JPH0234531B2 - Kochohazatsuonjokyohoho - Google Patents
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- JPH0234531B2 JPH0234531B2 JP15874484A JP15874484A JPH0234531B2 JP H0234531 B2 JPH0234531 B2 JP H0234531B2 JP 15874484 A JP15874484 A JP 15874484A JP 15874484 A JP15874484 A JP 15874484A JP H0234531 B2 JPH0234531 B2 JP H0234531B2
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- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 23
- XPHBRTNHVJSEQD-UHFFFAOYSA-N anidoxime Chemical compound C=1C=CC=CC=1C(CCN(CC)CC)=NOC(=O)NC1=CC=C(OC)C=C1 XPHBRTNHVJSEQD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 19
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 6
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2203/00—Indexing scheme relating to line transmission systems
- H04B2203/54—Aspects of powerline communications not already covered by H04B3/54 and its subgroups
- H04B2203/5404—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines
- H04B2203/5425—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines improving S/N by matching impedance, noise reduction, gain control
-
- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B2203/00—Indexing scheme relating to line transmission systems
- H04B2203/54—Aspects of powerline communications not already covered by H04B3/54 and its subgroups
- H04B2203/5462—Systems for power line communications
- H04B2203/5491—Systems for power line communications using filtering and bypassing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の利用分野）
本発明は、電力線搬送信号の受信時に問題とな
る高調波雑音の除去方法に関するものである。
る高調波雑音の除去方法に関するものである。
（発明の背景）
交流波が印加される電力線路を信号伝送路と
し、交流波に信号を重畳させてデータの伝送を行
う電力線搬送においては、電力線路に接続される
負荷機器などに起因する交流波の高調波雑音が存
在し、信号の受信、復調時に大きな障害となる。
従来、この高調波雑音の除去方法としては、受信
器側にフイルタを設け、伝送される信号の周波数
付近以外の周波数をもつ雑音をフイルタによりカ
ツトする方法が一般に用いられている。ところが
一方、データ伝送速度は、信号の伝送帯域に比例
する。すなわち、データ伝送速度をあげるために
は、受信器側フイルタの帯域幅を広く設定する必
要がある。したがつて、データ伝送速度をあげ、
かつ、高調波雑音を除去してＳ／Ｎ比を許容値以
上にするためには、フイルタに非常に急峻なしや
断特性を持たせる必要があるが、このような特性
を満足するフイルタを製作することは、素子数、
形状、価格、調整の点から、実現困難である。こ
のことが、現在の電力線搬送信号のデータ伝送速
度が１〜10〔bit／sec〕におさえられている大き
な理由の一つとなつている。
し、交流波に信号を重畳させてデータの伝送を行
う電力線搬送においては、電力線路に接続される
負荷機器などに起因する交流波の高調波雑音が存
在し、信号の受信、復調時に大きな障害となる。
従来、この高調波雑音の除去方法としては、受信
器側にフイルタを設け、伝送される信号の周波数
付近以外の周波数をもつ雑音をフイルタによりカ
ツトする方法が一般に用いられている。ところが
一方、データ伝送速度は、信号の伝送帯域に比例
する。すなわち、データ伝送速度をあげるために
は、受信器側フイルタの帯域幅を広く設定する必
要がある。したがつて、データ伝送速度をあげ、
かつ、高調波雑音を除去してＳ／Ｎ比を許容値以
上にするためには、フイルタに非常に急峻なしや
断特性を持たせる必要があるが、このような特性
を満足するフイルタを製作することは、素子数、
形状、価格、調整の点から、実現困難である。こ
のことが、現在の電力線搬送信号のデータ伝送速
度が１〜10〔bit／sec〕におさえられている大き
な理由の一つとなつている。
（発明の目的）
本発明の目的は、上述した問題点を解決し、従
来に比して高速度のデータ伝送を可能とする高調
波雑音除去方法を提供することである。
来に比して高速度のデータ伝送を可能とする高調
波雑音除去方法を提供することである。
（発明の特徴）
上記目的を達成するために、本発明は、交流波
が印加される電力線路を信号伝送路とし、前記交
流波に重畳して信号を送信する送信側において、
符号長を最低前記交流波の二周期分に設定すると
共に、信号伝送帯域を前記交流波の高調波雑音の
間に設定し、信号を受信する受信側において、前
記交流波から高調波雑音を含む信号をフイルタに
より分離し、該信号を、前記交流波の一周期分遅
延して出力する記憶手段に入力し、該記憶手段の
入力信号から出力信号を演算手段により減算する
ようにし、以て、雑音となる交流波の高調波が基
本波と同期していることを利用して、高調波のみ
を除去するようにしたことを特徴とする。
が印加される電力線路を信号伝送路とし、前記交
流波に重畳して信号を送信する送信側において、
符号長を最低前記交流波の二周期分に設定すると
共に、信号伝送帯域を前記交流波の高調波雑音の
間に設定し、信号を受信する受信側において、前
記交流波から高調波雑音を含む信号をフイルタに
より分離し、該信号を、前記交流波の一周期分遅
延して出力する記憶手段に入力し、該記憶手段の
入力信号から出力信号を演算手段により減算する
ようにし、以て、雑音となる交流波の高調波が基
本波と同期していることを利用して、高調波のみ
を除去するようにしたことを特徴とする。
（発明の実施例）
以下、本発明を図面を用いて詳細に説明する。
第２図ａに、電力線路に印加される交流波の波
形を、第２図ｂに、交流波に混入する高調波雑音
の波形を示す。高調波雑音は、いくつかの異なる
次数の高調波の和であり、複雑な波形を示してい
るが、図示した通り、基本波である交流波に位相
的に同期している。したがつて受信信号から、交
流波の一周期分前の受信信号を減算すれば、高調
波雑音が除去されることになる。このことを式で
表すと、次のとおりである。
形を、第２図ｂに、交流波に混入する高調波雑音
の波形を示す。高調波雑音は、いくつかの異なる
次数の高調波の和であり、複雑な波形を示してい
るが、図示した通り、基本波である交流波に位相
的に同期している。したがつて受信信号から、交
流波の一周期分前の受信信号を減算すれば、高調
波雑音が除去されることになる。このことを式で
表すと、次のとおりである。
Ｓ（ｔ）を伝送される信号、Ｎ（ｔ）を高調波雑
音とすると、受信器側の受信信号Ｅ（ｔ）は次に
ように表される。
音とすると、受信器側の受信信号Ｅ（ｔ）は次に
ように表される。
Ｅ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｎ（ｔ） (1)
この受信信号Ｅ（ｔ）から、交流波の一周期分
前の受信信号を減算して得られる信号E1（ｔ）
は、交流波の周期をＴとすると、 E1（ｔ）＝Ｅ（ｔ）−Ｅ（ｔ−Ｔ）＝Ｓ（ｔ） ＋Ｎ（ｔ）−｛Ｓ（ｔ−Ｔ）＋Ｎ（ｔ−Ｔ）｝ (2) ここで、高調波雑音Ｎ（ｔ）は交流波に同期し
ているから、 Ｎ（ｔ）＝Ｎ（ｔ−Ｔ） (3) したがつて式(2)、式(3)より、 E1（ｔ）＝Ｓ（ｔ）−Ｓ（ｔ−Ｔ） (4) となり、高調波雑音Ｎ（ｔ）が除去される。なお、
以上の説明及び第２図は、高調波雑音Ｎ（ｔ）が
定常状態にある場合を示したが、実際には、高調
波雑音Ｎ（ｔ）の原因となる電力線路の負荷の、
接続状態の変化により、高調波雑音Ｎ（ｔ）が変
動する場合がある。しかし、この変動分は高調波
雑音Ｎ（ｔ）全体に比べればわずかであり、減算
した結果の信号E1（ｔ）に残るのは交流波の一周
期前からの変動分のみであるから、大きな問題と
はならず、Ｓ／Ｎは十分な値が得られる。
前の受信信号を減算して得られる信号E1（ｔ）
は、交流波の周期をＴとすると、 E1（ｔ）＝Ｅ（ｔ）−Ｅ（ｔ−Ｔ）＝Ｓ（ｔ） ＋Ｎ（ｔ）−｛Ｓ（ｔ−Ｔ）＋Ｎ（ｔ−Ｔ）｝ (2) ここで、高調波雑音Ｎ（ｔ）は交流波に同期し
ているから、 Ｎ（ｔ）＝Ｎ（ｔ−Ｔ） (3) したがつて式(2)、式(3)より、 E1（ｔ）＝Ｓ（ｔ）−Ｓ（ｔ−Ｔ） (4) となり、高調波雑音Ｎ（ｔ）が除去される。なお、
以上の説明及び第２図は、高調波雑音Ｎ（ｔ）が
定常状態にある場合を示したが、実際には、高調
波雑音Ｎ（ｔ）の原因となる電力線路の負荷の、
接続状態の変化により、高調波雑音Ｎ（ｔ）が変
動する場合がある。しかし、この変動分は高調波
雑音Ｎ（ｔ）全体に比べればわずかであり、減算
した結果の信号E1（ｔ）に残るのは交流波の一周
期前からの変動分のみであるから、大きな問題と
はならず、Ｓ／Ｎは十分な値が得られる。
次に、式(4)で表される信号Ｅ、（ｔ）によつて、
伝送される信号Ｓ（ｔ）によるデータが正しく伝
えられるための条件を考える。
伝送される信号Ｓ（ｔ）によるデータが正しく伝
えられるための条件を考える。
まず条件の第１として、伝送される信号Ｓ（ｔ）
が、交流波に同期していないようにすることがあ
げられる。もし同期しているとすると、高調波雑
音の場合と同様、信号Ｓ（ｔ）も、減算処理によ
り除去されてしまい。式(4)のE1（ｔ）の値が０に
なつてしまうからである。
が、交流波に同期していないようにすることがあ
げられる。もし同期しているとすると、高調波雑
音の場合と同様、信号Ｓ（ｔ）も、減算処理によ
り除去されてしまい。式(4)のE1（ｔ）の値が０に
なつてしまうからである。
次いで、信号E1（ｔ）によるデータの符号値
と、信号Ｓ（ｔ）によるデータの符号値が一致す
るための条件を考える。信号Ｓ（ｔ）の例として、
FSK信号（frequency shift keying）の場合を考
える。すなわち、信号Ｓ（ｔ）が Ｓ（ｔ）＝AsinωMｔ：マーク AsinωSｔ：スペース (5) として与えられる場合である（ωM：マーク信号
角周波数、ωS：スペース信号角周波数、Ａ：信
号振幅）。この信号Ｓ（ｔ）を、式(4)に適用した減
算結果E1（ｔ）は、次に４通りに分類される。
と、信号Ｓ（ｔ）によるデータの符号値が一致す
るための条件を考える。信号Ｓ（ｔ）の例として、
FSK信号（frequency shift keying）の場合を考
える。すなわち、信号Ｓ（ｔ）が Ｓ（ｔ）＝AsinωMｔ：マーク AsinωSｔ：スペース (5) として与えられる場合である（ωM：マーク信号
角周波数、ωS：スペース信号角周波数、Ａ：信
号振幅）。この信号Ｓ（ｔ）を、式(4)に適用した減
算結果E1（ｔ）は、次に４通りに分類される。
(A) 信号Ｓ（ｔ）の符号が、時刻ｔのときマーク、
１サイクル前の時刻ｔ−Ｔのときもマークの場
合。
１サイクル前の時刻ｔ−Ｔのときもマークの場
合。
E1（ｔ）＝AsinωMｔ−AsinωM（ｔ−Ｔ）
＝2AsinωMＴ／２cos（ωMｔ−ωMＴ／２）(6)
(B) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときも
スペースの場合。
スペースの場合。
E1（ｔ）＝AsinωSｔ−AsinωS（ｔ−Ｔ）
＝2AsinωSＴ／２cos（ωSｔ−ωSＴ／２）(7)
(C) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときスペ
ースの場合。
ースの場合。
E1（ｔ）＝AsinωMｔ−AsinωS（ｔ−Ｔ）
＝2Asin（ωM−ωS／２ｔ＋ωSＴ／２）
・cos（ωM＋ωS／２ｔ−ωSＴ／２） (8)
(D) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときマ
ークの場合。
ークの場合。
E1（ｔ）＝AsinωSｔ−AsinωM（ｔ−Ｔ）
＝2Asin（ωS−ωM／２ｔ＋ωMＴ／２）
・cos（ωS＋ωM／２ｔ−ωMＴ／２） (9)
減算結果から求まる信号E1（ｔ）は、(A)、(B)の
場合はそれぞれ角周波数がωM又はωSに一義的に
定まるため、これから、もとの信号Ｓ（ｔ）の符
号の判別が可能となる。ところが、(C)、(D)の場合
はともに信号E1（ｔ）の角周波数は一義的に定ま
らず、マーク周波数、スペース周波数の中心周波
数をもつ信号を振幅変調した波形となるため、も
との信号Ｓ（ｔ）の符号の判別ができない。信号
Ｓ（ｔ）の符号長が交流波の一周期分とすると、
常に(C)の場合或いは(D)の場合になつてしまい、符
号判別が不可能となる。符号長が最低交流波の二
周期分であれば、最初の一周期分では(C)或いは(D)
の場合となつて符号判別ができないが、二周期目
には(A)或いは(B)の場合となつて符号判別ができる
ようになる。したがつて、信号E1（ｔ）から、信
号Ｓ（ｔ）の符号を判別するための条件として、
信号Ｓ（ｔ）の符号長は交流波の一周期分では不
足で、最低二周期分必要であることがわかる。第
１図に、交流波及び、信号Ｓ（ｔ）、信号E1（ｔ）
の符号のタイミング例を示した。(a)が交流波、(b)
が信号Ｓ（ｔ）、(c)が交流波の１サイクル分前の信
号Ｓ（ｔ−Ｔ）、（ｄ）が、(b)から(c)を減算して得
られる信号E1（ｔ）の符号である。ここには、信
号Ｓ（ｔ）の符号長が交流波の三周期分である例
を示した。
場合はそれぞれ角周波数がωM又はωSに一義的に
定まるため、これから、もとの信号Ｓ（ｔ）の符
号の判別が可能となる。ところが、(C)、(D)の場合
はともに信号E1（ｔ）の角周波数は一義的に定ま
らず、マーク周波数、スペース周波数の中心周波
数をもつ信号を振幅変調した波形となるため、も
との信号Ｓ（ｔ）の符号の判別ができない。信号
Ｓ（ｔ）の符号長が交流波の一周期分とすると、
常に(C)の場合或いは(D)の場合になつてしまい、符
号判別が不可能となる。符号長が最低交流波の二
周期分であれば、最初の一周期分では(C)或いは(D)
の場合となつて符号判別ができないが、二周期目
には(A)或いは(B)の場合となつて符号判別ができる
ようになる。したがつて、信号E1（ｔ）から、信
号Ｓ（ｔ）の符号を判別するための条件として、
信号Ｓ（ｔ）の符号長は交流波の一周期分では不
足で、最低二周期分必要であることがわかる。第
１図に、交流波及び、信号Ｓ（ｔ）、信号E1（ｔ）
の符号のタイミング例を示した。(a)が交流波、(b)
が信号Ｓ（ｔ）、(c)が交流波の１サイクル分前の信
号Ｓ（ｔ−Ｔ）、（ｄ）が、(b)から(c)を減算して得
られる信号E1（ｔ）の符号である。ここには、信
号Ｓ（ｔ）の符号長が交流波の三周期分である例
を示した。
さらに、信号E1（ｔ）により信号Ｓ（ｔ）の符
号を正確に判別するための、次の条件を考える。
信号E1（ｔ）により信号Ｓ（ｔ）の符号が判別可
能な(A)、(B)の場合、信号E1（ｔ）の振幅はそれぞ
れ2AsinωMＴ／２、2AsinωSＴ／２である。符号の正確 な判別には、この振幅ができるだけ大きいことが
望ましい。この振幅は、ｆを交流波周波数、fMを
マーク信号周波数、fSをスペース信号周波数とす
ると、次のように書き直せる。
号を正確に判別するための、次の条件を考える。
信号E1（ｔ）により信号Ｓ（ｔ）の符号が判別可
能な(A)、(B)の場合、信号E1（ｔ）の振幅はそれぞ
れ2AsinωMＴ／２、2AsinωSＴ／２である。符号の正確 な判別には、この振幅ができるだけ大きいことが
望ましい。この振幅は、ｆを交流波周波数、fMを
マーク信号周波数、fSをスペース信号周波数とす
ると、次のように書き直せる。
2AsinωMＴ／２＝2AsinfM／ｆπ (10)
2AsinωSＴ／２＝2AsinfS／ｆπ (11)
したがつて、振幅をできるだけ大きくするに
は、fM／ｆ及びfS／ｆの値を、ｎ＋1/2（ｎ：整
数）にできるだけ近くすることが必要である。
は、fM／ｆ及びfS／ｆの値を、ｎ＋1/2（ｎ：整
数）にできるだけ近くすることが必要である。
以上の条件をまとめて整理すると、次の通りで
ある。
ある。
(1) 伝送される信号Ｓ（ｔ）が交流波に同期して
いないこと、即ち、信号Ｓ（ｔ）の周波数が交
流波周波数の整数倍ではないこと。但し、後述
の(3)の条件を満足すれば、必然的にこの条件も
満足することになる。
いないこと、即ち、信号Ｓ（ｔ）の周波数が交
流波周波数の整数倍ではないこと。但し、後述
の(3)の条件を満足すれば、必然的にこの条件も
満足することになる。
(2) 信号Ｓ（ｔ）の符号長は、最低交流波の二周
期分とすること。
期分とすること。
(3) マーク信号周波数fM、スペース信号周波数fS
の値は、交流波周波数ｆとの比fM／ｆ、fS／ｆ
の値が、ともにｎ＋1/2（ｎ＋整数）にできる
だけ近くなるように定めること、換言すれば、
信号伝送帯域を交流波の高調波周波数の間に設
定すること。
の値は、交流波周波数ｆとの比fM／ｆ、fS／ｆ
の値が、ともにｎ＋1/2（ｎ＋整数）にできる
だけ近くなるように定めること、換言すれば、
信号伝送帯域を交流波の高調波周波数の間に設
定すること。
以上の条件下において、受信信号Ｅ（ｔ）から、
交流波の一周期分前の信号Ｅ（ｔ−Ｔ）を減算し
て得られる、高調波雑音の除去された信号E1
（ｔ）を用いれば、伝送される信号Ｓ（ｔ）の符号
を正確に判別することができる。これによるデー
タ伝送速度は、条件(2)によつて、交流波の周期が
50〔Hz〕であれば、最高25〔bit／sec〕となり、
従来の１〜10〔bit／sec〕と比して格段に上昇す
る。
交流波の一周期分前の信号Ｅ（ｔ−Ｔ）を減算し
て得られる、高調波雑音の除去された信号E1
（ｔ）を用いれば、伝送される信号Ｓ（ｔ）の符号
を正確に判別することができる。これによるデー
タ伝送速度は、条件(2)によつて、交流波の周期が
50〔Hz〕であれば、最高25〔bit／sec〕となり、
従来の１〜10〔bit／sec〕と比して格段に上昇す
る。
なお、前述した(1)〜(3)の条件を導く際、信号Ｓ
（ｔ）の例としてFSK信号の場合について説明し
たが、本発明の信号Ｓ（ｔ）は、FSK信号に限ら
れるものではなく、他の信号でも同様に適用でき
る。以下に、信号Ｓ（ｔ）にASK信号
（amplitude shift keying）、PSK信号（phase
shift keying）を用いた場合について、簡単に説
明する。
（ｔ）の例としてFSK信号の場合について説明し
たが、本発明の信号Ｓ（ｔ）は、FSK信号に限ら
れるものではなく、他の信号でも同様に適用でき
る。以下に、信号Ｓ（ｔ）にASK信号
（amplitude shift keying）、PSK信号（phase
shift keying）を用いた場合について、簡単に説
明する。
信号Ｓ（ｔ）に、次の式で表されるASK信号を
用いた場合を考える。
用いた場合を考える。
Ｓ（ｔ）＝AsinωCｔ：マーク
０：スペース (12)
（ωC：信号角周波数、Ａ：信号振幅）
減算結果E1（ｔ）は次の通りである。
(A) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときもマ
ークの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （13） (B) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときも
スペースの場合 E1（ｔ）＝０−０＝０ （14） (C) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときスペ
ースの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−０＝AsinωCｔ （15） (D) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときマ
ークの場合 E1（ｔ）＝０−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝−AsinωC（ｔ−Ｔ） （16） (A)の場合の振幅2Asin（ωCＴ／２）が2Aとなる
よう信号角周波数ωCを定め、スライスレベルを
Ａとすると、FSK信号の場合と同様に、(A)がマ
ーク、(B)がスペースと判別され、(C)、(D)は判別不
可となる。
ークの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （13） (B) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときも
スペースの場合 E1（ｔ）＝０−０＝０ （14） (C) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときスペ
ースの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−０＝AsinωCｔ （15） (D) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときマ
ークの場合 E1（ｔ）＝０−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝−AsinωC（ｔ−Ｔ） （16） (A)の場合の振幅2Asin（ωCＴ／２）が2Aとなる
よう信号角周波数ωCを定め、スライスレベルを
Ａとすると、FSK信号の場合と同様に、(A)がマ
ーク、(B)がスペースと判別され、(C)、(D)は判別不
可となる。
また、信号Ｓ（ｔ）に次の式で表されるPSK信
号を用いた場合を考える。
号を用いた場合を考える。
Ｓ（ｔ）＝AsinωCｔ：マーク
−AsinωCｔ：スペース
（ωC：信号角周波数、Ａ：信号振幅）
減算結果E1（ｔ）は次の通りである。
(A) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときもマ
ークの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （17） (B) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときも
スペースの場合 E1（ｔ）＝−AsinωCＴ−｛−AsinωC（ｔ−Ｔ）｝ ＝−2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （18） (C) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときスペ
ースの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−｛−AsinωC（ｔ−Ｔ）｝ ＝2AcosωCＴ／２sin（ωCｔ−ωCＴ／２） （19） (D) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときマ
ークの場合 E1（ｔ）＝−AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝−2AcosωCＴ／２sin（ωCｔ−ωCＴ／２） （20） (A)の場合の信号E1（ｔ）の位相がマークであると
すると、(B)はスペースと判別され、(C)、(D)は判別
不可となつて、この場合もFSK信号の場合と同
様である。
ークの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （17） (B) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときも
スペースの場合 E1（ｔ）＝−AsinωCＴ−｛−AsinωC（ｔ−Ｔ）｝ ＝−2AsinωCＴ／２cos（ωCｔ−ωCＴ／２） （18） (C) 時刻ｔのときマーク、時刻ｔ−Ｔのときスペ
ースの場合 E1（ｔ）＝AsinωCｔ−｛−AsinωC（ｔ−Ｔ）｝ ＝2AcosωCＴ／２sin（ωCｔ−ωCＴ／２） （19） (D) 時刻ｔのときスペース、時刻ｔ−Ｔのときマ
ークの場合 E1（ｔ）＝−AsinωCｔ−AsinωC（ｔ−Ｔ） ＝−2AcosωCＴ／２sin（ωCｔ−ωCＴ／２） （20） (A)の場合の信号E1（ｔ）の位相がマークであると
すると、(B)はスペースと判別され、(C)、(D)は判別
不可となつて、この場合もFSK信号の場合と同
様である。
ここで、本発明の減算処理における、信号のサ
ンプリング方法いついて説明する。本発明におい
ては、受信信号を記憶しておき、時刻ｔの受信信
号と、交流波の一周期分の時刻ｔ−Ｔ受信信号を
対応させ、減算処理を行う必要がある。ここで問
題となるのが、交流波の周期Ｔが一定でないこと
である。一般に電力を供給する交流波の周期は、
発生源が定周波数電源でない場合、数％の変動を
見込まねばならない。したがつて、本発明におい
て、交流波の周期Ｔを定数として記憶し、連続的
に、時刻ｔと時刻ｔ−Ｔの受信信号を減算処理し
た場合、時刻ｔ−Ｔの受信信号が、時刻ｔの一周
期前の受信信号とのずれを生じ、高調波雑音の除
去が正確にできなくなることがある。
ンプリング方法いついて説明する。本発明におい
ては、受信信号を記憶しておき、時刻ｔの受信信
号と、交流波の一周期分の時刻ｔ−Ｔ受信信号を
対応させ、減算処理を行う必要がある。ここで問
題となるのが、交流波の周期Ｔが一定でないこと
である。一般に電力を供給する交流波の周期は、
発生源が定周波数電源でない場合、数％の変動を
見込まねばならない。したがつて、本発明におい
て、交流波の周期Ｔを定数として記憶し、連続的
に、時刻ｔと時刻ｔ−Ｔの受信信号を減算処理し
た場合、時刻ｔ−Ｔの受信信号が、時刻ｔの一周
期前の受信信号とのずれを生じ、高調波雑音の除
去が正確にできなくなることがある。
本発明は、以上の点を考慮し、受信信号のサン
プリングタイミングを次のように定めている。受
信信号を、一定の周期τSでサンプリングするとし
たとき、第３図に示した通り、交流波の定位相
（第３図では、交流波が負から正に極性をかえる
ゼロクロス点の場合を示した）ごとに、サンプリ
ングを新たに開始する。すなわち、第３図(b)のＤ
点、Ｂ点で、一周期ごとにサンプリングを開始
し、時刻ｔであり、Ｂ点からサンプリング周期τS
のｎ倍離れた点であるＡ点でサンプリングされた
受信信号は、Ｄ点からサンプリング周期τSのｎ倍
離れたＣ点でサンプリングされた受信信号と対応
させられて、減算処理がなされる。このようにサ
ンプリングタイミングを定めることにより、交流
波の周期Ｔが変動しても、交流波の一周期前の受
信信号との対応がかなりの程度正確に行われ、減
算処理によつて、高調波雑音の効果的な除去が可
能となる。
プリングタイミングを次のように定めている。受
信信号を、一定の周期τSでサンプリングするとし
たとき、第３図に示した通り、交流波の定位相
（第３図では、交流波が負から正に極性をかえる
ゼロクロス点の場合を示した）ごとに、サンプリ
ングを新たに開始する。すなわち、第３図(b)のＤ
点、Ｂ点で、一周期ごとにサンプリングを開始
し、時刻ｔであり、Ｂ点からサンプリング周期τS
のｎ倍離れた点であるＡ点でサンプリングされた
受信信号は、Ｄ点からサンプリング周期τSのｎ倍
離れたＣ点でサンプリングされた受信信号と対応
させられて、減算処理がなされる。このようにサ
ンプリングタイミングを定めることにより、交流
波の周期Ｔが変動しても、交流波の一周期前の受
信信号との対応がかなりの程度正確に行われ、減
算処理によつて、高調波雑音の効果的な除去が可
能となる。
第４図にしたのは、本発明を実施する高調波雑
音除去回路の一例のブロツク図である。入力端子
１から入力した受信信号は、サンプリング値をデ
イジタル値に変換する際の分解能および復調時の
信頼性の向上のため設けられた低次の簡便なフイ
ルタ２を経て交流波および高い周波数のランダム
雑音が除かれ、サンプリング回路３へ入力する。
受信信号は、交流波位相検出回路４にも入力し、
ここであらかじめ決められた、交流波の定位相が
検出されると、その情報がサンプリングパルス発
生回路５に送られ、該情報が送られるごとに新た
にサンプリングが開始される。サンプリングパル
ス発生回路５から出力されたサンプリングパルス
は、サンプリング回路３と記憶回路６に入力して
おり、サンプリング回路３では、サンプリングパ
ルスに基づいてサンプリングが行われ、その結果
が記憶回路６と演算判別回路７に入力する。記憶
回路６はこの入力を記憶し、入力してくるサンプ
リングパルスに基づいて、交流波の一周期分前の
サンプリング結果を演算判別回路７に出力する。
演算判別回路７は、サンプリング回路３からの入
力信号から、記憶回路６からの入力信号を減算
し、その符号を判別して出力端子８に出力する。
音除去回路の一例のブロツク図である。入力端子
１から入力した受信信号は、サンプリング値をデ
イジタル値に変換する際の分解能および復調時の
信頼性の向上のため設けられた低次の簡便なフイ
ルタ２を経て交流波および高い周波数のランダム
雑音が除かれ、サンプリング回路３へ入力する。
受信信号は、交流波位相検出回路４にも入力し、
ここであらかじめ決められた、交流波の定位相が
検出されると、その情報がサンプリングパルス発
生回路５に送られ、該情報が送られるごとに新た
にサンプリングが開始される。サンプリングパル
ス発生回路５から出力されたサンプリングパルス
は、サンプリング回路３と記憶回路６に入力して
おり、サンプリング回路３では、サンプリングパ
ルスに基づいてサンプリングが行われ、その結果
が記憶回路６と演算判別回路７に入力する。記憶
回路６はこの入力を記憶し、入力してくるサンプ
リングパルスに基づいて、交流波の一周期分前の
サンプリング結果を演算判別回路７に出力する。
演算判別回路７は、サンプリング回路３からの入
力信号から、記憶回路６からの入力信号を減算
し、その符号を判別して出力端子８に出力する。
なお、本発明の方法は、信号として電圧、電流
いずれを用いる場合でも適用することができる。
いずれを用いる場合でも適用することができる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、交流波
が印加される電力線路を信号伝送路とし、前記交
流波に重畳して信号を送信する送信側において、
符号長を最低前記交流波の二周期分に設定すると
共に、信号伝送帯域を前記交流波の高調波雑音の
間に設定し、信号を受信する受信側において、前
記交流波から高調波雑音を含む信号をフイルタに
より分離し、該信号を、前記交流波の一周期分遅
延して出力する記憶手段に入力し、該記憶手段の
入力信号から出力信号を演算手段により減算する
ようにし、以て、雑音となる交流波の高調波が基
本波と同期していることを利用して、高調波のみ
を除去するようにしたから、データ伝送速度の制
限するフイルタを通さずに済み、高速度のデータ
伝送を可能にすることができる。
が印加される電力線路を信号伝送路とし、前記交
流波に重畳して信号を送信する送信側において、
符号長を最低前記交流波の二周期分に設定すると
共に、信号伝送帯域を前記交流波の高調波雑音の
間に設定し、信号を受信する受信側において、前
記交流波から高調波雑音を含む信号をフイルタに
より分離し、該信号を、前記交流波の一周期分遅
延して出力する記憶手段に入力し、該記憶手段の
入力信号から出力信号を演算手段により減算する
ようにし、以て、雑音となる交流波の高調波が基
本波と同期していることを利用して、高調波のみ
を除去するようにしたから、データ伝送速度の制
限するフイルタを通さずに済み、高速度のデータ
伝送を可能にすることができる。
第１図は本発明によるFSK信号の高調波雑音
除去方法を説明する図、第２図は交流波と高調波
雑音との関係を示す波形図、第３図は本発明にお
けるサンプリングタイミングの一例を示す図、第
４図は本発明を実施する高調波雑音除去回路の一
例を示すブロツク図である。 １……入力端子、３……サンプリング回路、６
……記憶回路、７……演算判別回路、８……出力
端子、τS……サンプリング周期。
除去方法を説明する図、第２図は交流波と高調波
雑音との関係を示す波形図、第３図は本発明にお
けるサンプリングタイミングの一例を示す図、第
４図は本発明を実施する高調波雑音除去回路の一
例を示すブロツク図である。 １……入力端子、３……サンプリング回路、６
……記憶回路、７……演算判別回路、８……出力
端子、τS……サンプリング周期。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流波が印加される電力線路を信号伝送路と
し、前記交流波に重畳して信号を送信する送信側
において、符号長を最低前記交流波の二周期分に
設定すると共に、信号伝送帯域を前記交流波の高
調波周波数の間に設定し、 信号を受信する受信側において、前記交流波か
ら高調波雑音を含む信号をフイルタにより分離
し、該信号を、前記交流波の一周期分遅延して出
力する記憶手段に入力し、該記憶手段の入力信号
から出力信号を演算手段により減算するようにし
た高調波雑音除去方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15874484A JPH0234531B2 (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | Kochohazatsuonjokyohoho |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15874484A JPH0234531B2 (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | Kochohazatsuonjokyohoho |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6139634A JPS6139634A (ja) | 1986-02-25 |
| JPH0234531B2 true JPH0234531B2 (ja) | 1990-08-03 |
Family
ID=15678385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15874484A Expired - Lifetime JPH0234531B2 (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | Kochohazatsuonjokyohoho |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0234531B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002347463A (ja) * | 2001-05-24 | 2002-12-04 | Yanmar Agricult Equip Co Ltd | 主変速レバーの構造 |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP15874484A patent/JPH0234531B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6139634A (ja) | 1986-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |