JPS6139117A - 電圧−電流変換装置 - Google Patents
電圧−電流変換装置Info
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- JPS6139117A JPS6139117A JP16057384A JP16057384A JPS6139117A JP S6139117 A JPS6139117 A JP S6139117A JP 16057384 A JP16057384 A JP 16057384A JP 16057384 A JP16057384 A JP 16057384A JP S6139117 A JPS6139117 A JP S6139117A
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- Japan
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- current
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- output
- circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、例えば電流入力形操作パルプを駆動するため
の調節計出力回路やテレメータシステムの電流信号伝送
のための出力回路等に利用する電圧−電流変換装置の改
良に関する。
の調節計出力回路やテレメータシステムの電流信号伝送
のための出力回路等に利用する電圧−電流変換装置の改
良に関する。
この種の電圧−電流変換装置は、プロセスライン等の操
作パルプに所要の電流を４えるために一プロセス計装用
調節計の出力系に利用され、一般に第３図に示す構成の
ものが多く使用されている。即ち、この装置は、高入力
インピーダンスに設定するために前段側にバッファアン
プ１を設け、かつこのアンプ１の出力端に抵抗２゜３よ
シなる抵抗分圧回路およびオペアンプ４が接続され、こ
れらの抵抗分圧回路などで入力電圧信号ＶＩＮに比例し
た電圧信号と分圧電圧信号との差電圧を求めた後、ツェ
ナダイオード５を介してダーリントン接続された電流変
換用トランジスタ回路６に供給し、抵抗Ｒｆおよび電流
変換用トランジスタ回路６によって所要の電流信号に変
換して吐出すことにょシ、負荷７である例えば操作パル
プの開度を制御している。
作パルプに所要の電流を４えるために一プロセス計装用
調節計の出力系に利用され、一般に第３図に示す構成の
ものが多く使用されている。即ち、この装置は、高入力
インピーダンスに設定するために前段側にバッファアン
プ１を設け、かつこのアンプ１の出力端に抵抗２゜３よ
シなる抵抗分圧回路およびオペアンプ４が接続され、こ
れらの抵抗分圧回路などで入力電圧信号ＶＩＮに比例し
た電圧信号と分圧電圧信号との差電圧を求めた後、ツェ
ナダイオード５を介してダーリントン接続された電流変
換用トランジスタ回路６に供給し、抵抗Ｒｆおよび電流
変換用トランジスタ回路６によって所要の電流信号に変
換して吐出すことにょシ、負荷７である例えば操作パル
プの開度を制御している。
ところで、以上のような装置においては、前段側のバッ
ファアンプ１として単一電源駆動形のオペアンプを使用
することが可能であるが、入力電圧信号ＷＩＮがＯＶ（
出力電流がＯｍＡ）のとき、バッファアンプ１の出力電
圧はＯＶにならない◎その理由は電源＋ＶＤＤから抵抗
Ｊ＊Ｒ１を介してバッファアンプ１の出力端に電流ｉが
流れ込むことにょシ、バッファアンプ１の出方端が持ち
上るためである。従って、この場合、電流変換用トラン
ジスタ回路６の出方端からは入力電圧信号Ｖｌ）ｉがＯ
Ｖになっているにも拘らず、アンｆ１出力端の持ち上夛
電圧に相当する電流が流れてしまう。
ファアンプ１として単一電源駆動形のオペアンプを使用
することが可能であるが、入力電圧信号ＷＩＮがＯＶ（
出力電流がＯｍＡ）のとき、バッファアンプ１の出力電
圧はＯＶにならない◎その理由は電源＋ＶＤＤから抵抗
Ｊ＊Ｒ１を介してバッファアンプ１の出力端に電流ｉが
流れ込むことにょシ、バッファアンプ１の出方端が持ち
上るためである。従って、この場合、電流変換用トラン
ジスタ回路６の出方端からは入力電圧信号Ｖｌ）ｉがＯ
Ｖになっているにも拘らず、アンｆ１出力端の持ち上夛
電圧に相当する電流が流れてしまう。
そこで、上記不具合を回避するために、前段側バッファ
アンプ１としては正、負電源駆動形Ｏ＊ （７７７’が
使用され、Ｄｃ−Ｄｃコンバータ８よシ正電源＋Ｖおよ
び負電源−■の供給を受けて動作するようになっている
。図中、Ｒ２゜Ｒ３は抵抗である。
アンプ１としては正、負電源駆動形Ｏ＊ （７７７’が
使用され、Ｄｃ−Ｄｃコンバータ８よシ正電源＋Ｖおよ
び負電源−■の供給を受けて動作するようになっている
。図中、Ｒ２゜Ｒ３は抵抗である。
しかし、以上のような正、負電源駆動形のバッファアン
プ１を使用した場合、複数電源でしかも正、負電源とし
なければならないので、電源自体が複雑な構成となシ、
装置の一コストアップおよび装置全体の大型化は避けら
れない。
プ１を使用した場合、複数電源でしかも正、負電源とし
なければならないので、電源自体が複雑な構成となシ、
装置の一コストアップおよび装置全体の大型化は避けら
れない。
本発明は上記欠点を除去するためになされたもので、前
段側に単一電源駆動形の入力回路部を用いた場合でも入
力電圧信号に比例した信号を確実に出力でき、よって電
源の簡素化、装置のコスト低減化およびコンノ臂りト化
を図９得る電圧−電流変換装置を提供することにある。
段側に単一電源駆動形の入力回路部を用いた場合でも入
力電圧信号に比例した信号を確実に出力でき、よって電
源の簡素化、装置のコスト低減化およびコンノ臂りト化
を図９得る電圧−電流変換装置を提供することにある。
本発明は、単一電源駆動形の入力回路部の出力端に電圧
−電流変換部を設けて入力電圧信号に比例した電流信号
に変換するとともに、前記電圧−電流変換部の一部に検
出素子を設け、この検出素子に流れる検出電流によって
生じる降下電圧をインピーダンス変換して差動増幅回路
で取９出すことによシ、との差動増幅回路から前記入力
電圧信号に等しい電圧信号を得て前記入力回路部へフィ
ードバックし、よって各回路を総て電流吐出し形構成に
して入力電圧信号に比例した電流を出力する電圧−電流
変換装置であ名。
−電流変換部を設けて入力電圧信号に比例した電流信号
に変換するとともに、前記電圧−電流変換部の一部に検
出素子を設け、この検出素子に流れる検出電流によって
生じる降下電圧をインピーダンス変換して差動増幅回路
で取９出すことによシ、との差動増幅回路から前記入力
電圧信号に等しい電圧信号を得て前記入力回路部へフィ
ードバックし、よって各回路を総て電流吐出し形構成に
して入力電圧信号に比例した電流を出力する電圧−電流
変換装置であ名。
以下、本発明装置の一実施例について第１図を参照して
説明する。即ち、この装置は、入力電圧信号ＷＩＮに比
例した電圧信号を出力する入力回路部１０、この入力回
路部１０の出力電圧を電流信号に変換する電圧−電流変
換部２０、インピーダンス変換回路３０および差動増幅
回路４０とで構成され、前記電圧−電流変換部２０によ
り変換された電流信号は負荷５０に供給されるようにな
っている。
説明する。即ち、この装置は、入力電圧信号ＷＩＮに比
例した電圧信号を出力する入力回路部１０、この入力回
路部１０の出力電圧を電流信号に変換する電圧−電流変
換部２０、インピーダンス変換回路３０および差動増幅
回路４０とで構成され、前記電圧−電流変換部２０によ
り変換された電流信号は負荷５０に供給されるようにな
っている。
前記入力回路部１０は、単一電源駆動形のオペアンプ１
１を有し、このアンプ１１の非反転入力端と零？ルトの
帰線間に入力電圧信号ＶＩＮが入力され、さらにこのオ
ペアン７’ｌｌの反転入力端には前記差動増幅回路４０
の出力電圧がフィードバックされ、これによシアン７６
１ノの非反転および反転入力端にほぼ等しい電圧が入力
されて高入力インピーダンスに設定されるようになって
いる。さらに、オペアンプ１１の出力端と反転入力端の
間には発振防止用コンデンサ１２が介挿されている。
１を有し、このアンプ１１の非反転入力端と零？ルトの
帰線間に入力電圧信号ＶＩＮが入力され、さらにこのオ
ペアン７’ｌｌの反転入力端には前記差動増幅回路４０
の出力電圧がフィードバックされ、これによシアン７６
１ノの非反転および反転入力端にほぼ等しい電圧が入力
されて高入力インピーダンスに設定されるようになって
いる。さらに、オペアンプ１１の出力端と反転入力端の
間には発振防止用コンデンサ１２が介挿されている。
前記電圧−電流変換部２０は、電流ブースタ用トランジ
スタ２１およびこの電流ブースタ用トランジスタ２１に
よって変換された電流信号を検出する例えば抵抗などの
検出素子２２を備えている。具体的には、オペアンプ１
１の出力端にブースタ用トランジスタ２２のペースが接
続され、このトランジスタｚ７のコレクタ側は単一電源
ＶＤＤに接続され、エミッタ側には抵抗等の検出素子２
２が接続されている。
スタ２１およびこの電流ブースタ用トランジスタ２１に
よって変換された電流信号を検出する例えば抵抗などの
検出素子２２を備えている。具体的には、オペアンプ１
１の出力端にブースタ用トランジスタ２２のペースが接
続され、このトランジスタｚ７のコレクタ側は単一電源
ＶＤＤに接続され、エミッタ側には抵抗等の検出素子２
２が接続されている。
インピーダンス変換回路３０は、２つのノ々ツファアン
プ３１．３２を有し、検出素子２２に流れる電流信号に
よって生じる降下電圧を各ノ々ッファアンゾ３１．３２
の非反転入力端で受けてインピーダンス変換して出力す
る機能をもっている。
プ３１．３２を有し、検出素子２２に流れる電流信号に
よって生じる降下電圧を各ノ々ッファアンゾ３１．３２
の非反転入力端で受けてインピーダンス変換して出力す
る機能をもっている。
前記差動増幅回路４０は、各ノ々ソファアンプ３１．３
２からインピーダンス変換されて出力された電圧信号を
受けて検出素子２２″の降下電圧信号と等しい電圧信号
を取シ出す差動形のオペアンプ４１を有し、このオペア
ンプ４１の出力はフィードバック電圧として前記オペア
ンプ１１の反転入力端に供給されるようになっている。
２からインピーダンス変換されて出力された電圧信号を
受けて検出素子２２″の降下電圧信号と等しい電圧信号
を取シ出す差動形のオペアンプ４１を有し、このオペア
ンプ４１の出力はフィードバック電圧として前記オペア
ンプ１１の反転入力端に供給されるようになっている。
従って、オペアンプ１１へのフィードバックにより、前
記検出素子２２には入力電圧信号ＶＩＮに等しい電圧が
現われ、さらに各オペアンｆ１１．３１．３２．４１は
総て電流を吐出す構成としている。
記検出素子２２には入力電圧信号ＶＩＮに等しい電圧が
現われ、さらに各オペアンｆ１１．３１．３２．４１は
総て電流を吐出す構成としている。
次に、以上のように構成された装置の作用を説明する。
入力端５１．５２間に交流の入力電圧信号ＶＩＮを印加
すると、入力回路部１０のオペアンプ１１はその入力電
圧信号Ｖ Ｉ Ｎを非反転入力端で受けて該入力電圧信
号ＶＩＮに等しい電圧信号に変換して出力し、後続の電
流ブースタ用トランジスタ２１のペースへ供給する。従
って、電流ブースタ用トランジスタ２１は導通し、ここ
で入力電圧に比例した電流信号に変換され、検出素子２
２を経て負荷５０へ供給される。この結果、検出素子２
２を経て電流が負、荷５０へ流れることにより、検出素
子２２に電圧降下が生じる。この降下電圧即ち、検出素
子２２０入出力電圧は各オペアン７″３１．３２の非反
転入力端側へ入力され、ここでインピーダンス変換され
て各オペアンプ出力が差動形オペアンプ４１の非反転入
力端および反転入力端に供給され、帰線を基準としてオ
ペアンプ４ノの出力端から検出素子２２の降下電圧に等
しい電圧が取シ出される。そして、オペアンプ４１の出
力はフィードバック電圧として前記オー≧アンプ１１の
反転入力端に供給される。この結果、検出素子２２とし
て適宜の抵抗を選択すれば、オペアンプ４ノに対するフ
ィードバックの原理により検出素子２２では入力電圧信
号ＶＩＮに等しい電圧を検出でき、これがフィードバッ
ク電圧として入力回路部１０に加えられるので、前段側
入力回路部１０は高入力インピーダンスに設定され、入
力回路部１０の出力の安定化が確保され１ひいては負荷
５０に左右されない安定した電流を検出素子２２へ流す
ことができる。しかも、オペアンプ１ノの出力端と反転
入力端間に発振防止用コンデンサ１２が介挿されている
ので、このコンデンサ１２によってフィードバラクルー
ジの位相補償がなされて発振を引き起すことなく安定に
フィードバックすることができる。
すると、入力回路部１０のオペアンプ１１はその入力電
圧信号Ｖ Ｉ Ｎを非反転入力端で受けて該入力電圧信
号ＶＩＮに等しい電圧信号に変換して出力し、後続の電
流ブースタ用トランジスタ２１のペースへ供給する。従
って、電流ブースタ用トランジスタ２１は導通し、ここ
で入力電圧に比例した電流信号に変換され、検出素子２
２を経て負荷５０へ供給される。この結果、検出素子２
２を経て電流が負、荷５０へ流れることにより、検出素
子２２に電圧降下が生じる。この降下電圧即ち、検出素
子２２０入出力電圧は各オペアン７″３１．３２の非反
転入力端側へ入力され、ここでインピーダンス変換され
て各オペアンプ出力が差動形オペアンプ４１の非反転入
力端および反転入力端に供給され、帰線を基準としてオ
ペアンプ４ノの出力端から検出素子２２の降下電圧に等
しい電圧が取シ出される。そして、オペアンプ４１の出
力はフィードバック電圧として前記オー≧アンプ１１の
反転入力端に供給される。この結果、検出素子２２とし
て適宜の抵抗を選択すれば、オペアンプ４ノに対するフ
ィードバックの原理により検出素子２２では入力電圧信
号ＶＩＮに等しい電圧を検出でき、これがフィードバッ
ク電圧として入力回路部１０に加えられるので、前段側
入力回路部１０は高入力インピーダンスに設定され、入
力回路部１０の出力の安定化が確保され１ひいては負荷
５０に左右されない安定した電流を検出素子２２へ流す
ことができる。しかも、オペアンプ１ノの出力端と反転
入力端間に発振防止用コンデンサ１２が介挿されている
ので、このコンデンサ１２によってフィードバラクルー
ジの位相補償がなされて発振を引き起すことなく安定に
フィードバックすることができる。
また、各オペアンプ１１．３１．３２．４１の出力は総
て電流吐出し構成となっているので、入力回路部１０へ
の入力電圧信号ＶＩＮがＱＶであっても各オペアンプ特
にアンプ１１の出力側には一流が流れ込むようなことは
なく、よって入力回路部１０は入力電圧信号Ｏｖより確
実に動作してＯＶを出力できるものである。
て電流吐出し構成となっているので、入力回路部１０へ
の入力電圧信号ＶＩＮがＱＶであっても各オペアンプ特
にアンプ１１の出力側には一流が流れ込むようなことは
なく、よって入力回路部１０は入力電圧信号Ｏｖより確
実に動作してＯＶを出力できるものである。
なお、上記実施例では、負荷５０としてグランド計装の
操作端である操作パルプについて述べたが、電流駆動形
のものであれば何でも適用できる。また、第２図に示す
ように、バッファアンプ３１．３２の代シに検出素子２
２の入出力端とオペアンプ４１の非反転および反転入力
端の間に十分大きな抵抗値を有するインピーダンス素子
Ｒ１１，ｎｉｌを設けてもよい。この場合、インぎ−ダ
ンス素子Ｒ１１，Ｒ１１に流れる電流を無視できる。従
って、かかる構成にすれば、第１図のものよシ安価に実
現できる。
操作端である操作パルプについて述べたが、電流駆動形
のものであれば何でも適用できる。また、第２図に示す
ように、バッファアンプ３１．３２の代シに検出素子２
２の入出力端とオペアンプ４１の非反転および反転入力
端の間に十分大きな抵抗値を有するインピーダンス素子
Ｒ１１，ｎｉｌを設けてもよい。この場合、インぎ−ダ
ンス素子Ｒ１１，Ｒ１１に流れる電流を無視できる。従
って、かかる構成にすれば、第１図のものよシ安価に実
現できる。
また、トランジスタ２１は他の半導体素子に置換できる
ことは言うまでもない。その他、本発明はその要旨を逸
脱しない範囲で種々変形して実施できる。
ことは言うまでもない。その他、本発明はその要旨を逸
脱しない範囲で種々変形して実施できる。
以上詳述したように本発明によれば、回路構成全体を電
流吐出形としたので、入力回路部に電流が流れ込むよう
なことがなく、従りて、入力回路部を単一電源駆動形と
して入力電圧信号零より直線的に電流変換せられた正確
な電流信号を出力できる。また、単一電源を用いて装置
を駆動できるため、電源の簡素化が図れ、装置のコスト
低減化にも寄与する。また、単一電源とすることで総て
の回路をモジュール化でき、かつ複数のオペアンプをノ
１イブリッド化してコンパクト化し得る電圧−電流変換
装置を提供できる。
流吐出形としたので、入力回路部に電流が流れ込むよう
なことがなく、従りて、入力回路部を単一電源駆動形と
して入力電圧信号零より直線的に電流変換せられた正確
な電流信号を出力できる。また、単一電源を用いて装置
を駆動できるため、電源の簡素化が図れ、装置のコスト
低減化にも寄与する。また、単一電源とすることで総て
の回路をモジュール化でき、かつ複数のオペアンプをノ
１イブリッド化してコンパクト化し得る電圧−電流変換
装置を提供できる。
第１図は本発明装置の一実施例を示す回路構成図、第２
図は本発明装置の他の実施例を示す回路構成図、第３図
は従来装置の回路構成図である。 １０・・・入力回路、１１・・・オペアンプ、１２・・
・発！防止用コンデンサ、２０・・・電圧−電流変換部
、２１・・・電流ブースタ用トランジスタ、２２・・・
検出素子、３０・・・インピーダンス変換回路、３１．
３２・・・バッファアン７’、Ｒ１１・・・インピーダ
ンス素子、４０・・・差動増幅回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 第３図
図は本発明装置の他の実施例を示す回路構成図、第３図
は従来装置の回路構成図である。 １０・・・入力回路、１１・・・オペアンプ、１２・・
・発！防止用コンデンサ、２０・・・電圧−電流変換部
、２１・・・電流ブースタ用トランジスタ、２２・・・
検出素子、３０・・・インピーダンス変換回路、３１．
３２・・・バッファアン７’、Ｒ１１・・・インピーダ
ンス素子、４０・・・差動増幅回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 第３図
Claims (4)
- （１）入力電圧信号に比例した電圧信号を出力する単一
電源駆動形の入力回路部と、電流変換用半導体素子およ
び電流検出素子を有し、前記電流変換用半導体素子によ
り前記入力回路部の出力電圧に比例した電流信号に変換
し前記電流検出素子を介して負荷へ供給する電圧−電流
変換部と、前記電流検出素子の電流入力側および電流出
力側に現われる電圧をそれぞれインピーダンス変換して
出力するインピーダンス変換回路と、このインピーダン
ス変換回路から出力される両出力電圧の差の電圧を前記
入力回路部にフィードバック電圧として与える差動増幅
回路とを備え、各構成回路を電流吐出し形に構成したこ
とを特徴とする電圧−電流変換装置。 - （２）入力回路部は、単一電源駆動形オペアンプを有す
るとともに、このオペアンプの非反転入力端に前記入力
電圧信号が供給され、反転入力端には前記フィードバッ
ク電圧が入力され、かつオペアンプの出力端と反転入力
端との間に発振防止用コンデンサを介挿したものである
特許請求の範囲第１項記載の電圧−電流変換装置。 - （３）インピーダンス変換回路は、電流検出素子の出力
端にそれぞれバッファアンプを接続した構成であること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電圧−電流変
換装置。 - （４）インピーダンス変換回路は、電流検出素子の出端
にそれぞれ高抵抗のインピーダンス変換素子を接続した
構成であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の電圧−電流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16057384A JPS6139117A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電圧−電流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16057384A JPS6139117A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電圧−電流変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6139117A true JPS6139117A (ja) | 1986-02-25 |
Family
ID=15717885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16057384A Pending JPS6139117A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 電圧−電流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6139117A (ja) |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP16057384A patent/JPS6139117A/ja active Pending
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