において、前
記の電圧制限素子が、前記の主電流通路が非導通である
時間間隔の多くとも約２／８である発振周期を有する共
振を行なうようにしたことを特徴とする。
を導通状態および非導通状態に交互に切換えることによ
り誘導性の擬似抵抗を有する負荷を流れる電流を断続さ
せる電流スイッチング回路であって、前記の主電流通路
にはこれに印加される電圧を制限する電圧制限素子が並
列に接続されている電流スイッチング回路において、前
記の電圧制限素子が、前記の主電流通路が非導通である
時間間隔の多くとも約２／８である発振周期を有する共
振を行なうようにしたことを特徴とする。
本発明による回路においては、半導体スイッチが非導通
状態に切換わった後、電圧制限素子に周期的な電位が生
じ、その発振周波数が電圧制限素子の共振周波数に等し
くなる。この周期的な電圧が非導通状態の主電流通路に
生じる電圧ピークに重畳される。本発明は、周期的な電
圧の発振周期を選択することにより、前記の電圧ピーク
の振幅が前記の周期的な電圧において前記の電圧ピーク
と同時に生じる逆の正負符号の発振半波によって減少さ
れうるようにこの周期的な電圧を前記の電圧ピークに重
畳せしめつるという事実の認識を基に成したものである
。
状態に切換わった後、電圧制限素子に周期的な電位が生
じ、その発振周波数が電圧制限素子の共振周波数に等し
くなる。この周期的な電圧が非導通状態の主電流通路に
生じる電圧ピークに重畳される。本発明は、周期的な電
圧の発振周期を選択することにより、前記の電圧ピーク
の振幅が前記の周期的な電圧において前記の電圧ピーク
と同時に生じる逆の正負符号の発振半波によって減少さ
れうるようにこの周期的な電圧を前記の電圧ピークに重
畳せしめつるという事実の認識を基に成したものである
。
電圧制限素子は動作中の電流スイッチング回路１に対し
、既知の電圧制限素子のように、トランジスタが負荷中
の電流を周期的に断続させる周波数で動作するように設
計するのが有利である。このことは、例えば、本発明に
よって構成した電圧制限素子はトランジスタが負荷を流
れる電流を断続・させる周波数で従来の電圧制限素子、
従って例えばこれに用いられている第１コンデンサと同
じインピーダンスを有しているということを意味する。
、既知の電圧制限素子のように、トランジスタが負荷中
の電流を周期的に断続させる周波数で動作するように設
計するのが有利である。このことは、例えば、本発明に
よって構成した電圧制限素子はトランジスタが負荷を流
れる電流を断続・させる周波数で従来の電圧制限素子、
従って例えばこれに用いられている第１コンデンサと同
じインピーダンスを有しているということを意味する。
本発明により構成した電圧制限素子を上述したように設
計することにより、電圧制限素子に適合させる為の電流
スイッチング回路の残りの素子を変える必要がない。本
発明によれば、半導体スイッチが耐えうるようにする必
要のある逆電圧が低くなり、従って所定の分野の電流ス
イッチング回路に耐電圧性の低い、従って廉価な半導体
スイッチを用いうるようになるという利点が得られる。
計することにより、電圧制限素子に適合させる為の電流
スイッチング回路の残りの素子を変える必要がない。本
発明によれば、半導体スイッチが耐えうるようにする必
要のある逆電圧が低くなり、従って所定の分野の電流ス
イッチング回路に耐電圧性の低い、従って廉価な半導体
スイッチを用いうるようになるという利点が得られる。
更に、本発明により構成した電流スイッチング回路にお
いては、非導通状態における半導体スイッチの主電流通
路にまたがる電圧・の、時間の関数としての変化が変わ
る為に、直流電圧源から負荷への電気エネルギーの伝達
効率が増大する。
いては、非導通状態における半導体スイッチの主電流通
路にまたがる電圧・の、時間の関数としての変化が変わ
る為に、直流電圧源から負荷への電気エネルギーの伝達
効率が増大する。
半導体スイッチのスイッチング周期における、前記の主
電流通路が導通したり或いは非導通となったりする時間
間隔を少くとも殆んど等しくした本発明による電流スイ
ッチング回路の他の例においては、前記の電流制限素子
が半導体スイッチのスイッチング周波数の８倍に等しい
値の周波数で共振するようにする。この場合、半導体ス
イッチの動作周期を少くとも約５０％とすることにより
電流スイッチング回路の効率が極めて優れたものとなる
。
電流通路が導通したり或いは非導通となったりする時間
間隔を少くとも殆んど等しくした本発明による電流スイ
ッチング回路の他の例においては、前記の電流制限素子
が半導体スイッチのスイッチング周波数の８倍に等しい
値の周波数で共振するようにする。この場合、半導体ス
イッチの動作周期を少くとも約５０％とすることにより
電流スイッチング回路の効率が極めて優れたものとなる
。
本発明の更に他の例によれば、電圧制限素子が直列共振
回路を有するようにする。最も簡単な場合コンデンサと
フィルとより成るこの直列共振回路はその共振周波数で
半導体スイッチの主電流通路にまたがる電圧に対する短
絡回路を構成する。
回路を有するようにする。最も簡単な場合コンデンサと
フィルとより成るこの直列共振回路はその共振周波数で
半導体スイッチの主電流通路にまたがる電圧に対する短
絡回路を構成する。
直列共振回路のコイルおよびコンデンサは、例えば半導
体スイッチのスイッチング周波数での直列共振回路のイ
ンピーダンスが電圧制限素子として従来から既知のく第
１）コンデンサのインピーダンスに相当するように簡単
に設計しうる。
体スイッチのスイッチング周波数での直列共振回路のイ
ンピーダンスが電圧制限素子として従来から既知のく第
１）コンデンサのインピーダンスに相当するように簡単
に設計しうる。
以下図面につき説明する。
第１図は従来の電流スイッチング回路を示す。
トランジスタの形態の半導体スイッチ１はそのエミッタ
で接地接続点２に接続され、コレクタでチョークコイル
８を経て直流電圧源の正端子４に接続されている。この
既知の例の場合トランジスタのコレクターエミッタ通路
より成る半導体スイッチ１の主電流通路には、電圧制限
素子として作用する第１コンデンサ５と、誘導性の擬似
抵抗を有する負荷６とがそれぞれ並列に接続されている
〇負荷６（この負荷は放電灯を有する）と直列に接続さ
れた第２コンデンサ７は直流電圧源の正端子４と接地接
続点２との間の直流短絡を防止し、しかもこの第２コン
デンサは回路の一部としてスイッチにおける電流および
電圧の所望曲線形状に寄与するように規定されている。
で接地接続点２に接続され、コレクタでチョークコイル
８を経て直流電圧源の正端子４に接続されている。この
既知の例の場合トランジスタのコレクターエミッタ通路
より成る半導体スイッチ１の主電流通路には、電圧制限
素子として作用する第１コンデンサ５と、誘導性の擬似
抵抗を有する負荷６とがそれぞれ並列に接続されている
〇負荷６（この負荷は放電灯を有する）と直列に接続さ
れた第２コンデンサ７は直流電圧源の正端子４と接地接
続点２との間の直流短絡を防止し、しかもこの第２コン
デンサは回路の一部としてスイッチにおける電流および
電圧の所望曲線形状に寄与するように規定されている。
この電流スイッチング回路には入力端子８を経てスイッ
チング信号が供給され、トランジスタの形態の半導体ス
イッチをそのベースに供給されるスイッチング信号によ
り導通状態および非導通状態に周期的に交互に切換えて
いる。導通状態では電流が直流電圧源の正端子４からチ
ョークコイル８および半導体スイッチ１の主電流通路を
経て接地接続点２に流れる。半導体スイッチが非導通状
態に切換わった後は、（負荷６の擬似抵抗からコンデン
サ７に、次にこのコンデンサ７からこの擬似抵抗にエネ
ルギーが供給されることにより生じる）電流がコンデン
サ６を経てまず最初接地接続点２への方向に、次に逆の
方向に流れる。従って−１、半導体スイッチ１の主電流
通路にまたがって電圧ＵＳＩが形成される。この電圧の
変化を第８図において主電流通路が非導通である時間間
隔ＴＩ中に時間Ｔの関数として実線で示す。従って、第
１図に示す回路の実際例で例えば直流電圧源によりその
正端子４に供給される電圧ＵＶの８．６倍に相当する振
幅の電圧ピークが半導体スイッチ１の主電流通路にまた
がって生じる。
チング信号が供給され、トランジスタの形態の半導体ス
イッチをそのベースに供給されるスイッチング信号によ
り導通状態および非導通状態に周期的に交互に切換えて
いる。導通状態では電流が直流電圧源の正端子４からチ
ョークコイル８および半導体スイッチ１の主電流通路を
経て接地接続点２に流れる。半導体スイッチが非導通状
態に切換わった後は、（負荷６の擬似抵抗からコンデン
サ７に、次にこのコンデンサ７からこの擬似抵抗にエネ
ルギーが供給されることにより生じる）電流がコンデン
サ６を経てまず最初接地接続点２への方向に、次に逆の
方向に流れる。従って−１、半導体スイッチ１の主電流
通路にまたがって電圧ＵＳＩが形成される。この電圧の
変化を第８図において主電流通路が非導通である時間間
隔ＴＩ中に時間Ｔの関数として実線で示す。従って、第
１図に示す回路の実際例で例えば直流電圧源によりその
正端子４に供給される電圧ＵＶの８．６倍に相当する振
幅の電圧ピークが半導体スイッチ１の主電流通路にまた
がって生じる。
第２図は本発明による電流スイッチング回路の一実施例
を示す。第１図の素子に相当する第２図、の素子には第
１図と同じ符号を付し、その説明は同じである為に省略
する。第２図の回路では第１図で電圧制限素子として用
いた第１コンデンサ５の代りに共振回路コンデンサ１０
および共振回路インダクタ１１を有する直列共振回路を
設ける。
を示す。第１図の素子に相当する第２図、の素子には第
１図と同じ符号を付し、その説明は同じである為に省略
する。第２図の回路では第１図で電圧制限素子として用
いた第１コンデンサ５の代りに共振回路コンデンサ１０
および共振回路インダクタ１１を有する直列共振回路を
設ける。
・この直列共振回路１０．１１は半導体スイッチ１１の
主電流通路が非導通である時間間隔ＴＮのＴに相当する
持続時間の共振が行なわれるように設計する。更に、共
振回路コンデンサ１０および共振回路インダクタ１１は
、入力端子８を経て供給さ・。
主電流通路が非導通である時間間隔ＴＮのＴに相当する
持続時間の共振が行なわれるように設計する。更に、共
振回路コンデンサ１０および共振回路インダクタ１１は
、入力端子８を経て供給さ・。
れるスイッチング信号の周波数での直列共振回路のイン
ピーダンスがこの周波数での第１ＩＩの第１コンデンサ
６の周波数に丁度等しくなるように選択するのが好まし
い。この場合、第２図に示す回路の他のすべての素子は
第１図に示す回路の対応１（・する素子と同様に設計す
る。
ピーダンスがこの周波数での第１ＩＩの第１コンデンサ
６の周波数に丁度等しくなるように選択するのが好まし
い。この場合、第２図に示す回路の他のすべての素子は
第１図に示す回路の対応１（・する素子と同様に設計す
る。
半導体スイッチ１が非導通状態にある時間間隔ＴＮ中に
半導体スイッチ１の主電流通路にまたがって形成される
電圧ＵＳ２の変化を第８図に時間Ｔの関数として破線で
示す。この場合、第１図に１・示す回路で生じる電圧ピ
ークＵＳＩに８つの発振半波の電圧が重畳され、従って
全体として低い振幅の電圧変化が得られる。上述した例
では電圧ＵＳ８の値は直流電圧源によってその正端子に
供給される電圧ＵＶの８倍に等しくなる。
半導体スイッチ１の主電流通路にまたがって形成される
電圧ＵＳ２の変化を第８図に時間Ｔの関数として破線で
示す。この場合、第１図に１・示す回路で生じる電圧ピ
ークＵＳＩに８つの発振半波の電圧が重畳され、従って
全体として低い振幅の電圧変化が得られる。上述した例
では電圧ＵＳ８の値は直流電圧源によってその正端子に
供給される電圧ＵＶの８倍に等しくなる。
上述した例ではｎｐｎ型のバイポーラトランジス１りを
半導体スイッチとして用いたが、その代りに他の構成、
例えばｐｎｐ型のバイポーラトランジスタや１電界効果
トランジスタや、いわゆるＢＩＭＯＳトランジスタや、
サイリスタ等の半導体スイッチ−をも用いることができ
ること勿論である。
半導体スイッチとして用いたが、その代りに他の構成、
例えばｐｎｐ型のバイポーラトランジスタや１電界効果
トランジスタや、いわゆるＢＩＭＯＳトランジスタや、
サイリスタ等の半導体スイッチ−をも用いることができ
ること勿論である。
第１図は、従来の電流スイッチング回路を示す回路図、
第２図は、本発明の電流スイッチング回路の−・・・例
を示す回路図、 第８図は、第１および２図に示す回路の半導体スイッチ
にまたがる電圧の変化を時間の関数として示す波形図で
ある。 １・・・半導体スイッチ ２・・・接地接続点８・・
・チョークコイル ４・・・正端子６・・・第１コン
デンサ ６・・・負荷７・・・第２コンデンサ ８
・・・入力端子１０・・・共振回路コンデンサ １１・・・共振回路インダクタ
を示す回路図、 第８図は、第１および２図に示す回路の半導体スイッチ
にまたがる電圧の変化を時間の関数として示す波形図で
ある。 １・・・半導体スイッチ ２・・・接地接続点８・・
・チョークコイル ４・・・正端子６・・・第１コン
デンサ ６・・・負荷７・・・第２コンデンサ ８
・・・入力端子１０・・・共振回路コンデンサ １１・・・共振回路インダクタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、少くとも１つの半導体スイッチの主電流通路を導通
状態および非導通状態に交互に切換えることにより誘導
性の擬似抵抗を有する負荷を流れる電流を断続させる電
流スイッチング回路であって、前記の主電流通路にはこ
れに印加される電圧を制限する電圧制限素子が並列に接
続されている電流スイッチング回路において、前記の電
圧制限素子（１０、１１）が、前記の主電流通路が非導
通である時間間隔（ＴＮ）の多くとも約２／３である発
振周期を有する共振を行なうようにしたことを特徴とす
る電流スイッチング回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の電流スイッチング回
路であって、半導体スイッチのスイッチング周期におけ
る、前記の主電流通路が導通したり或いは非導通となっ
たりする時間間隔を少くとも殆んど等しくした電流スイ
ッチング回路において、前記の電流制限素子 （１０、１１）が半導体スイッチ（１）のスイッチング
周波数の３倍に等しい値の周波数で共振するようにした
ことを特徴とする電流スイッチング回路。 ３、特許請求の範囲第１項または第２項に記載の電流ス
イッチング回路において、前記の電圧制限素子（１０、
１１）が直列共振回路を有することを特徴とする電流ス
イッチング回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3427492.8 | 1984-07-26 | ||
| DE19843427492 DE3427492A1 (de) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | Schaltungsanordnung zum schalten des stromes in einer induktiven last |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6141222A true JPS6141222A (ja) | 1986-02-27 |
Family
ID=6241574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16132185A Pending JPS6141222A (ja) | 1984-07-26 | 1985-07-23 | 電流スイツチング回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4700083A (ja) |
| EP (1) | EP0169609B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6141222A (ja) |
| DE (2) | DE3427492A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3712784A1 (de) * | 1987-04-15 | 1988-11-03 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur begrenzung der einschaltstromspitzen bei einem schalttransistor |
| DE3741221C1 (de) * | 1987-12-05 | 1989-03-30 | Ant Nachrichtentech | Anordnung zum Befreien eines Halbleiterschalters vor hoher Sperrspannungsbeanspruchung sowie Anwendung hierzu |
| DE4339451A1 (de) * | 1993-11-19 | 1995-05-24 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Gleichspannung |
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