JPS59153360A - コヒ−レント位相シフト・キ−イング復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、２進位相変琥キャリヤ信号を利用する朋信装
置用復調器の改良型に係わる。更に詳細には、本発明は
性能及びコスト上の利点が得られる新規のサンプリング
装置に係わ＝０コヒーレント位相シフト・キーイング・
デジタルゆ調力式か電力会社の電力線搬送通信装置に特
ｌこ好適であることは公知である。この装置の主要な目
的は１次及び２次配′鷹線を介して重力会社施設と消費
者施設の間で情報を伝送することにある。この情報は遠
隔メータ読取指令、計量データ、負荷削減指令、負荷状
態情報など自動配電システムに有用な種々のデータから
成る。

データは、送信端において、所定のメ・ノセージ・フォ
ーマットの一連の２進データ・ビ・７トに変換される。

データ・ビットは可能な２つの状態、即ち、一般に″マ
ーク″と　″スペース“または論理１と論理口のいずれ
か１つの状態を取る。その情報は、デジタル形式に変換
されると、ベースバンド・データと呼はれる。

メツセージをそのソースから行先にむかって伝送するた
めには、コヒーレント位相変調方式を用いて、ベースバ
ンド・データにマーク及びスペース間の移行が起こるこ
とにキャリヤを１８０゜位相シフトさせることにより、
ベースバンド・データて一般的にははるかに周波数の商
いキャリヤ信号を変調する。この変調キャリヤ信号を１
力線に結合し、行先へ伝播させる。

コヒーレント位相シフト・キーイング変調方式を利多月
する電力線通信装置は、１９８２年１月１９日（こジョ
ン−Ｒ，ボイキン（Ｊｏｈｎ　Ｒ，Ｂｏｙｋｉｎ）に発
行され、本通発明の譲受人に譲渡された米国特許第４，
３１Ｌ９６４号に記載されている。送信機において、所
定のデータ転送率を規定する同じビット・インターバル
またはデータシンボル時間で、バイポーラデータ・ビッ
トをキャリヤに位相コード化し、キャリヤ信号周波数と
一体的関係となるように、キャリヤ信号に同期させる。

」二重特許に開示されている受信改ては、方形波キャリ
ヤ信号か形成されるように変調キャリヤかハード・　リ
ミット（ｈａｒｄ　１１ｍ１ｔ）される。こうしてハー
ド・リミットされたキャリヤ信号の極性は、サンプリン
グ速度とキャリヤ周波数の比が整数とならないように設
定されたサンプリング・パルスレートて、かつ等間隔で
サンプリンクされる。このサンプリングにより、復調器
１１ガ形波キャリヤ周波数ゼロ交差の相対位置を検知す
ることができる。この情報は、一体向に発生される基阜
信号に対する入来キャリヤ信号の位相を求めるのに利用
される。次いで、この情報から復調器はキャリヤ信号の
位相が１８０°シフトスる時点を検知（７て、ベースバ
ンド・デジタル・データを再現する。

上記米国特許の復調器におけるサンプリング信号の周期
は、Ｎ及びＭを整数としてキャリヤ周波数のＮ±１／ｍ
サイクルに設定される。これにより、下記のように周波
数を低減された受信だｑ　Ｌ　、ｆ’ｃは本来のキャリ
ヤ周波数である。次いでベースバンド・データ・ビット
ごとの１象周波数サイクル数Ｋを求めることによりボー
レートＢが得られる。従って、Ｋサイクルのｆｌが１ベ
ースバンド・データ・ビット周期を構成する場合、ボー
レートは下記の通りである。

Ｋ（ｍｘｍ＋１） 例えはｍ・−８、Ｎ＝５、Ｋ　＝　４　ノＣＰＳＫ装Ｗ
　ニおいて、キャリヤ周波数ｆｃ＝　１２．５　ＫＨｚ
の場合、ボーレートＢ　＝　７６．２１９５となる。

ｉＬＮ　ＩＪｔ　ｉこ品いボーレートを得るためにはＮ
、ｍ及びＫの値かできるだけ小さくなければならなし）
。マイクロプロセッサに制御される装置の場合、各→ノ
ーンプル・パルスを発生させるためにはキャリヤ周波数
のＮ±’／ｍサイクルごとに割込みか必要であるから、
上記制約は制御マイクロプロセツサリ−の負担を大きく
する。キャリヤ周波数か１２．５　ＫＨｚの上記例では
２．４３９　ＫＨ２の割込みレートが要求される。

に記特許に記載されているようなＣＰＳＫデジタル復調
器の他の特性は、所期のキャリヤ周波数以外の川波数を
有する入来信号に対する感度である。復＾１シ１器が応
答するこのような別の周波数はエイリアス周波数と呼ば
れ、下記式における他の有効分母に対応して同し１象周
波数を形成−４−る周θに数である。

Ｃ ｆｊ−”　、、−、、、、、− ｍ’ｘＮ−計ま たｓしＮは定数。」−記載において 従って、エイリアス周波数ｆａは下記の値と、Ｎの値か
５以外の整数である場合の式％式％） に対するすべての解において現われる。

適当なフィルタ処理によりエイリアス周波数に対する感
度はある程１す゛まて軽減できるが、高ノイズ条件下で
は復調器の性能を低下させる結果となる。サンプリング
レートをｒ冒Ｊめること（こより、復調器の性能を高め
て冒ノイズ・レベルの存在下でも弱いキャリヤ信号の検
知を「１」能にすることができる。しかしサンプリング
レートを高めるとマイクロプロセッサ割込みレートも増
大し、たちまちマイクロプロセッサの計算能力の限界点
に達する。

本発明の主要目的は、ベースバンド・デジタル・データ
を回復するたｙ）の改良された方法、及びマイクロプロ
セッサの処理需要を増大させず、しかもエイリアス周波
数に対する感度が低いコヒー　レント位相シフト・キー
イング・デジタル復調器を提供することにある。

この目的にかんかみ、本発明は位相シフト・−Ｆ−イン
グ方式によりキャリヤ信号を変ｉ＋、ｓ　したベースバ
ンド・デジタル・データを回復する方法において、Ｎ２
６ひｍがゼロ以外の整数であるとして各バースト内のパ
ルス間インターバルか前記キャリヤ信４うの１／ｍザイ
クルに等しく、隣接バーストのパルス間インターバルが
前記キャリヤ信号０．）　Ｎ　−１−／１ｍ→ノーイク
ルに等しくなるようなバーストで一ザンブリンク・パル
スを発生し、各サンプル・パルスの時点にｎ″ｌＪ記キ
ャリヤ信号の極性を検知し、各−リーンプル・パルスの
時点に前記キャリヤ（５畳の極性を表わす極性サンプル
信号を発生［２、ｉ’＋ｉＪ記極例−１）−ンプル信号
を利用するこ古により、１）１１記キャリヤ信号の現在
の位相を表わすイ）”ｌ相用借りを発生し、前記極性サ
ンプル信号を利用することにより、曲目１キャリヤ信号
の公称位相を表わす位相基準信号を発生し、＋）ｉＪ記
位相角信号と前記位相基べ（信冒゛を比較することによ
り、前記キャリヤ信号に符す化されたベースバンド・デ
ジタル・データの論理状態を表わす位相差信号を発生す
るステップから成ることを特徴とする方法を提供するも
のである。

本発明はまた、上記方法に従って動作し、位相反転キー
イング変調方式によりデフタル・データζこより変調さ
れたキャリヤ信号のためのコヒーレント位相復調器にお
いて、ｉｊ’９→）−ンブリングレートで前記キャリヤ
信号の時々衰］１々の極性をザンブリンクする手段、的
記→ノーンプリング手段に接続し、前記キャリヤ信号の
公称位相を表わす位相基準信号を得る手段、前記」ノー
ンプリング手段に接続し、Ｍ記キャリヤ信弓の現在の位
相を表わす位相角信号を得る手段、及び前記位相基準信
号ｂ　＋ｉＪ紀位相角信号を比較することにより＋ｉｉ
ｊ記デジタル・データを回復する手段から成ることを特
徴古するコヒーレント位相復調器を提供する。

ＰＪ下、を会イ・」図面を参照し、実施例にもみついて
本発明を詳細に説明する。

こ５てはＩＦ弦θμキャリヤに符号化された２進−ｊ’
−タンンボル位相を検知するためのコヒーレント位相シ
フト・キーイング・デジタル変調器ｊ々こ２コヒ一レン
ト位相復ｇ（７，１方法を説明する。所定のデータ４ｂ
：送率を規定する同じポー・インターバルまたはデータ
シンボル時間で、位相祥月化データ・ビットを有するキ
ャリヤ周波数の方ＪＬ波信シじ列を発１１ユするため、
受信機においてキャリヤをバー　ド・リミットする。キ
ャリヤ信号周涯数と一体的関係になるよう（こボーレー
トを十−トリヤｌｉｉ”咄に同期させる。ハード・リミ
ットさ第１だキャリヤ信すの極性またはレベルを→〕−
ンプリンクするこ古により入来キャリヤ信号の同一（１
’ｌ　４＋１像イ１１冒を発生ずる。次いて１象信号の
位相を内：ｌ＜　ｓ牛）Ｊ：　／ｉＩ「−信冒と比較す
るこ吉によって論理１１カイ、１りを発生ずるが、この
信号の状態は変１ｉ１＋’、１」・ヤ’Ｊ　−”ｌ’　
（Ｍ’　”’４中に存在するベースバンド・データＱ）
論理状態を表わす。

→ノーンプリング・プロセスの特徴は隣接→ノンプル間
のタイムインターバルか必らずしも同しでないバースト
・モードで→ノンプルが行なわれること（こめる。各マ
イクロプロセソ→）−割込みにおいてＰ個の→ノンプル
から戚るバーストか取出され、各バーストの→ノーンプ
ルのインタ−ハ（こはキャリヤ周波数の１／ｍ→）−イ
クルに′専しい。次の割込みは先行割込みのＮ’−ｔｌ
り７／ｍリーイクル後に起こり、隣接バーストの連続す
る→ノーンプルはキャリヤ周波数のＮ　＋１／ｍザイク
ルに等しいインターバルで表イつれる。各ベースバンド
・データ・ピッｉ・ごとの像周波数ザイクルがＫ、各ベ
ースバンド・データ・ピッ）・・タイムことの割込み回
数かＪなら、 例えば、Ｋ　＝＝　４、ｍ・−８、Ｎ　−＝　５、Ｐ−
２ならは また、すべての１値に対して Ｎｉ−１０ 換言すれは、割込み間のインターバルはこの例の場合一
定であるが、本発明を応用するたｙ）にこのことは必要
条件ではない。割込みごとに２個のザンブルから成るバ
ーストが現われるようにずれは上記米国特許第４，３１
Ｌ９６４号に開示されている復調器と同じサンプリンタ
レートを維持し、はゾ同じ性能が得られる。しかし、割
込みレートは１／またり低下し、従ってそれだけ低い能
力のマイクロプロセッサを利用できる。

マイクロプロセッサの負担を軽減しなくてもよい場合、
負担をそのま＼にして上記例でＰ−４とし２、サンプリ
ングレートを倍加し、性能を高めることができる。この
第２例ではＪは第１即ち、４つの１価に対してはＮ１−
９、他のすべてのｉ値に対してはＮ１−＝　１０となる
。換言すると、第２例の場合、割込み間のインターバル
は一定ではないがそわでもサンプリング・プロセスから
キャリヤの忠実な像信号が得られるように関連つけられ
ている。この例ではノイズが平均されるサンプル／ビッ
ト数を増大することによって約２ｄｂの性能向−Ｌが得
られ、しかもマイクロプロセッ→ノーの計算負担を著し
く増大させることなくガウス・ノイズ中の・エイリアス
に対する感度を低下させることかできる。

図面、特に第１図には電力線キャリヤ人力１ろと、入力
１５を有し、本発明に従って構成されたコヒーレント位
相復調器１４との間に設置した受信機１２を含む通信端
末装置１０を示した。復調器１４に関して説明する萌に
、受信機１２によって処理される通信信号の特性及び位
相復調器１４について説明する。受信機１２は上記米国
特許第４，６１１，９６９号に記載されているものとは
Ｘ゛同様あるか、改良型の位相復調器１４を含む。

通信端末装置１０は電力線１８の少なくとも１本と交信
関係に設けられたカプラー１６に接続される。電力線は
通信端末装置１０を有する消費者施設に対して５０また
は６０Ｈｚの電力を供給するため′重力会社か使用する
ものである。カプラー１６は電力線１８を介しで伝送さ
れ、受信機１２によって受信される′電力線キャリヤ２
０に応答する。キャリヤ２０は位相復調器１４によって
回復されるデジタル・データにより位相変調されている
。

公知のように、′重力線通信装置によりキャリヤ２０の
伝送を行うと、キャリヤと６０Ｈｚ’ｇ力か組合わされ
るたけてなく、種々の妨害信号ノイズ及０・外部信号周
波数が含まれることになる。また、配電トランスや力率
補正コンデンサのような連携の配電装置により、配電線
１８へ問題のキャリヤ周波数における種々のかつランダ
ムな減衰及びインピータンス特性が導入される可能性か
ある。

位相復調器１４は、２進データの位相を変化させて！ｊ
ｉ　−のＩＦ弦主キャリヤ信号たは音とするコヒーレン
ト位相シフト・キーイング（ｅＰＳＫ）キャリヤ通信装
置において動作させるためのものである。弔１図に参照
番号２２で示すキャリヤ波＋（＜は電力線１８のキャリ
ヤ２０がはゾ理想的に回復された形であり、端末装置１
０によって受信されるデータ伝送を形成するバイポーラ
・ベースノマンド・データ・ビット・メソセージ・シン
ポルにより位相反転変調されている。各データ・ヒ゛ッ
トはキャリヤ周波数のゼロ（即ち公称）位相として、ま
たはキャリヤ周波数の１８００位相反転として符号化さ
れる。キャリヤの２Ｊ１１１りの位相状態を利用する位
相反転方式に関して説明を進めるか、本発明は４通りの
位相状態を利用する直角（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）　Ｃ
ＰＳＫ方式にもソ（７）他の位相状態を利用する方式に
も応用できる。同数のキャリヤ・サイクルを含んで所定
のデータ・ボーレートを規定する一定のベースノ飄ンド
・データ・ポー・インターバルが得られるようにデータ
・ビットをキャリヤ周波数に同期させる。ボーμ−１・
はキャリヤに同期させるが、データ・ホーレートもキャ
リヤ周波数も電力用ｌ皮数、その他の同期用波数または
本発明の復調器１４を動作させるための信号ソースと同
期しまたり、またζ４所定の調波または低調波関係を持
つ必・８・（。１ない。例えば、好ましいキャリヤ周波
数節回は約９〜１５ＫＨ２であり、こＳに１例として述
べるキャリヤ信号周波数は１２．５ＫＨｚである。

受信機１２及び位相復調器１４の一般的な動作目的は、
＝Ｉｔ力線１８のキャリヤ信号２０中のキャリヤ波形２
２の存在を検知し、位相基準に対するキャリヤ信ｉ５の
位相を求め、その各メツセージシンボルまたはデータ・
ビットの開始及び終了と同期させ、送信される各キャリ
ヤ・データ・ビット　のイ・リロ性または２進論理状態
を相関させることにある。これらの動作目的を果すため
、受信機１２は６０Ｈｚ電力の伝送に伴なう典型的なノ
イズ及び外ｊｌｌ≦要因によって発生する′電力線１８
のノイズの存在下でもキャリヤ２２の周波数を弁別でき
るように構成されている。先ず６０　Ｈｚ電力周波数を
リジエク１−シ、該当のキャリヤ周波数を通過させる１
−ノ；域フィルタ２４を設りる。信号調整装置２６が受
信信−をさらにフィルタし、調整し、増幅するこ古によ
り、符号化された２進位相変調データ情報を含むは一単
一周波数のキャリヤ波形２２を形成する。回路２６はギ
ヤリヤ周波数よりもや＼高い周波数をリジェクトする低
域フィルタと、スプリアス・ノイズ・パルスを除去する
ダイオード・クリッパとを含むのか薄通である。回路２
６はこのはか、好ましい実施例の場合には中心周波数が
１２．５　ＫＨｚのはゾ４００　Ｈｚの帯域幅を有する
帯域フィルタも含む。従って回路２６の出力は低ノイズ
の存在下に電力線１８に初ｙ）で導入されたのとはゾ同
じ正弦キャリヤである。ゼロ基準軸２７は正弦キャリヤ
波形２２の正負半ザイクルを規定する。

再構成されたキャリヤ波形２２がハード・リミット回路
２８に送られ、こ５でキャリヤ信号が約５ポル）　ＤＣ
と接地電位の間で増幅され、ハード・リミットされる。

ハード・リミットされた方形波キャリヤ信号ろ０か形成
され、復調器人力１５に供給される。信号６０の時々刻
々の高及び低状態はキャリヤ波形２２の正及び負→ノイ
クルに対応する。キャリヤ信号周波数、及び最初にキャ
リヤ位相特性を変調した位相反転キーイング・データ情
報のすへてか信号６０から検出される。

信号３０の４　ｍ　＋Ｅレベルと低電圧またはゼロ電圧
レヘルとの間の移行は正負の半サイクル間を通過するキ
ャリヤ正弦波形２２またはゼロ軸２７と交差する位相に
対応する。

４＜ｒ相復ａ器１４はハード・リミットされた信号６０
をキャリヤの所定の断片的部分またはセグメントにおい
て処理する。位相復調器１４の作用下に信号ろ０の（第
６図に示す）セグメントをサンプリンタすることにより
２進位相符号化像信号（Ｓｌ）を形成する。即ち、キャ
リヤ・セグメントはキャリヤから切取られた断片または
“チップ“部分と考えることができ、位相角特性を求め
るためこの１１１Ｓ分から位相の像またはレプリカを取
出して処理する。各キャリヤ・セグメントまたはチップ
か像信号の１サイクルを形成する。シヒーレント動作の
ための復調器同期化に際しては各キャリヤ・セグメント
の極性サンプルをキャリヤ信号２２のそのセグメントの
位相を表イっすベクトル信号の形で相対位相角に変換す
る。基準ベクトルも形成するか、このためには例えは上
記米国特許第４，３１１，９６４号に記載されている二
重周波数ベクトル法または１９８３年２月９日付米国特
許出願第４６５　、２３２号（Ｗ、Ｅ、５帆ろ６１）に
記載されているベクトル反転法を利用する。

位相検知器（こおける位相角信号と位相基準信号の比較
から得られる相関信号を合Ｊ１シ、比較し、処理するこ
とにより、キャリヤ同期化、データ・ビット同期化、及
びデータ・ビット極性のあいまい性の分析を行い、復調
器入力線６６において再構成２進データ信号ろ２を形成
する。信号６２の２進論理１及び０は送信キャリヤ情報
中に含まれるのと同じベースバンド・デフタル・データ
情報を表わす。データ信号６２は′重力線通信装置用の
選択可能な小数のアドレスフォーマソトヲ有する負荷管
理端末装置に関する１９７８年１２月１９日付米国特許
第４，１３０，８７４号に記載されているような機能の
１つまたは２つ以上を有する復′−ツ／制御論理回路に
供給される。

第２図には改良形位相復調器１４の機能プロツり・ダイ
ヤグラムを示］７たが、以下第６図に示した信号の処理
に関連してその動作を説明する。

弔３図のグラフＡは変調キャリヤ波形２２を形成するの
に利用される２進ベースパンドパデータ・メンセージ信
号６６の論（１１８状態を経時的に示すタイム・グラフ
である。各メツセージの頭には１１データ・ピッ１へか
ら成る（時点ＴｏとＴ２の間に示す）プリアンプルか含
まれ、このプリアンプルは交Ｉ−Ｖ″に現われる同明化
データ・ビットとしての合計９個のデータ・ビット０及
びデータ・ビット１と、これに続く離性指示データ・ビ
ットとしての２個の連続データ・ビット１とから成る。

時点′Ｆ２はプリアンプルの終り及び送信メツセーフ〉
の情報データ部分の開始を表わす。メソセー／の全長は
多くの場合４０〜２００データ・ビット長程１すである
。１欠１示しないが送信機においてベースバンド・デー
タ信号６６が発生し、公知キャリヤ周波数を位相反転キ
ーインク（変調）し−Ｃ（＼”Ｉ　ｔ４１　ｑ　小Ｈキ
ャリヤを形成するのに前記ベースバンド・データ信号ろ
６が利用される。

第６図のグラフＢは第１図及び第２のハード・リミット
・キャリヤ信号３０におりる時点Ｔｏ、Ｔ１間の１キヤ
リ・ヤ・データ・ビット・インターバルを拡大して示す
。それぞれ等しい長さの各キャリヤ・データ記号インタ
ーバルはベースバンド・データ・ビットの２進状態が先
ｔＪデータ・ビットの状態から変化する吉キャリヤ信号
の位相が反転する時点において終始する。プリアンプル
の初期部分は詳しくは後述するように位相検知器１４に
おける同期を確立するための交仔極性データ・ビットを
含む。各データ記号インターバル内に−に紀キャリヤ・
セグメントが４つ含まれ、それぞれ時点Ｔｏ　、　Ｔｏ
−１，ＴＯ−２、Ｔｏ−３及びＴ１で示しである。実際
には極性サンプリングか行なわれ、所定数の極性サンプ
ルが復調器１４内に記・はされた後、復調器１４によっ
てキャリヤ・セグメン１〜が形成される。データ記号イ
ンターバルは４キヤリヤ・セグメントに等しい。

第３図のグラフＣにはグラフＢの４セグメントの１つを
拡大して示しており、米国特許第４．３１１．９６４号
の公知位相復調器１４のサンプリング・パルスろ７によ
って形成される８つのサンプリング時点を含む。第５Ａ
図及び第５Ｂ図はグラフＣと同様のセグメントを示すか
、本発明の位相復調器１４によって形成されるサンプリ
ング時点を示す。

第ろ図のグラフＣから明らかなように、公知の位相復調
器において形成されるサンプリング・パルスは等間隔で
あり、各サンプル間のタイム・インターバルは一定であ
る。各サンプル・インターバルは一定の整数キャリヤ周
波数サイクル１−所定分数サイクルによって規定される
。上記公知後に１Ｍ器の場合、５１／８キャリヤ周波数
サイクルに相当するサンプリング・インターバルで１サ
イクルの４５°ごとに、またはキャリヤ信号の３６００
ことに、しかし２４３９　Ｈｚの低サンプリンクレート
でサンプリングを行なう。１ベースバンド・データ・ビ
ットに対してそれぞれが８サンプリング・パルスから成
る４キヤリヤ・セグメントの場合、各データ・ビットご
とに６２個の等間隔の公知サンプリング・パルスが存在
する。

キャリヤ周波、数が１２−５ＫＨｚなら、データ・ビッ
ト転送レートは毎秒７６．２ビツトとなる。規定のサン
プリング・レートでは、第６図グラフＢに示す各ベース
バンド・データ・ビット・インターバル中に１６４キャ
リヤ周波数ザイクルか、また各キャリヤ・セグメント中
に４１キャリヤ周波数ザイクルか含まれる。ハード・リ
ミタ］・されたキャリヤ信号ろ０の極性サンプルを利用
してキャリヤ波形２２のゼロ交差時点及び方、向を求め
、その位相角を限定することによりキャリヤを位相変調
したベースバンド・データ情報を得る。

実際のサンプリング・プロセスは各サンプリング・パル
スこきに方形波キャリヤ周波数信号６０の極性を求ｙ〕
るプロセスである。サンプリング・プロセスによって一
連の２進極性指示すンプル信号４ろ（第２図）が発生し
、論理１及び論理０のビットの流れによってそれぞれ正
及び負のキャリヤ極性か指示される。極性指示４ろは第
２図に２進位相符号化像信号Ｓ１記憶プロ・ンク４４と
して図示しである８ビット・セル記憶レジスタに順次記
憶される。８ビツト・サンプル信号４３ｆ！Ｔの記憶に
伴ない、１キヤリヤ・→ノーイクルの→ノーンプリング
を完了するたｙ）の１キヤリヤ・セグメントのザンブリ
ング甲に１個の２進位相符弓化信号か発生する。弔６図
グラフＣから明らか１．１ように、公知のサンプル・ノ
クルスはキャリヤ（１ｊ弓ろ０を有効に″横切り″、各
サンプリング・パルスは１／８ザイクル遅れのキャリヤ
波形に等間隔て現われる。４１キャリヤ周波数サイクル
後に、８個のサンプリング・パルスか８極性指示ヒツト
列ｂ７−ｂｏ　（第４図）を発生させ、これか８ビット
信号Ｓ↑として記憶され、キャリヤ族θし数θ友形に対
応するかこれよりもはるかに低周〆皮数の（家信け４８
の１→）−イクルを形成するのに利１１１される。

極慴指示ビットに、例えは→ノーンプル・ビ・ノド１］
１と一リンプル・ピッｌ−ｂ口との間の移行（即ち、ｌ
）−極１ノ１から負極性への移行）か起これば、キャリ
ヤ波形２２から得られた像信号４８か対応００４ノーン
プル・パルス時点間で上口交差しブこことを意味する。

即ち、２進位相符号化信号Ｓ１（よキーｔ、　ＩＪ　−
ｊ−・セグメントの一時的に固定された定常位湘１１象
である。従って、隣接する極性指示ヒ゛・ノトカ）（言
−号Ｓ１を構成するデータ・ワード（こおし）てゲｉ（
なる場合、これは（家信号の上口交差（即ち、信号イ函
＋！Ｉ′。

の変化）を意味する。

（Ｋ号Ｓｌ内のサンプル・ビ・ソト位置のそｔｔそね２
は復調装置内の２進レジスタの最−４ニイ）γヒ゛、７
ト（ＭＳＥ　）から最下位ビ・ット（ＬＳＢ）まで（こ
文寸Ｌ６．”＝する８進数によって示される。、、−１
）−ンブル・ヒ゛１゜ト位置ｂ７〜ｂＯはまた第６０図
に示すよう（こ各４・ヤリャ・セグメントのサンプル・
ノクルスイｌ♀号７〜０に対応する。信号Ｓ１の極性指
示ヒ′・ノドを」七較することにより七〇交差検知器４
６か隣接ヒ゛・ノドの正から負または負から正への移行
を検知し、この移行に連携するサンプリング・ノクルス
の８進カウ：／トを求めると共に、極性移行力’　ｒｌ
三であったか負であったか、即ち、論理Ｏ力）ら論理１
への移行か論理１から論理０への移行かを検知する。

次（こＳｉデータ・ワードの形成プＬｌセスを説明する
。第ろ０図から明らかなように、時点ＴＯ付近の→）−
ンプル・パルス７はこの時点においてキャリヤ信弓６０
か負であることを意味する。従って、極性→ノーンプリ
ング回路３８によって極性指示０か形成され、（家信号
Ｓ１記憶ブロック・レジスタ４４（第４図）のビャト位
ｔｔｂ７１こ記憶される。

同様に、第ろ０図の→ノーンプル・パルス６は→ノーン
プル・パルス７よりも５Ｖ８ザイクルまたは４５゜遅れ
た時点におけるギヤリヤ信号ろ０の極性をテストする。

サンプル・パルス乙の時点における・１・中リヤ信号６
０の極性も負である。従って、極性指示ヒツトはこＳで
も論理口であり、２進位相？で１弓化像信号Ｓルジスタ
４４のビット位置す乙に記憶される。サンプル・パルス
５の時点におけるキャリヤ信号６０の極性についても同
様であり、こＳても論理Ｏか第４図の信号Ｓルジスタ４
４のピノ１−位置ｂ５に記憶される。サンプル・パルス
５の波形から４５°遅れた波形に現われる次の→ノーン
プル・パルス４において、キャリヤ信号６０の極性は正
である。従って、サンプル・パルス４によって形成され
る極性指示ヒツトは論理１であり、第４図の２進化位相
符号化鍛信号Ｓｉレジスタ４４のピッ）・位置ｂ４に記
憶される。同様に以後のサンプル・パルスも極性指示ビ
ットを形成し、Ｓｉ信号レジスタ４４の対応ピッ］・位
置に記憶される。第４図から明らかなように、これらの
極性指示ビットからゼロ交差検知器４６か信号６０のゼ
ロ交差相対位置を求めることにより、キャリヤ信号３０
の位相を正確に表イつず方形波１象信号４８を再構成す
るこ土ができる。第４図に示す信号４８はサンプリング
・プロセスにより、１２．５ＫＨ２方形波キャリヤ信号
から得られる→ノイクルが２４３９ｆ（ｚの像信号の一
部である。

米国特許第４，３１１，９６４号に詳細に記載されてい
るように、上述のように得られるセロ交差情報から求め
られる（キャリヤ信りろと同し）像信号４８の位相を利
用するこ、Ｌにより、ベク）・ルブこ生器６０か二重周
波数ベクトルを形成し、これをいくつかのキャリヤ・セ
グメントの時間に区って中物（２、除算してキャリヤ信
号ろ０の公称位相を表わす位相Ｊｉｊ；準ベクトルを形
Ｉ戊する。第２１・ＫｌＱ）ヘクトル発／１．器６０は
キャリヤ信号６０の各セグメントの（ｉｔ相を表わす位
相角ベクトルをも形ｌｊ、１９する。この２つのベクト
ルを第２図の位相検知器／６で比較することにより位相
検知器７６の出カフ７において相関信Ｗ　Ｍを形成する
。信号Ｍをデータ・ビット同１υｊ回路８０で処理する
ことによりキャリヤ信号３０を＝＆　虚したベースバン
ド・データ・ヒツトの開始及び終結を検知する。正しい
同期化か１卒１戎されれは、信号Ｍは大きい正のイ的ま
たは人きい負の値を取る。Ｍか大きい正の仙を取れは、
位相角ベクトルか位相基準ベクトルの位相に極めて近い
ことを意味し、Ｍか大きイ［′Ｊ０）（ｌｌ′ｌをｙ　
ｔＬは、位相角ベクトルか位相基準ベクトルの位置から
はゾ１８０°の差にあることを位置する〇 データ・ヒツト同１０１回路８０の出力はベースバンド
・データ１を表わすのかキャリヤ３０の公称位相なのか
１８０移相した反転位相なのかを弁別するデータ・ビッ
ト７９号相関器８２に供給さ才］る。

次いでデータ出力回路８４かこの情報を処理すること（
こより、送信機によって最初にキャリヤ信号６０を変調
したベースバンド・デジタル・データの忠実な表現６２
を形成する。このデータが端末装置１０のメツセージ復
号／制御回路に送られ、ベースバンド・データ中に表現
されている所期の制御作用が行なわれる。

に記公知復調器は上記米国特許第４，３１１，９６４冠
に詳述されているマイクロプロセンサ・システム（こ組
込まれるものであり、モトローラ・セミコンタクタ・プ
ロダクツ・インコーポレーションから　市販されている
６８００シリーズ・マイクロコンビ。

−夕を内蔵する。サンプリンク・パルス６７ハ発振回路
から発生し、マイクロコンビーータのデータ入出力ボー
トを介して選択的に中央処理装置のマスク不可割込みＮ
ＭＩ人力に供給される。

即ち、各サンプリンク・パルスは極側、ザンブリング動
作を正しく実行するため、それぞれ個別に割込りを必要
とする。公知のようにマイクロコンビ、−夕での割込み
倍電処理（こけシ）＜つ力）の″ハウスキーピング″ま
たはｔ−ノ１゛−へ、ノド命令を実行し２なけれはなら
なｌ、Ｎｏ　→ナンブ１ノンク゛レートを簡めることに
より復調器の性能を高ｙ）ようとずれは、たちまぢ各→
ノーンプリンク・ノ々ルスと辿携する割込み信号の処理
かマイクロプロセンサの最大処理能力によって制限され
る点（こ達する。

Ａ　ｊｄ　ｔｌＪＪの復調器もマイクロコンビ・ノサを
組込んだ装置Ｈに採）１」するのか好ましい。また、Ｌ
及びＩＴＩか整数であり、好ましくはキャリヤ周波数の
１．渚−リイクルかマイクロプロセンサ・クロ・ンクの
１１′、１１１′ｌな倍数となるようにｍを設定した場
合、サンプルかキャリヤ周波数のＬ＋１／／ｉ１１サイ
クルに相当するインターバルで順次現われるような極・
ｒ／Ｉリンプリンタカ法か採用される。この’／ｍサイ
クルに１まだマイクロプロセノ→ノーの命令時間トもは
＼一致する。た＼し、連続するパルス間のインターバル
は必らずしも一定である必要はなく、連続するサンプル
・パルス間でＬ値に変化があってもよい。サンプル・パ
ルスは２個サンプルのバーストで発生し、／Ｎ−スト内
の→ノーンプル・パルス間インターバルは１／ｍ　（Ｊ
イクルである。（負呂すると、同一〕飄−スト内の→ノ
゛ンブル・パルスζこついてはＬ＝Ｏてあす、異ナルツ
マースト番こ属して互いに隣接する。ｓｏルスについて
はＬは整数Ｎとなる。

パーストことの割込みは１回たりてよいから、割込みイ
ンク−ハルはキャリヤ周波数のＮｉ−１−２７ｍサイク
ル（こ等しく、各ベースバンド・データ・ビット・タイ
ムことに５回の割込みか行なわれる場合、 １−ま たＸし に一１４ベースバンド・データ・ピノ）・ことの像信号
勺イクル数： ｍ−キャリヤ信号彼形の６６０°をカッ・−ｔ、、　−
ｉ（１像信号サイクルを構成するのに必要なサンプル・
パルス数： Ｎ−割込み間キャリヤ信号サイクル数（整数）二Ｐ−各
ハーストのサンプル数。

これは５回の割込みにおけるキャリヤ周波数合計ザイク
ルか各ベースバンド・データ・ビット・インターバルの
キャリヤ・サイクル数に等しいことを意味している。

好ましい実施例ではに＝４、ｍ＝８、Ｎ＝５、Ｐ＝２で
あり、サンプル・パルスは第５Ａ図に１６゜従って、ｉ
の値に関係なくＮ１＝１０となる。

？−０）　コとは第６０図と同様にサンプル・パルス７
〜０に従属する信号列ろ０を示す第５Ａ図から明らかで
ある。しかし、第５Ａ図の８個のサンフル・パルスはそ
れぞれ２個のパルスかう成る４バーストで現イつれ、各
バーストは対応の割込み■ｏ〜■３（こよって開始され
る。各バースト内の一リーンプル・パルス、例えはサン
プル・パルス７及び６はＶ８キャリヤ周波数サイクルた
け間隔を保っている。隣接バーストに属して連続するサ
ンプル、例えはサンプル・パルス６及ヒ５は１０　’Ａ
キャリヤ周波数サイクルだけ間隔を保つ。信号３０の波
形におけるサンプル−パルス７〜０の相対位置は第５Ａ
図の部分を拡大して示す第５Ｂ図でさら−に明らかにな
るであろう。

換言すると、各側込みによって２個のサンプル・パルス
が形成される。この結果、サンプリングレートは同じだ
“がサンプリング・パルス間隔を一定とした上記米国特
許に記載の公知復調器に比較してマイクロプロセッサの
割込みレートが１／またけ小さくなる。従って、上記実
施例は処理能力が比較的低い低速、低コストのマイクロ
プロセッサの使用を可能にする。伝送線に現われるノイ
ズの種類及び程度によってはこの実施例の性能は上記特
許の公知復調器と同じかまたはこれにまさる。

以上に述べた復調器の種々の機能はモトローラ社から市
販されている６８０６マイクロプロセツサにおいて利用
されている。６８０３マイクロブロセソ→）−のクロッ
ク周波数はｉＭＨ２である。ｍ−８、キャリヤ周波数−
１２，５ＫＨｚなら、１／８キヤリヤ周波数サイクルは
１０μＳｅｃ　＋こ等しく、これはマイクロプロセッサ
・クロ・ツクの１　／１ｓｅｃ　周ＸＪＩのちょうど１
０倍に相当する。６８０６マイクロプロセソ→ノの命令
タイムは２〜１０μｓｅｃである力）ら、１／ｍキャリ
ヤ周波数サイクル（即ち、サンプル・パルス間インター
バル）は命令タイムとＣヨソ同じである。このことは同
一／く−ス′ト内の連続→ｔシンプル間タイミングかマ
イクロブロセ・ンサ番こおける連続命令によって与えら
れる場合（こ重要である。命令タイムか長けれはサンプ
ル・／＜−ストに対するマイクロプロセ・ンサ制御力Ｓ
不り］能となる。命令タイムか短かし１と→１ンプＩＪ
ンク゛・ルーチンに不要な命令か加わり、割込み率をイ
氏くすることによつＣマイクロプロセ・ノサの負担を軽
くするという利点か失われる。

Ｐ−４という点を除いて上記構成と同じ構成でマイクロ
プロセッサ負担はそのま＼で高性能のデジタル復調器が
得られる。即ち、→ノーンプリングレートを増加するこ
とによって性能を高ｙ）、しかも割込みレートは変らな
い。この場合もＪｘｍ は−−−−−−１６に等しいがＮ１は変動する。４番目
のｉ値ことにＮ１＝９、その他の１．値に対して（よＮ
１＝１０となる。換言すると、いくつかの、＜−ストに
関してはあるバーストの最終サンプル・、ａルスと次の
バーストの最初のサンプル・）１９ルスとの間に９１／
８キヤリヤ周波数サイクルの間隔力Ｓあるのに対して、
その他のバーストに関して（ま隣接バーストのサンプル
間に１０　／ｓキャＩＪヤ周ｌ皮数サイクルの間隔かあ
る。従って、マイクロプロセッサの計算負担を増大させ
るこ吉なく性能が約２ｄＢたけ改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のコヒーレント位相復調器を含む」ｍ信
端末装置のプロ・ツク・ダイヤグラム：第２図は第１図
に示した復調器のプロ・ツク・ダイヤグラム：第６図は
ベース、ｚＨンド・データ信号及び公知のサンプリング
方式を示すグラフＡ。 Ｂ及びＣ：第４図は位相変調キャリヤ信号の→Ｊ−ンプ
リンクによって得られる極性サンプル・ビットからの２
進位相符号化１象信号構成を示すグラフ：　第５　Ａ図
は本発明に採用されるサンプリング方式を示す第３Ｃ図
と同様のグラフ：第５Ｂ図は’ＡＳＡ図の一部を拡大し
て示すグラフである。 １４・・位相復調器、６０・・・入来キャリヤ信号、６
７−・・バースト、６８・・・極性サンプリング、２９
・・・マイクロプロセッサ、４６・・極性サンプル、４
６・・・ゼロ交差、６０・・ベクトル発生器、７６・・
・位相検知器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　位相シフト・キーイング方式によりキャリヤ信け
   を変調したベースバンド・デジタル・データを回復する
   方法において、 Ｎ及びｍかゼロ以外の整数であるとして各／＜−スト内
   のパルス間インターバルか前記キャリヤ信号の’／ｍ→
   ノイクルに等しく、隣接ノぐ−ストのパルス間インクー
   ハルが前記キャリヤ信号周波数のＮ　−ｉ−’／ｍ→ノ
   イクルに等しくなるようなツマ−ストてザンプリング・
   パルスを発生し：各すンプル・パルスの時点に前記キャ
   リヤ信号の極性を検知し： 各サンプル・パルスの時点に前記キャリヤ信号の極性を
   表イー）ず極性サンプル信号を発生し：＋１ｉｉ記極性
   サンプル信号を利用することにより１１ｆＩ記キャリヤ
   信吋の現在の位相を表わす位相角信弓（８ｊ）を形！戊
   し： 前記極性サンプル信号を利用することにより前記キャリ
   ヤ信号の公称位相を表わす位相基準信号を形成し： 前記位相角信号と前記位相基準信号を比較することによ
   り前記キャリヤ信号１冒こ符号化されたベースバンド・
   テ゛／タル・データの論辺ｌイ大態を表わす位相差信号
   （Ｍ）を発生する ステップから成ることを特徴とする位相シフト・キーイ
   ング方式によりキャリヤ信号を変調したベースバンド・
   デジタル・データを回復する方法。 ２、特許請求の範囲第１項に記載したＮが一定のま−で
   はないことを特徴とする方法。 ６、　位相反転キーイング変調方式によりデジタル・デ
   ータにより変調されたキャリヤ信号のためのコヒーレン
   ト位相復調器において、”Ｊ　ｆ→ノーンプリンクレー
   トて前記キャリヤ信号の時々刻々の極性をザンブリンク
   する手段：前記サンプリンク手段に接続し、前記キャリ
   ヤ信号の公称位相を表わず位相基糸信号（Ｓｉ）を得る
   手段： 前記サンプリング手段に接続し、前記キャリヤ信号の現
   在の位相を表わす位相角信号を得る手段：及び 前記位相基準信号と前記位相角信号を比較することによ
   りｒ）１記デジタル・データを回復する手段から成るこ
   とを特徴とするコヒーレント位相復調器。 ４、　特許請求の範囲第ろ項に記載の復調器において、
   ト１１■記比較手段が前記位相角信号と前記位相基準信
   号との間の２つの位相差のいずれか１つを検知すること
   を特徴とする復調器。 ５、　特許請求の範囲第３項または第４項に記載の復調
   器において、前記サンプリング手段が割込み能力を有す
   るマイクロプロセッサであることを特徴とする復調器。 ６、　特許請求の範囲′第５項に記載の復調器において
   、＋ＪｉＪ記サンプリング手段がサンプリング・パルス
   ・バーストを発生し、各バーストにおけるサンプリング
   ・パルスのすべてが前記マイクロプロセッサに対する１
   回の割込みによって開始されることを特徴とする復調器
   。 乙　特許請求の範囲第５項または第６項に記載の復調器
   において、前記マイクロプロセ・ンサを基本クロック周
   波数で動作させ、前記キャリヤ信号の１／／Ｉ１１サイ
   クルが前記基本クロ・ンク周波数周期の正確な倍数とな
   るようにｍを設定することを特徴とする復調器。 ８、位相シフト・キーイング・キャリヤ信号に変調す゛
   したベースバンド・デジタル・データを回復する復調器
   において、 サンプリング・パルスを形成する手段：各サンプリング
   ・パルスの時点にキャリヤ信号の極性を表わす極性サン
   プル・ビットを発生する手段： 前記極性サンプル・ビットを分析することにより、前記
   キャリヤ信号の公称位相を表わす位相基準信号（Ｓｉ）
   を形成する手段： 前記極性サンプル・ビットを分析することにより前記キ
   ャリヤ信号の現在の位相を表わす位相角信号を形成する
   手段： 前記位相基準信号とＭｉｌ記位相角信号を比較し、その
   差に応してベースバンド・デジタル・データの論理状態
   を再現する手段：及び 前記パルス発生手段がサンプリング・パルス−バースト
   を発生し、各バースト内のサンプル・パルスか前記キャ
   リヤ信号の１／ｍに等しいインターバルだけ離れ、各バ
   ーストの第１サンプリング・パルスが先行バーストの最
   終サンプリング・パルスから前記キャリヤ信号のＮ　＋
   　’／ｍ　”ｊ−イクルに等しいインターバルだけ離れ
   ていること（た＼゛し、Ｎ及びｍはゼロ以外の整数）か
   ら成ることを特徴とする復調器。