JPS6139734A - 電力線搬送ｆｓｋ信号受信復調器 - Google Patents
電力線搬送ｆｓｋ信号受信復調器Info
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- JPS6139734A JPS6139734A JP15874784A JP15874784A JPS6139734A JP S6139734 A JPS6139734 A JP S6139734A JP 15874784 A JP15874784 A JP 15874784A JP 15874784 A JP15874784 A JP 15874784A JP S6139734 A JPS6139734 A JP S6139734A
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- fsk
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の利用分野）゛
本発明は、交流波が印加される電力線路を信号伝送路と
し、交流波に重畳されて送信されてくる、二値信播によ
り周波数変調された二種類の周波数波形系列からなるＦ
ＳＫ信号を畳信し、復調する電力線搬送ＦＳＫ信号受信
復調器の改良に関するものである。
し、交流波に重畳されて送信されてくる、二値信播によ
り周波数変調された二種類の周波数波形系列からなるＦ
ＳＫ信号を畳信し、復調する電力線搬送ＦＳＫ信号受信
復調器の改良に関するものである。
（発明の背景）′ □
交流波が印加される電力線路を信号伝送路とし、交流波
に信号を重畳させてデータの伝送を行う電力線搬送にお
いては、電力線路に接□続される負荷機器性とに起因す
る′交流波の高調波雑音が存在し、信号の受信・復調時
に大きｈ障害となる。
に信号を重畳させてデータの伝送を行う電力線搬送にお
いては、電力線路に接□続される負荷機器性とに起因す
る′交流波の高調波雑音が存在し、信号の受信・復調時
に大きｈ障害となる。
この高調波雑音□はＪ殆どの場合、基本波であ“る交流
波と位相的に同期しており、レベルの変動も少ない。こ
の特性を利用して、以下のような方法により受信信号か
ら高調波雑音のみを除去することが可能である。
波と位相的に同期しており、レベルの変動も少ない。こ
の特性を利用して、以下のような方法により受信信号か
ら高調波雑音のみを除去することが可能である。
（イ）データが送信されていない時の高調波雑音波形を
記憶しておき、受信信号から減算する。
記憶しておき、受信信号から減算する。
（ロ）受信信号から、時間的に交流波の一周期分前の受
信信号を減算する。
信信号を減算する。
上記（ロ）の方法は、信号周波数およびデータ伝送速度
が、交流波周期により制約をうけるが、受信中に高調波
雑音の位相及びレベルの変動が生じた場合、（イ）に比
べてＳ／Ｎ比が大きくなるという利点がある。
が、交流波周期により制約をうけるが、受信中に高調波
雑音の位相及びレベルの変動が生じた場合、（イ）に比
べてＳ／Ｎ比が大きくなるという利点がある。
交流波に同期した高調波雑音をＮ （ｔ）、ＦＳＫ信号
をＩｔ）、交流波周期をＴとすると、受信信号Ｅ （ｔ
）は次式で表される。
をＩｔ）、交流波周期をＴとすると、受信信号Ｅ （ｔ
）は次式で表される。
Ｅ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）
（１）受信信号Ｅ（ｔ）に対し、前記（イ）または（
ロ）の減算処理を行った結果の信号をＥｌ ｆｔ）とす
ると、信号Ｅ１（１１は次のように表される。
（１）受信信号Ｅ（ｔ）に対し、前記（イ）または（
ロ）の減算処理を行った結果の信号をＥｌ ｆｔ）とす
ると、信号Ｅ１（１１は次のように表される。
（イ）の場合 Ｅｌ （ｔｌ ＝ Ｅ（１−Ｎ（ｔ）
＝ ５（ｔ） （２）（ロ）の場合 ＆（ｔ
）−Ｅ（ｔ） Ｅ （ｔ Ｔ ）−８（ｔ）＋Ｎ（
ｔｌ −（Ｓ （ｔ−Ｔ ）十Ｎ（ｔ−Ｔ）） −８（ｔ）−３（ｔ−Ｔ ） （３）（Ｍ Ｎ
（ｔ）−Ｎ （ｔ−Ｔ ） ）（ロ）の処理の結果であ
るＥｌｆｌは、信号Ｓ （ｔ）の周波数及びデータ伝送
速度がある条件を満たすように定めると、信号Ｓ （ｔ
）によるデータに対応した周波数波形となる。したがっ
て、（イ）、（ロ）どちらの減算処理による信号Ｅｌ
（ｔ）を用いても、原二値信号の復調が可能である。
＝ ５（ｔ） （２）（ロ）の場合 ＆（ｔ
）−Ｅ（ｔ） Ｅ （ｔ Ｔ ）−８（ｔ）＋Ｎ（
ｔｌ −（Ｓ （ｔ−Ｔ ）十Ｎ（ｔ−Ｔ）） −８（ｔ）−３（ｔ−Ｔ ） （３）（Ｍ Ｎ
（ｔ）−Ｎ （ｔ−Ｔ ） ）（ロ）の処理の結果であ
るＥｌｆｌは、信号Ｓ （ｔ）の周波数及びデータ伝送
速度がある条件を満たすように定めると、信号Ｓ （ｔ
）によるデータに対応した周波数波形となる。したがっ
て、（イ）、（ロ）どちらの減算処理による信号Ｅｌ
（ｔ）を用いても、原二値信号の復調が可能である。
従来、二種類の周波数波形系列からなるＦＳＫ信号を復
調して信号の符号を判別する方法としては、二つのフィ
ルタを用いる方法が一般的である。これは、マーク信号
の周波数の信号のみを通すフィルタと、スペース信号の
周波数の信号のみを通すフィルタとを並列的に設け、受
信信号を二つのフィルタにそれぞれ入力し、二つのフィ
ルタの出力をコンパレータで比較することによって、信
号の復調を行うものである。
調して信号の符号を判別する方法としては、二つのフィ
ルタを用いる方法が一般的である。これは、マーク信号
の周波数の信号のみを通すフィルタと、スペース信号の
周波数の信号のみを通すフィルタとを並列的に設け、受
信信号を二つのフィルタにそれぞれ入力し、二つのフィ
ルタの出力をコンパレータで比較することによって、信
号の復調を行うものである。
ところが、この方法だと、マーク信号とスペース信号の
周波数偏差が小さい場合、正確な復調を行うには、二つ
のフィルタに高い性能が要求され、製作技術、コスト、
形状などの面で問題が生じる。さらに、フィルタの立ち
あがりにひずみが生じるため、応答が遅いという欠点も
あわせて生じる。ＦＳＫ信号を復調する別の方法として
、同期検波方法がある。これは、発振器によってマーク
信号かスペース信号のいずれかの周波数の信号を発振し
、それを受信信号から減算した結果の信号を用いて復調
を行う方法であるが、この方法の場合、発振器からの発
振信号を受信信号に同期させる必要があり、このための
回路が複雑なものとなって、やはり製作技術、コスト、
形状の面で問題である。
周波数偏差が小さい場合、正確な復調を行うには、二つ
のフィルタに高い性能が要求され、製作技術、コスト、
形状などの面で問題が生じる。さらに、フィルタの立ち
あがりにひずみが生じるため、応答が遅いという欠点も
あわせて生じる。ＦＳＫ信号を復調する別の方法として
、同期検波方法がある。これは、発振器によってマーク
信号かスペース信号のいずれかの周波数の信号を発振し
、それを受信信号から減算した結果の信号を用いて復調
を行う方法であるが、この方法の場合、発振器からの発
振信号を受信信号に同期させる必要があり、このための
回路が複雑なものとなって、やはり製作技術、コスト、
形状の面で問題である。
（発明の目的）
本発明の目的は、上述した問題点を解決し。
フィルタを用いない簡単な回路で応答性の速い復調を行
うことのできる電力線搬送ＦＳＫ信号受信復調器を提供
することである。
うことのできる電力線搬送ＦＳＫ信号受信復調器を提供
することである。
（発明の特徴）
上記目的を達成するために、本発明は、電力線路の交流
波に同期してＦＳＫ信号のサンプリングのタイミングを
決定するサンプリングパルスを、ＦＳＫ信号の二種類の
周波数のどちらに対しても、その一周期の整数分の一の
周期で発生するサンプリングパルス発生手段と、前記二
種類の周波数波形からなるＦＳＫ信号を、前記サンプリ
ングパルスに従って、前記二種類の周波数の一周期又は
半周期遅延させることによって、二種類の遅延信号を形
成する遅延手段と、前記ＦＳＫ信号と前記二種類の遅延
信号との差又は和の絶対値を比較する演算手段とを設け
、以て、サンプリングパルスに従って、ＦＳＫ信号のサ
ンプリングを行うと同時に、ＦＳＫ信号の復調をも行う
ようにしたことを特徴とする。
波に同期してＦＳＫ信号のサンプリングのタイミングを
決定するサンプリングパルスを、ＦＳＫ信号の二種類の
周波数のどちらに対しても、その一周期の整数分の一の
周期で発生するサンプリングパルス発生手段と、前記二
種類の周波数波形からなるＦＳＫ信号を、前記サンプリ
ングパルスに従って、前記二種類の周波数の一周期又は
半周期遅延させることによって、二種類の遅延信号を形
成する遅延手段と、前記ＦＳＫ信号と前記二種類の遅延
信号との差又は和の絶対値を比較する演算手段とを設け
、以て、サンプリングパルスに従って、ＦＳＫ信号のサ
ンプリングを行うと同時に、ＦＳＫ信号の復調をも行う
ようにしたことを特徴とする。
（発明の実施例）
以下、本発明を図示の実施例に基づいて詳細に説明する
。
。
第１＠は、本発明の一実施例を示すプロック図である。
まず、入力端子１に、受信信号Ｅ （ｔ）が入力する。
受信信号Ｅ（ｔ）は、（１）式に示した通り、ＦＳＫ信
号Ｓ （ｔ）と高調波雑音Ｎ（ｔｌの和である。ＦＳＫ
信号Ｓ （ｔ）は次式で表される。
号Ｓ （ｔ）と高調波雑音Ｎ（ｔｌの和である。ＦＳＫ
信号Ｓ （ｔ）は次式で表される。
（Ａ：信号振幅、ωＭ＝マーク信号角周波数、ω８ニス
ペース信号角周波数） この受信信号Ｅ （ｔｌは、サンプリング値をディジタ
ル値に変換する際の分解能及び復調時の信頼性の向上の
ために設けられた低次の簡便なフィルタ２を経て交流波
及び高い周波数のランダム雑音が除かれ、サンプリング
回路３へ入力する。
ペース信号角周波数） この受信信号Ｅ （ｔｌは、サンプリング値をディジタ
ル値に変換する際の分解能及び復調時の信頼性の向上の
ために設けられた低次の簡便なフィルタ２を経て交流波
及び高い周波数のランダム雑音が除かれ、サンプリング
回路３へ入力する。
受信信号Ｅ （ｔ）は、交流波位相検出回路４にも入力
し、ここであらかじめ決められた、交流波の定位相が検
出されると、その情報がサンプリングパルス発生回路５
に送られ、該情報が送られるごとに、新たにサンプリン
グがサンプリング周期τ１、でもって開始される。この
、サンプリングパルスら、の発生状況を、第２図に示す
。（ａ）が交流波、（ｂ）がサンプリングタイミングを
示している。第２図には、交流波の極性が負から正に変
わるゼロクロス点で新たにサンプリングを開始する場合
を示したので、図中Ａ、Ｂ、Ｃ点で新たにサンプリング
が開始されている。このように、交流波の定位相ごとに
サンプリングを新たに開始するのは、交流波の周期Ｔが
一定でないことに起因する問題点を改善するためである
。
し、ここであらかじめ決められた、交流波の定位相が検
出されると、その情報がサンプリングパルス発生回路５
に送られ、該情報が送られるごとに、新たにサンプリン
グがサンプリング周期τ１、でもって開始される。この
、サンプリングパルスら、の発生状況を、第２図に示す
。（ａ）が交流波、（ｂ）がサンプリングタイミングを
示している。第２図には、交流波の極性が負から正に変
わるゼロクロス点で新たにサンプリングを開始する場合
を示したので、図中Ａ、Ｂ、Ｃ点で新たにサンプリング
が開始されている。このように、交流波の定位相ごとに
サンプリングを新たに開始するのは、交流波の周期Ｔが
一定でないことに起因する問題点を改善するためである
。
すなわち、電力を供給する交流波の周期Ｔは、一般には
数％の変動があるため、連続的にサンプリングを行うと
、サンプリングが、交流波位相とのずれを生じることが
ある。したがって、交流波の定位相ごとにサンブリンク
時期設定を新たに行い、常に交流波位相に同期したサン
プリングを行うことを可能にしている。
数％の変動があるため、連続的にサンプリングを行うと
、サンプリングが、交流波位相とのずれを生じることが
ある。したがって、交流波の定位相ごとにサンブリンク
時期設定を新たに行い、常に交流波位相に同期したサン
プリングを行うことを可能にしている。
ＦＳＫ信号Ｓ （ｔｌかまだ送られてこす、入力端子１
から人力する受信信号Ｅ （ｔ）が、交流波と高調波雑
音Ｎ（ｔｌのみの段階において、受信信号Ｅ（１１がフ
ィルタ２を経てサンプリング回路３に入力し、サンプリ
ングパルス発生回路５からサンプリング回路３へ入力す
るサンプリングパルスＢｓｐのタイミングに従ってサン
プリングされ、その結果が記憶回路６に入力し、高調波
雑音Ｎ（ｔ）の波形が記憶される。次いで、ＦＳＫ信号
Ｓ （ｔ）が伝送されてくると、その時点からそれ以上
記憶の更新は行われず、最終的な記憶値が記憶回路６か
ら減算回路７へ入力する。一方、減算回路７へは、サン
プリング回路３から受信信号Ｅ（１）が入力しており、
減算回路７は、この二種の入力信号を用いて、式（２）
の減算処理を行い、高調波雑音成分Ｎ（ｔ）を除去して
、ＦＳＫ信号成分５（ｔ）のみを出力する。
から人力する受信信号Ｅ （ｔ）が、交流波と高調波雑
音Ｎ（ｔｌのみの段階において、受信信号Ｅ（１１がフ
ィルタ２を経てサンプリング回路３に入力し、サンプリ
ングパルス発生回路５からサンプリング回路３へ入力す
るサンプリングパルスＢｓｐのタイミングに従ってサン
プリングされ、その結果が記憶回路６に入力し、高調波
雑音Ｎ（ｔ）の波形が記憶される。次いで、ＦＳＫ信号
Ｓ （ｔ）が伝送されてくると、その時点からそれ以上
記憶の更新は行われず、最終的な記憶値が記憶回路６か
ら減算回路７へ入力する。一方、減算回路７へは、サン
プリング回路３から受信信号Ｅ（１）が入力しており、
減算回路７は、この二種の入力信号を用いて、式（２）
の減算処理を行い、高調波雑音成分Ｎ（ｔ）を除去して
、ＦＳＫ信号成分５（ｔ）のみを出力する。
次に、復調動作について説明する。記憶回路８．９には
、ともに減算回路７から出力されたＦＳＫ信号Ｓ （ｔ
ｌが入力している。記憶回路８゜９は、入力したＦＳＫ
信号Ｓ （ｔｌを記憶し、サンプリングパルス発生回路
５から入力するサンプリングパルスＥ、ｐにしたがって
、記憶回路８はマーク信号周期τｙの一周期分後に、°
記憶回路９はスペース信号周期τ８の一周期分後に、そ
れぞれＦＳＫ信号Ｓ国を遅延して出力する。すなわち、
記憶回路８の出力信号ｇｍ（ｔｌ、記憶回路９の出力信
号９の出力信号Ｅ８（ｔ）は次式の通りである。
、ともに減算回路７から出力されたＦＳＫ信号Ｓ （ｔ
ｌが入力している。記憶回路８゜９は、入力したＦＳＫ
信号Ｓ （ｔｌを記憶し、サンプリングパルス発生回路
５から入力するサンプリングパルスＥ、ｐにしたがって
、記憶回路８はマーク信号周期τｙの一周期分後に、°
記憶回路９はスペース信号周期τ８の一周期分後に、そ
れぞれＦＳＫ信号Ｓ国を遅延して出力する。すなわち、
記憶回路８の出力信号ｇｍ（ｔｌ、記憶回路９の出力信
号９の出力信号Ｅ８（ｔ）は次式の通りである。
Ｅｖ（１＝ ｓ （ｔ−Ｔｍ ）
（５）Ｅｓ（１＝ｓ（ｔ−τＢ ＞
（６）（τ、＝２π／ωつ、τ８＝２π／ω８）
ここで、サンプリングパルスＥｌｌＰの周期τｓｐを。
（５）Ｅｓ（１＝ｓ（ｔ−τＢ ＞
（６）（τ、＝２π／ωつ、τ８＝２π／ω８）
ここで、サンプリングパルスＥｌｌＰの周期τｓｐを。
ＦＳＫ１号Ｓ （ｔｌをマーク信号周期τヨおよびスペ
ース信号周期τ８のそれぞれ一周期分遅延するのに都合
の良いよう、次のように定める。
ース信号周期τ８のそれぞれ一周期分遅延するのに都合
の良いよう、次のように定める。
（ｍ、ｎは整数）このように定めると、マーク信号、ス
ペース信号それぞれの周期の一周期分前の信号値は、と
もにサンプリング周期τｓＰの整数倍だけ前にサンプリ
ングした信号値を直接用いることができる。すなわち、
式（５） 、 （６）は次のようになる。
ペース信号それぞれの周期の一周期分前の信号値は、と
もにサンプリング周期τｓＰの整数倍だけ前にサンプリ
ングした信号値を直接用いることができる。すなわち、
式（５） 、 （６）は次のようになる。
Ｅｙ（ｔ）−ｓ （ｉ−ｔｒｔｆＭ）
（５）’Ｅｌｌ（ｔ）＝Ｓ（ｔ−ルτｇ ＞
（６）’逆に、サンプリング周
期τ８Ｆをこのように定めないと、マーク信号、スペー
ス信号それぞれの周期の一周期分前の信号値は、サンプ
リングした信号値を直接用いることができず、何らかの
処理を加えて、サンプリングした信号値から導き出す過
程が必要となる。このような処理は非常に複雑なものと
なるため、サンプリング周期τ卯を、前述した通り、マ
ーク信号周期、スペース信号周期のどちらに対しても、
一周期の整数分の−になるように定めれば、回路の簡単
化や低コストの実現の面で有利となる。
（５）’Ｅｌｌ（ｔ）＝Ｓ（ｔ−ルτｇ ＞
（６）’逆に、サンプリング周
期τ８Ｆをこのように定めないと、マーク信号、スペー
ス信号それぞれの周期の一周期分前の信号値は、サンプ
リングした信号値を直接用いることができず、何らかの
処理を加えて、サンプリングした信号値から導き出す過
程が必要となる。このような処理は非常に複雑なものと
なるため、サンプリング周期τ卯を、前述した通り、マ
ーク信号周期、スペース信号周期のどちらに対しても、
一周期の整数分の−になるように定めれば、回路の簡単
化や低コストの実現の面で有利となる。
記憶回路８から出力された信号Ｅｙ（ｔ）は、減算回路
１０に入力する。減算回路１０には、別に減算回路７か
らＦＳＫ信号Ｓ （ｔ）が入力しており、ここで、ＦＳ
Ｋ信号Ｓ （ｔｌから信号Ｅｙ（ｔ）が減算され、さら
にその結果が絶対値回路１１に入力し、減算回路１０に
よる減算結果の絶対値が、減算回路１２に入力する。全
く同様に、記憶回路９から出力された信号Ｅｌｌ （ｔ
ｌは、減算回路１３に入力し、減算回路１３でＦＳＫ信
号５（ｔ）から信号Ｅｓ（ｔ）が減算され、その結果が
絶対値回路１４に入力して、減算結果の絶対値が減算回
路１２に入力する。絶対値回路１１．１４の出力信号Ｅ
。
１０に入力する。減算回路１０には、別に減算回路７か
らＦＳＫ信号Ｓ （ｔ）が入力しており、ここで、ＦＳ
Ｋ信号Ｓ （ｔｌから信号Ｅｙ（ｔ）が減算され、さら
にその結果が絶対値回路１１に入力し、減算回路１０に
よる減算結果の絶対値が、減算回路１２に入力する。全
く同様に、記憶回路９から出力された信号Ｅｌｌ （ｔ
ｌは、減算回路１３に入力し、減算回路１３でＦＳＫ信
号５（ｔ）から信号Ｅｓ（ｔ）が減算され、その結果が
絶対値回路１４に入力して、減算結果の絶対値が減算回
路１２に入力する。絶対値回路１１．１４の出力信号Ｅ
。
（１） 、 ＆ （１）は次式の通りである。
Ｅｌ （ｔ） ＝ ｌ ５（ｔ）−Ｅつ（ｔ） Ｉ
（９）Ｅ２ （ｔｌ−Ｉ ５（ｔｌ
−Ｅ８（ｔｌ ｌ （ｔｏ）減算回
路１２では次式で表される減算処理が行われる。
（９）Ｅ２ （ｔｌ−Ｉ ５（ｔｌ
−Ｅ８（ｔｌ ｌ （ｔｏ）減算回
路１２では次式で表される減算処理が行われる。
Ｅｓ （ｔ） ＝ Ｅｌ ｆｔｌ ＆ （ｔｌ−１ｓ
（ｔ）−ＥＭ（ｌ ｌ−Ｉ ５（ｔｌ−Ｅｓ（ｔ） ｌ
（ｔυ減算回路１２の出力信号Ｅ３（ｔｌが判別
復調回路１５に入力し、判別復調回路１５では、信号Ｅ
３（ｔｌの極性により、ＦＳＫ信号Ｓ （ｔｌの符号を
判別する。信号Ｅｓ（ｔ）の極性と、−Ｆ Ｓ Ｋ信号
Ｓ （ｔ）の符号との関係は、（４） 、 （５） 、
（６）式より次の通りである。
（ｔ）−ＥＭ（ｌ ｌ−Ｉ ５（ｔｌ−Ｅｓ（ｔ） ｌ
（ｔυ減算回路１２の出力信号Ｅ３（ｔｌが判別
復調回路１５に入力し、判別復調回路１５では、信号Ｅ
３（ｔｌの極性により、ＦＳＫ信号Ｓ （ｔｌの符号を
判別する。信号Ｅｓ（ｔ）の極性と、−Ｆ Ｓ Ｋ信号
Ｓ （ｔ）の符号との関係は、（４） 、 （５） 、
（６）式より次の通りである。
（＋）ＦＳＫ信号Ｓ （ｔ）がマーク信号のとき。
Ｅｓ（ｔｌ ＝ ｌ Ａｓ１ｎωｕｔ −Ａｓｉｎａ）
ｍ＋ （ｔ Ｔｗ ） １−ｌ Ａｓ１ｎωｕｔ−Ａ
ｓｉｎ（ｕＭ（ｔ−τＢ）１≦０
α２（Ｉｔ） Ｆ Ｓ Ｋ信号
Ｓ （ｔ）がスペース信号のとき。
ｍ＋ （ｔ Ｔｗ ） １−ｌ Ａｓ１ｎωｕｔ−Ａ
ｓｉｎ（ｕＭ（ｔ−τＢ）１≦０
α２（Ｉｔ） Ｆ Ｓ Ｋ信号
Ｓ （ｔ）がスペース信号のとき。
Ｅｓ （ｔ） ＝ Ｉ Ａｓ１ｎωｓ ｔ −Ａｓ１ｎ
ω、（ｔ−１Ｍ）ＩＩ Ａｓ１ｎωｓ ｔ −Ａｓ１ｎ
ω５（ｔ−τ８）１≧０
α３）α２ 、 ａ３）式に示された通り、信号Ｅ
３ （ｔ）が負ならＦＳＫ信号ｓ （ｔ）はマーク、信
号Ｅ３（ｔ）が正ならスペースであるから、このことを
用いれば、判別復調回路１５において符号の判別復調が
容易に行われ、その結果が出力端子１６に出力される。
ω、（ｔ−１Ｍ）ＩＩ Ａｓ１ｎωｓ ｔ −Ａｓ１ｎ
ω５（ｔ−τ８）１≧０
α３）α２ 、 ａ３）式に示された通り、信号Ｅ
３ （ｔ）が負ならＦＳＫ信号ｓ （ｔ）はマーク、信
号Ｅ３（ｔ）が正ならスペースであるから、このことを
用いれば、判別復調回路１５において符号の判別復調が
容易に行われ、その結果が出力端子１６に出力される。
なお、信号Ｅ３ （ｔ）の値を一定時間積算した値を判
別復調に用いれば、判別の信頼性、安定性が向上する。
別復調に用いれば、判別の信頼性、安定性が向上する。
（発明と実施例の対応）
第１図の実施例において、サンプリングパルス発生回路
５が本発明のサンプリングパルス発生手段に、記憶回路
８．９が本発明の遅延手段に、減算回路１０，１２．１
３及び絶対値回路１１．１４が本発明の演算手段に、そ
れぞれ対応する。
５が本発明のサンプリングパルス発生手段に、記憶回路
８．９が本発明の遅延手段に、減算回路１０，１２．１
３及び絶対値回路１１．１４が本発明の演算手段に、そ
れぞれ対応する。
（変形例）
上記の復調動作の説明は、遅延手段によってＦＳＫ信号
５（ｔ）をマーク信号周期τ１．スペース信号周期τ、
のそれぞれ一周期分遅延した場合について述べたが、マ
ーク信号周期τ１．スペース信号周期τ８のそれぞれ半
周期分遅延させても、同様に復調を行うことができる。
５（ｔ）をマーク信号周期τ１．スペース信号周期τ、
のそれぞれ一周期分遅延した場合について述べたが、マ
ーク信号周期τ１．スペース信号周期τ８のそれぞれ半
周期分遅延させても、同様に復調を行うことができる。
この場合、半周期分遅延された信号Ｅつ（ｔ）、 Ｅｓ
（ｔ）は次式の通りである。
（ｔ）は次式の通りである。
ＦＳＫ信号５（ｔ）の符号の判別は、ＦＳＫ信号Ｓ （
ｔｌと遅延された信号Ｅｍ（ｔ）、 Ｅｇ（ｔｌの和の
絶対値を比較することにより行われる。これを式で表す
と、次の通りである。
ｔｌと遅延された信号Ｅｍ（ｔ）、 Ｅｇ（ｔｌの和の
絶対値を比較することにより行われる。これを式で表す
と、次の通りである。
Ｅｓ（ｔ） ＝ Ｉ ５（ｔ）十Ｅｕ（ｔ） ｌ−Ｉ
ｓ（１＋Ｅｓ（ｔｌ ｌ αυ′５（ｔｌがマーク
信号 ： Ｅｓ（１≦ＯＳ （ｔ）がスペース信号
： Ｅｓ（ｔ）≧Ｏなおこの場合、サンプリング周
期τＩＩＰは次の通り定める。
ｓ（１＋Ｅｓ（ｔｌ ｌ αυ′５（ｔｌがマーク
信号 ： Ｅｓ（１≦ＯＳ （ｔ）がスペース信号
： Ｅｓ（ｔ）≧Ｏなおこの場合、サンプリング周
期τＩＩＰは次の通り定める。
τｓＰ＝τｗ／ ２ ｍ
（７）’τＢＰ＝τ、 ７２ ｎ
（８）’これを用いると、（５）’、 （６
）’式は次のようになる。
（７）’τＢＰ＝τ、 ７２ ｎ
（８）’これを用いると、（５）’、 （６
）’式は次のようになる。
ＥＭ（ｔ） ＝ ｓ （ｔ −ｍ ＴｓＰ ）
（５）”Ｅｇ（ｔ） ＝ ｓ （ｔ−ルτ
ｓｐ ） （ｅ）”また、第１図の
実施例は、前述した二通りの高調波雑音の除去法のうち
、（イ）の方法を用いる場合のものを示して説明したが
、１（ロ）の方法を用いることも、全く同様に可能であ
る。
（５）”Ｅｇ（ｔ） ＝ ｓ （ｔ−ルτ
ｓｐ ） （ｅ）”また、第１図の
実施例は、前述した二通りの高調波雑音の除去法のうち
、（イ）の方法を用いる場合のものを示して説明したが
、１（ロ）の方法を用いることも、全く同様に可能であ
る。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、電力線路の交流
波に同期してＦＳＫ信号のサンプリングのタイミングを
決定するサンプリングパルスを、ＦＳＫ信号の二種類の
周波数のどちらに対しても、その一周期の整数分の一の
周期で発生するサンプリングパルス発生手段と、前記二
種類の周波数波形からなるＦＳＫ信号を、前記サンプリ
ングパルスに従って、前記二種類の周波数の一周期又は
半周期遅延させることによって、二種類の遅延信号を形
成する遅延手段と、前記ＦＳＫ信号と前記二種類の遅延
信号との差又は和の絶対値を比較する演算手段とを設け
。
波に同期してＦＳＫ信号のサンプリングのタイミングを
決定するサンプリングパルスを、ＦＳＫ信号の二種類の
周波数のどちらに対しても、その一周期の整数分の一の
周期で発生するサンプリングパルス発生手段と、前記二
種類の周波数波形からなるＦＳＫ信号を、前記サンプリ
ングパルスに従って、前記二種類の周波数の一周期又は
半周期遅延させることによって、二種類の遅延信号を形
成する遅延手段と、前記ＦＳＫ信号と前記二種類の遅延
信号との差又は和の絶対値を比較する演算手段とを設け
。
以て、サンプリングパルスに従って、ＦＳＫ信、号のサ
ンプリングを行うと同時に、ＦＳＫ信号の復調をも行う
ようにしたから、フィルタを用いない簡単な回路で応答
性の速い復調を行うことができる。
ンプリングを行うと同時に、ＦＳＫ信号の復調をも行う
ようにしたから、フィルタを用いない簡単な回路で応答
性の速い復調を行うことができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
サンプリングタイミングを示した図である。 、 ３・・・サンプリング回路、４丁・・交流波位相
検出回路、５・・・サンプリングパルス発生回路、６゜
８．９・・・記憶回路、７．１０．１２．１３・・・減
算回路、１５・・・判別復調回路、τ８Ｐ・・・サンプ
リング周期、Ｔ・・・交流波の周期。
サンプリングタイミングを示した図である。 、 ３・・・サンプリング回路、４丁・・交流波位相
検出回路、５・・・サンプリングパルス発生回路、６゜
８．９・・・記憶回路、７．１０．１２．１３・・・減
算回路、１５・・・判別復調回路、τ８Ｐ・・・サンプ
リング周期、Ｔ・・・交流波の周期。
Claims (1)
- １、交流波が印加される電力線路を信号伝送路とし、交
流波に重畳されて送信されてくる、二値信号により周波
数変調された二種類の周波数波形系列からなるＦＳＫ信
号を受信し、復調する電力線搬送ＦＳＫ信号受信復調器
において、前記交流波に同期して前記ＦＳＫ信号のサン
プリングのタイミングを決定するサンプリングパルスを
、前記ＦＳＫ信号の二種類の周波数のどちらに対しても
、その一周期の整数分の一の周期で発生するサンプリン
グパルス発生手段と、前記ＦＳＫ信号を前記サンプリン
グパルスに従つて、前記二種類の周波数の一周期又は半
周期遅延させることによつて、二種類の遅延信号を形成
する遅延手段と、前記ＦＳＫ信号と前記二種類の遅延信
号との差又は和の絶対値を比較する演算手段とを設けた
ことを特徴とする電力線搬送ＦＳＫ信号受信復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15874784A JPS6139734A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電力線搬送ｆｓｋ信号受信復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15874784A JPS6139734A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電力線搬送ｆｓｋ信号受信復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6139734A true JPS6139734A (ja) | 1986-02-25 |
| JPH023338B2 JPH023338B2 (ja) | 1990-01-23 |
Family
ID=15678447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15874784A Granted JPS6139734A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電力線搬送ｆｓｋ信号受信復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6139734A (ja) |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP15874784A patent/JPS6139734A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH023338B2 (ja) | 1990-01-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |