JPS6137740B2 - - Google Patents
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- JPS6137740B2 JPS6137740B2 JP16443581A JP16443581A JPS6137740B2 JP S6137740 B2 JPS6137740 B2 JP S6137740B2 JP 16443581 A JP16443581 A JP 16443581A JP 16443581 A JP16443581 A JP 16443581A JP S6137740 B2 JPS6137740 B2 JP S6137740B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- voltage
- switching
- frequency
- induction heating
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電縫管溶接等に用いられる誘導加熱
用高周波インバータにおいて、インバータ出力と
負荷との整合を簡単かつ正確に行ない得るように
した誘導加熱用高周波インバータにおける整合モ
ニタ回路に関する。
用高周波インバータにおいて、インバータ出力と
負荷との整合を簡単かつ正確に行ない得るように
した誘導加熱用高周波インバータにおける整合モ
ニタ回路に関する。
まず、この種の誘導加熱用高周波インバータの
動作原理を第１図ないし第３図を参照して説明す
る。第１図はこの種の誘導加熱用高周波インバー
タの回路図である。この図において、１は端子
２、３，４に供給される３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗ
を直流電圧E1，E2（E1＝E2）に変換して出力する
直流電源であり、導通角制御された６個のサイリ
スタがブリツジ接続された整流回路１ａと、チヨ
ークコイル５、平滑コンデンサ６（両端間電圧
E1）、平滑コンデンサ７（両端間電圧E2）とから
なる平滑回路１ｂとからなつている。８はブリツ
ジ接続されたサイリスタ９ａ〜９ｂと、サイリス
タ９ａ，９ｂの接続点とサイリスタ９ｃ，９ｄの
接続点との間に介挿された第１の転流用のコンデ
ンサ１０（容量はＣ）とからなる第１のブリツジ
回路、１１は第１の転流用の誘導コイル（インダ
スタンスはＬ）である。また、１２はこの誘導加
熱用高周波インバータの負荷となる並列共振負荷
回路であり、第２図に示すように、１次巻線が端
子１２ａ，１２ｂ間に介挿されたトランス１３
と、このトランス１３の２次巻線の両端間に介挿
された誘導加熱コイル１４と、この誘導加熱コイ
ル１４に並列に介挿された進相コンデンサ１５と
からなつている。また１６は前記誘導コイル１１
と対をなす第２の転流用の誘導コイル（インダス
タンスはＬ）、１７は前記ブリツジ回路８と対を
なす第２のブリツジ回路であり、サイリスタ１８
ａ〜１８ｄと第２の転流用のコンデンサ１９（容
量はＣ）とからなつている。
動作原理を第１図ないし第３図を参照して説明す
る。第１図はこの種の誘導加熱用高周波インバー
タの回路図である。この図において、１は端子
２、３，４に供給される３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗ
を直流電圧E1，E2（E1＝E2）に変換して出力する
直流電源であり、導通角制御された６個のサイリ
スタがブリツジ接続された整流回路１ａと、チヨ
ークコイル５、平滑コンデンサ６（両端間電圧
E1）、平滑コンデンサ７（両端間電圧E2）とから
なる平滑回路１ｂとからなつている。８はブリツ
ジ接続されたサイリスタ９ａ〜９ｂと、サイリス
タ９ａ，９ｂの接続点とサイリスタ９ｃ，９ｄの
接続点との間に介挿された第１の転流用のコンデ
ンサ１０（容量はＣ）とからなる第１のブリツジ
回路、１１は第１の転流用の誘導コイル（インダ
スタンスはＬ）である。また、１２はこの誘導加
熱用高周波インバータの負荷となる並列共振負荷
回路であり、第２図に示すように、１次巻線が端
子１２ａ，１２ｂ間に介挿されたトランス１３
と、このトランス１３の２次巻線の両端間に介挿
された誘導加熱コイル１４と、この誘導加熱コイ
ル１４に並列に介挿された進相コンデンサ１５と
からなつている。また１６は前記誘導コイル１１
と対をなす第２の転流用の誘導コイル（インダス
タンスはＬ）、１７は前記ブリツジ回路８と対を
なす第２のブリツジ回路であり、サイリスタ１８
ａ〜１８ｄと第２の転流用のコンデンサ１９（容
量はＣ）とからなつている。
以上の構成において、サイリスタ９ａ，９ｄ、
サイリスタ１８ａ，１８ｄ，サイリスタ９ｂ，９
ｃ、サイリスタ１８ｂ，１８ｃが第３図のイ，
ロ，ハ，ニに示すようなゲート電流により時刻
t1，t2，t3，t4，…の順に各々点弧されると、並列
共振負荷回路１２には同図のホに示すように、平
滑コンデンサ６、転流用のコンデンサ１０、転流
用の誘導コイル１１、並列共振負荷回路１２によ
り形成される第１の直列共振回路におけるコンデ
ンサ１０の容量Ｃと誘導コイル１１のインダスタ
ンスＬとの共振により生成される正弦半波電流Ｉ
１と、平滑コンデンサ７、並列共振負荷回路１
２、誘導コイル１６、コンデンサ１９からなる第
２の直列共振回路において生成される正弦半波電
流Ｉ２とからなり、時刻t1〜t3、時刻t3〜t5，…
を各１周期とする高周波出力電流Ｉが流れる。
なおこの場合、コンデンサ１０の両端間に発生す
る電圧Ｖc１とコンデンサ１９の両端間に発生す
る電圧Ｖc２とは第３図のヘとトに示すように変
化する。
サイリスタ１８ａ，１８ｄ，サイリスタ９ｂ，９
ｃ、サイリスタ１８ｂ，１８ｃが第３図のイ，
ロ，ハ，ニに示すようなゲート電流により時刻
t1，t2，t3，t4，…の順に各々点弧されると、並列
共振負荷回路１２には同図のホに示すように、平
滑コンデンサ６、転流用のコンデンサ１０、転流
用の誘導コイル１１、並列共振負荷回路１２によ
り形成される第１の直列共振回路におけるコンデ
ンサ１０の容量Ｃと誘導コイル１１のインダスタ
ンスＬとの共振により生成される正弦半波電流Ｉ
１と、平滑コンデンサ７、並列共振負荷回路１
２、誘導コイル１６、コンデンサ１９からなる第
２の直列共振回路において生成される正弦半波電
流Ｉ２とからなり、時刻t1〜t3、時刻t3〜t5，…
を各１周期とする高周波出力電流Ｉが流れる。
なおこの場合、コンデンサ１０の両端間に発生す
る電圧Ｖc１とコンデンサ１９の両端間に発生す
る電圧Ｖc２とは第３図のヘとトに示すように変
化する。
ところで、上述したような誘導加熱用高周波イ
ンバータにおいては、負荷である並列共振負荷回
路１２のインピーダンスＺが第４図に示すよう
な特性を有し、このインピーダンスＺは誘導加
熱コイル１４のインダスタンスと進相コンデンサ
１５の容量とにより形成される並列共振回路の並
列周波数f0において最大となりかつ略抵抗分だけ
（すなわち力率が１）と見なすことができる。し
たがつてこの種の誘導加熱用高周波インバータに
おいては、高周波出力電流Ｉの周波数（第３図
に示した時刻t1〜t3，t3〜t5，…）の周期により決
まる）が前記共振周波数f0に一致した場合に、並
列共振負荷回路１２への電力の伝達が最も効率よ
く行なわれる。そこで通常は、この誘導加熱用高
周波インバータに図示せぬ同調回路を設け、高周
波出力電流Ｉの周波数ｆを最低値ｆmmから徐々
に上昇させながら共振周波数f0を捜し、この共振
周波数f0に一致した時点で同周波数ｆを固定する
ようにしている。またこの場合、第５図に示すよ
うに共振周波数f0におけるインピーダンスＺ
が、前述した第１、第２の直列共振回路における
各転流動作が正常に行なわれる上限値Zmaxより
大である場合は、前記同調回路による同調過程に
おいてインピーダンスＺが前記最大値Zmaxに
達した時点で、図示せぬ離調回路を動作させ、こ
の誘導加熱用高周波インバータの周波数ｆがその
時点の周波数f0′に固定されるようにしている。
ンバータにおいては、負荷である並列共振負荷回
路１２のインピーダンスＺが第４図に示すよう
な特性を有し、このインピーダンスＺは誘導加
熱コイル１４のインダスタンスと進相コンデンサ
１５の容量とにより形成される並列共振回路の並
列周波数f0において最大となりかつ略抵抗分だけ
（すなわち力率が１）と見なすことができる。し
たがつてこの種の誘導加熱用高周波インバータに
おいては、高周波出力電流Ｉの周波数（第３図
に示した時刻t1〜t3，t3〜t5，…）の周期により決
まる）が前記共振周波数f0に一致した場合に、並
列共振負荷回路１２への電力の伝達が最も効率よ
く行なわれる。そこで通常は、この誘導加熱用高
周波インバータに図示せぬ同調回路を設け、高周
波出力電流Ｉの周波数ｆを最低値ｆmmから徐々
に上昇させながら共振周波数f0を捜し、この共振
周波数f0に一致した時点で同周波数ｆを固定する
ようにしている。またこの場合、第５図に示すよ
うに共振周波数f0におけるインピーダンスＺ
が、前述した第１、第２の直列共振回路における
各転流動作が正常に行なわれる上限値Zmaxより
大である場合は、前記同調回路による同調過程に
おいてインピーダンスＺが前記最大値Zmaxに
達した時点で、図示せぬ離調回路を動作させ、こ
の誘導加熱用高周波インバータの周波数ｆがその
時点の周波数f0′に固定されるようにしている。
ところで上記誘導加熱用高周波インバータにお
いては、高周波出力電流Ｉの周波数ｆが、並列
共振負荷回路１２の共振周波数f0に同調した場
合、直流電源１の電圧E1（またはE2）と転流用の
コンデンサ１０（またはコンデンサ１９）の容量
Ｃおよびその両端間電圧Ｖc１（またはＶc２）の
ピーク値Ｖcpと、転流用の誘導コイル１１（また
は誘導コイル１６）のインダクタンスＬと、並列
共振負荷回路１２に流れる高周波出力電流Ｉの
ピーク値Ｉp、同並列共振負荷回路１２の両端
間電圧Ｖのピーク値Ｖpおよび同並列共振負
荷回路１２の等価抵抗Ｒとの間には、次式の関係
が成り立つ。
いては、高周波出力電流Ｉの周波数ｆが、並列
共振負荷回路１２の共振周波数f0に同調した場
合、直流電源１の電圧E1（またはE2）と転流用の
コンデンサ１０（またはコンデンサ１９）の容量
Ｃおよびその両端間電圧Ｖc１（またはＶc２）の
ピーク値Ｖcpと、転流用の誘導コイル１１（また
は誘導コイル１６）のインダクタンスＬと、並列
共振負荷回路１２に流れる高周波出力電流Ｉの
ピーク値Ｉp、同並列共振負荷回路１２の両端
間電圧Ｖのピーク値Ｖpおよび同並列共振負
荷回路１２の等価抵抗Ｒとの間には、次式の関係
が成り立つ。
そして、これらの関係より、Ｑ≧２の範囲におい
て、 Ｖp≒４／πE1 …(4) が成り立つ（但し、インバータの周波数ｆが
（１／２ｎ＋１）f0の場合はＲをＲ／２ｎ＋１としてＱ
の計算を 行なう）。第６図は上記諸関係を示す特性図であ
り、この図において実線Ａは値（Ｖp／E1）と
Ｑとの関係を、実線Ｂは値（Vcp／E1）とＱとの
関係を、実線Ｃは、ＲとＱとの関係をＱ＝1.623
の時のＲの値を１として、各々示したものであ
る。これらの関係から明らかなように、並列共振
負荷回路１２の両端間電圧Ｖは、前記第１の直
列共振回路（または第２の直列共振回路）のＱ
（すなわち並列共振負荷回路１２の等価抵抗Ｒ）
の変化に無関係に略一定であり、電流ＩはＲの
増加に伴ない減少し、Ｒの減少に伴ない増加す
る。
て、 Ｖp≒４／πE1 …(4) が成り立つ（但し、インバータの周波数ｆが
（１／２ｎ＋１）f0の場合はＲをＲ／２ｎ＋１としてＱ
の計算を 行なう）。第６図は上記諸関係を示す特性図であ
り、この図において実線Ａは値（Ｖp／E1）と
Ｑとの関係を、実線Ｂは値（Vcp／E1）とＱとの
関係を、実線Ｃは、ＲとＱとの関係をＱ＝1.623
の時のＲの値を１として、各々示したものであ
る。これらの関係から明らかなように、並列共振
負荷回路１２の両端間電圧Ｖは、前記第１の直
列共振回路（または第２の直列共振回路）のＱ
（すなわち並列共振負荷回路１２の等価抵抗Ｒ）
の変化に無関係に略一定であり、電流ＩはＲの
増加に伴ない減少し、Ｒの減少に伴ない増加す
る。
ところでこの等価抵抗Ｒは被溶接物の材料、管
径あるいは使用される誘導加熱コイル１４の形状
等によつて変化するものであるから、前記直流電
源１の定格電力を並列共振負荷回路１２へ無駄な
く伝達するためには、すなわち並列共振負荷回路
１２において定格電力を取り出すためには、Ｒす
なわちＱの変化に応じて電流電源１の出力電圧、
出力電流を各々変化させなければならない。例え
ばＲが基準値（前記第１、第２の直列共振回路の
Ｑが３程度になつて転流動作が安定でありかつ直
流電源１を最も安価に構成することができるよう
な値）の２倍に増加した場合には直流電源１の出
力電圧E1，E2を√２倍にして同直流電源１の出
力電流を１／√２にしなければならず、またＲがこの 基準値の１／２に減少した場合は直流電源１の出力電 圧E1，E2を１／√２にして同直流電源１の出力電流を √２倍にしなければならない。このようにＲ（す
なわちＱ）の変化に対して直流電源１の出力電圧
E1，E2を変化させる方法を採ると、例えばＲが
基準値に対して１／２〜２倍の間で変化する場合、直 流電源１の定格電力をＲが基準値である場合の２
倍にしなければならない。しかしながら、この種
の誘導加熱用高周波インバータにおいては、Ｒが
基準値である理想的な場合においても、直流電源
１の電力容量は既に極めて大きなものであるか
ら、この直流電源１の定格電流力を２倍にするこ
とはコスト面、装置の小型化の面で極めて不利で
ある。この場合、並列共振負荷回路１２の等価抵
抗を何らかの手段により求めると共にこの結果に
基づいてこのＲを基準値に一致させるようにし、
これにより上記問題を解決する方法が考えられる
が、Ｒを基準値に一致させるまでの整合調整時間
として長時間を要すると、この整合調整時におい
て被溶接物が不完全に溶接されることになるから
その分被溶接物が無駄になるという問題がある。
径あるいは使用される誘導加熱コイル１４の形状
等によつて変化するものであるから、前記直流電
源１の定格電力を並列共振負荷回路１２へ無駄な
く伝達するためには、すなわち並列共振負荷回路
１２において定格電力を取り出すためには、Ｒす
なわちＱの変化に応じて電流電源１の出力電圧、
出力電流を各々変化させなければならない。例え
ばＲが基準値（前記第１、第２の直列共振回路の
Ｑが３程度になつて転流動作が安定でありかつ直
流電源１を最も安価に構成することができるよう
な値）の２倍に増加した場合には直流電源１の出
力電圧E1，E2を√２倍にして同直流電源１の出
力電流を１／√２にしなければならず、またＲがこの 基準値の１／２に減少した場合は直流電源１の出力電 圧E1，E2を１／√２にして同直流電源１の出力電流を √２倍にしなければならない。このようにＲ（す
なわちＱ）の変化に対して直流電源１の出力電圧
E1，E2を変化させる方法を採ると、例えばＲが
基準値に対して１／２〜２倍の間で変化する場合、直 流電源１の定格電力をＲが基準値である場合の２
倍にしなければならない。しかしながら、この種
の誘導加熱用高周波インバータにおいては、Ｒが
基準値である理想的な場合においても、直流電源
１の電力容量は既に極めて大きなものであるか
ら、この直流電源１の定格電流力を２倍にするこ
とはコスト面、装置の小型化の面で極めて不利で
ある。この場合、並列共振負荷回路１２の等価抵
抗を何らかの手段により求めると共にこの結果に
基づいてこのＲを基準値に一致させるようにし、
これにより上記問題を解決する方法が考えられる
が、Ｒを基準値に一致させるまでの整合調整時間
として長時間を要すると、この整合調整時におい
て被溶接物が不完全に溶接されることになるから
その分被溶接物が無駄になるという問題がある。
この発明は、以上のような諸事情に鑑みてなさ
れたもので、その目的とするところは、誘導加熱
用高周波インバータにおいて、インバータ出力と
負荷との整合を簡単かつ正確に行ない得るように
し、これによりインバータ自体を小型かつ安価に
することができ、しかも整合調整時における被溶
接物の無駄を必要最小に留めることができる誘導
加熱用高周波インバータにおける整合モニタ回路
を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、誘導加熱
用高周波インバータにおいて、インバータ出力と
負荷との整合を簡単かつ正確に行ない得るように
し、これによりインバータ自体を小型かつ安価に
することができ、しかも整合調整時における被溶
接物の無駄を必要最小に留めることができる誘導
加熱用高周波インバータにおける整合モニタ回路
を提供することにある。
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
第７図は、この発明の一実施例の構成を示す回
路図であり、この図において、第１図の各部に対
応する部分には同一の符号が付してある。第７図
において、整流回路１ａを構成するブリツジ接続
されたサイリスタの導通角は、ゲートシフト回路
２０によつて、平滑コンデンサ６，７の各両端間
に任意の指定した電圧E1，E2が得られるか、ま
たこれらのサイリスタが完全にオフ状態になるか
のどちらかに切り換えられるようになつている。
２１は直流電源１の出力電圧（E1＋E2）の１／５〜１／
７程 度の電圧を出力する補助直流電源であり、交流入
力端子２２，２３に供給される交流入力電圧を降
圧するトランス２４と、このトランス２４によつ
て降圧された交流電圧を整流する整流回路２５
と、この整流回路２５の正側出力端子と平滑コン
デンサ６の正側端子との間に順次直列に介挿され
た逆流阻止用のダイオード２６およびチヨークコ
イル２７とを有すると共に、前記整流回路２５の
負側出力端子が平滑コンデンサ７の負側端子に接
続されてなつている。並列共振負荷回路１２にお
けるトランス１３の２次巻線の一端にはｎ個のタ
ツプが設けられ、これらのｎ個のタツプは、ｎ接
点の切換スイツチ２８の各接点２８―１，２８―
２，２８―oに接続されている。またこのトラン
ス１３の２次巻線の他端と切換スイツチ２８の共
通接点２８―cとの間には、誘導加熱コイル１４
と進相コンデンサ１５とが並列に介挿されてい
る。溶接送り速度切換回路２９は、誘導加熱コイ
ル１４によつて加熱溶接される被溶接物の送り速
度すなわち溶接送り速度を指定した速度またはこ
の指定した速度の略１／１０の速度のどちらかに切り換 える回路である。同調回路３０は、並列共振負荷
回路１２へ供給される高周波出力電流Ｉの周波
数ｆをこの並列共振負荷回路１２の共振周波数f0
に一致させるようにサイリスタ９ａ〜９ｄ，１８
ａ〜１８ｄのゲートタイミングを制御する回路、
また離調回路３１は、並列共振負荷回路１２のイ
ンピーダンスＺが上限値Zmaxを越えないよう
に前記周波数ｆを共振周波数f0から離調させる回
路である。リミツトスイツチ回路３２は切換スイ
ツチ２８の接点切換位置を検出する回路であり、
切換スイツチ２８の接点切換位置に対応する信号
を出力する。そして、３３は例えばマイクロプロ
セツサ等からなる演算制御回路であり、この演算
制御回路３３は次の３つの機能を有している。す
なわち離調回路３１が動作中であれば、リミツト
スイツチ回路３２を介して現在の切換スイツチ２
８の接点切換位置を読み込み、この現在の接点切
換位置を接点２８―o方向に所定のトランス１３
のタツプ数だけ変更するための新しい接点切換位
置を示す切換指令信号COMを出力し、また離調
回路３１が動作していなければ、リミツトスイツ
チ回路３２を介して現在の切換スイツチ２８の接
点切換位置を読み込むと共に、電圧E1と電圧Ｖc
１を読み込み、これらの値と、前記(1)式〜(3)式か
ら得られる。
路図であり、この図において、第１図の各部に対
応する部分には同一の符号が付してある。第７図
において、整流回路１ａを構成するブリツジ接続
されたサイリスタの導通角は、ゲートシフト回路
２０によつて、平滑コンデンサ６，７の各両端間
に任意の指定した電圧E1，E2が得られるか、ま
たこれらのサイリスタが完全にオフ状態になるか
のどちらかに切り換えられるようになつている。
２１は直流電源１の出力電圧（E1＋E2）の１／５〜１／
７程 度の電圧を出力する補助直流電源であり、交流入
力端子２２，２３に供給される交流入力電圧を降
圧するトランス２４と、このトランス２４によつ
て降圧された交流電圧を整流する整流回路２５
と、この整流回路２５の正側出力端子と平滑コン
デンサ６の正側端子との間に順次直列に介挿され
た逆流阻止用のダイオード２６およびチヨークコ
イル２７とを有すると共に、前記整流回路２５の
負側出力端子が平滑コンデンサ７の負側端子に接
続されてなつている。並列共振負荷回路１２にお
けるトランス１３の２次巻線の一端にはｎ個のタ
ツプが設けられ、これらのｎ個のタツプは、ｎ接
点の切換スイツチ２８の各接点２８―１，２８―
２，２８―oに接続されている。またこのトラン
ス１３の２次巻線の他端と切換スイツチ２８の共
通接点２８―cとの間には、誘導加熱コイル１４
と進相コンデンサ１５とが並列に介挿されてい
る。溶接送り速度切換回路２９は、誘導加熱コイ
ル１４によつて加熱溶接される被溶接物の送り速
度すなわち溶接送り速度を指定した速度またはこ
の指定した速度の略１／１０の速度のどちらかに切り換 える回路である。同調回路３０は、並列共振負荷
回路１２へ供給される高周波出力電流Ｉの周波
数ｆをこの並列共振負荷回路１２の共振周波数f0
に一致させるようにサイリスタ９ａ〜９ｄ，１８
ａ〜１８ｄのゲートタイミングを制御する回路、
また離調回路３１は、並列共振負荷回路１２のイ
ンピーダンスＺが上限値Zmaxを越えないよう
に前記周波数ｆを共振周波数f0から離調させる回
路である。リミツトスイツチ回路３２は切換スイ
ツチ２８の接点切換位置を検出する回路であり、
切換スイツチ２８の接点切換位置に対応する信号
を出力する。そして、３３は例えばマイクロプロ
セツサ等からなる演算制御回路であり、この演算
制御回路３３は次の３つの機能を有している。す
なわち離調回路３１が動作中であれば、リミツト
スイツチ回路３２を介して現在の切換スイツチ２
８の接点切換位置を読み込み、この現在の接点切
換位置を接点２８―o方向に所定のトランス１３
のタツプ数だけ変更するための新しい接点切換位
置を示す切換指令信号COMを出力し、また離調
回路３１が動作していなければ、リミツトスイツ
チ回路３２を介して現在の切換スイツチ２８の接
点切換位置を読み込むと共に、電圧E1と電圧Ｖc
１を読み込み、これらの値と、前記(1)式〜(3)式か
ら得られる。
なる(5)式の関係を用いて現在のＱ（平滑コンデン
サ６、コンデンサ１０、誘導コイル１１、並列共
振負荷回路１２からなる第１の直列共振回路また
は平滑コンデンサ７、並列共振負荷回路１２、誘
導コイル１６、コンデンサ１９からなる第２の直
列共振回路のＱ）の値を演算算出し、この算出さ
れたＱが、設定されているＱの基準値（理想値）
に一致するように切換スイツチ２８の最適な接点
切換位置を示す切換指令信号COMを出力し、ま
た演算算出したＱの値がＱの基準値に略一致した
ら整合が完了したことを示す信号OKを出力す
る。次に３４は演算制御回路３３が出力する切換
指令信号および信号OKを操作者に表示するため
の表示装置である。
サ６、コンデンサ１０、誘導コイル１１、並列共
振負荷回路１２からなる第１の直列共振回路また
は平滑コンデンサ７、並列共振負荷回路１２、誘
導コイル１６、コンデンサ１９からなる第２の直
列共振回路のＱ）の値を演算算出し、この算出さ
れたＱが、設定されているＱの基準値（理想値）
に一致するように切換スイツチ２８の最適な接点
切換位置を示す切換指令信号COMを出力し、ま
た演算算出したＱの値がＱの基準値に略一致した
ら整合が完了したことを示す信号OKを出力す
る。次に３４は演算制御回路３３が出力する切換
指令信号および信号OKを操作者に表示するため
の表示装置である。
次に、以上の構成におけるこの誘導加熱用高周
波インバータの動作について説明する。
波インバータの動作について説明する。
まず操作者は、被溶接物の溶接開始時に、溶接
送り速度切換回路２９を介して同被溶接物の送り
速度を指定した速度の略１／１０程度になるように設定 し、またゲートシフト回路２０を介して整流回路
１ａのサイリスタが全てオフ状態になるように
し、しかる後に前記被溶接物の溶接を開始する。
この場合、電圧E1，E2は指定された電圧の１／５〜１／
７ 程度になるから前記被溶接物は定常運転時の１／２５〜 １／５０程度の電力でかつ低送り速度で溶接される。こ こで同調回路３０により高周波出力電流Ｉの周
波数ｆが並列共振負荷回路１２の共振周波数f0に
同調されるようになるが、この時もし離調回路３
１が動作したならば、演算制御回路３３はリミツ
トスイツチ回路３２を介して切換スイツチ２８の
接点切換位置を読み込み、この現在の接点切換位
置を接点２８―o方向に所定のタツプ数だけ変更
する旨表示装置３４に表示する。そして操作者が
この表示に従つて切換スイツチ２８を操作し、こ
の結果離調回路３１が動作しなくなり、高周波出
力電流Ｉの周波数ｆが前記共振周波数f0に完全
に同調されたなら、演算制御回路３３は、リミツ
トスイツチ回路３２を介して切換スイツチ２８の
現在の接点切換位置を読み込むと共に、電圧
E1、電圧Ｖc１を読み込み、これらの値から前記
(5)式を用いて現在のＱの値を算出し、この値が、
設定されているＱの基準値に一致するように切換
スイツチ２８の最適な接点切換位置を表示前記３
４に表示する。ここで操作者がこの表示に従い切
換スイツチ２８を操作すれば、インバータ出力と
負荷との完全な整合が完了し、演算制御回路３３
はこの整合が完了した旨表示前記３４に表示す
る。そしてこのようにして整合が完了したなら、
操作者は、溶接送り速度切換回路２９を介して被
溶接物の送り速度を指定された速度に切り換え、
またゲートシフト回路２０を介して直流電源１の
出力電圧E1，E2を指定した電圧になるように切
り換えればよい。
送り速度切換回路２９を介して同被溶接物の送り
速度を指定した速度の略１／１０程度になるように設定 し、またゲートシフト回路２０を介して整流回路
１ａのサイリスタが全てオフ状態になるように
し、しかる後に前記被溶接物の溶接を開始する。
この場合、電圧E1，E2は指定された電圧の１／５〜１／
７ 程度になるから前記被溶接物は定常運転時の１／２５〜 １／５０程度の電力でかつ低送り速度で溶接される。こ こで同調回路３０により高周波出力電流Ｉの周
波数ｆが並列共振負荷回路１２の共振周波数f0に
同調されるようになるが、この時もし離調回路３
１が動作したならば、演算制御回路３３はリミツ
トスイツチ回路３２を介して切換スイツチ２８の
接点切換位置を読み込み、この現在の接点切換位
置を接点２８―o方向に所定のタツプ数だけ変更
する旨表示装置３４に表示する。そして操作者が
この表示に従つて切換スイツチ２８を操作し、こ
の結果離調回路３１が動作しなくなり、高周波出
力電流Ｉの周波数ｆが前記共振周波数f0に完全
に同調されたなら、演算制御回路３３は、リミツ
トスイツチ回路３２を介して切換スイツチ２８の
現在の接点切換位置を読み込むと共に、電圧
E1、電圧Ｖc１を読み込み、これらの値から前記
(5)式を用いて現在のＱの値を算出し、この値が、
設定されているＱの基準値に一致するように切換
スイツチ２８の最適な接点切換位置を表示前記３
４に表示する。ここで操作者がこの表示に従い切
換スイツチ２８を操作すれば、インバータ出力と
負荷との完全な整合が完了し、演算制御回路３３
はこの整合が完了した旨表示前記３４に表示す
る。そしてこのようにして整合が完了したなら、
操作者は、溶接送り速度切換回路２９を介して被
溶接物の送り速度を指定された速度に切り換え、
またゲートシフト回路２０を介して直流電源１の
出力電圧E1，E2を指定した電圧になるように切
り換えればよい。
第８図は、この実施例における並列共振負荷回
路１２の他の例を示すもので、端子１２ａ，１２
ｂの間に、コンデンサ３５（容量C2）と誘導加熱
コイル１４とからなる直列回路と、コンデンサ３
６（容量C1）とを並列接続して構成したものであ
る。この第８図に示すような並列共振負荷回路１
２を上記実施例に用いた場合は、整合に際し、値
（１／Ｃ１＋１／Ｃ２）を一定値にしたままで、端子１
２ａ， １２ｂ間の等価抵抗ＲがＱの基準値に適合するよ
うな容量C1，C2の値を表示させ、これに基づい
てコンデンサ３６，３５の容量C1，C2が切り換
えられるようにすればよい。
路１２の他の例を示すもので、端子１２ａ，１２
ｂの間に、コンデンサ３５（容量C2）と誘導加熱
コイル１４とからなる直列回路と、コンデンサ３
６（容量C1）とを並列接続して構成したものであ
る。この第８図に示すような並列共振負荷回路１
２を上記実施例に用いた場合は、整合に際し、値
（１／Ｃ１＋１／Ｃ２）を一定値にしたままで、端子１
２ａ， １２ｂ間の等価抵抗ＲがＱの基準値に適合するよ
うな容量C1，C2の値を表示させ、これに基づい
てコンデンサ３６，３５の容量C1，C2が切り換
えられるようにすればよい。
なお以上説明したこの実施例においては、電圧
E1，E2を切り換えるために補助直流電源２１を
設けたが、ゲートシフト回路２０のみにより直流
電源１の出力電圧E1，E2を指定した値とこの値
より低い任意の値に切り換えるようにしてもよ
い。また演算制御回路３３は、電圧E1と電圧Ｖc
１とから(5)式に基づいてＱを算出しなければなら
ないが、この場合は(5)式に従つて演算によりＱを
求めても、あるいは予め他の演算処理装置により
演算された値が記憶されているデータテーブルか
ら答を抽出するようにしてもよい。またこの実施
例においては、操作者に対して表示より指令を発
し、切換スイツチ２８等は操作者によりこの指令
に従つて操作されるようにしているが、演算制御
回路３３がゲートシフト回路２０、溶接送り速度
切換回路２９、切換スイツチ２８等を直接制御
し、整合調整が全て自動的に行なわれるようにし
てもよい。
E1，E2を切り換えるために補助直流電源２１を
設けたが、ゲートシフト回路２０のみにより直流
電源１の出力電圧E1，E2を指定した値とこの値
より低い任意の値に切り換えるようにしてもよ
い。また演算制御回路３３は、電圧E1と電圧Ｖc
１とから(5)式に基づいてＱを算出しなければなら
ないが、この場合は(5)式に従つて演算によりＱを
求めても、あるいは予め他の演算処理装置により
演算された値が記憶されているデータテーブルか
ら答を抽出するようにしてもよい。またこの実施
例においては、操作者に対して表示より指令を発
し、切換スイツチ２８等は操作者によりこの指令
に従つて操作されるようにしているが、演算制御
回路３３がゲートシフト回路２０、溶接送り速度
切換回路２９、切換スイツチ２８等を直接制御
し、整合調整が全て自動的に行なわれるようにし
てもよい。
以上説明したように、この発明による誘導加熱
用高周波インバータにおける整合モニタ回路は、
電源電圧切換手段と、溶接送り速度切換手段と、
並列共振負荷回路の等価抵抗切換手段と、この等
価抵抗切換手段の切換位置検出手段と、転流用コ
ンデンサの両端間電圧と電源電圧とを検出する電
圧検出手段と、演算制御回路とを備え、指定した
値より低い電源電圧と溶接送り速度とにおいてイ
ンバータ出力と負荷との整合を演算制御回路が発
する指令に基づいて行なうようにしたものである
から、インバータ出力と負荷との整合を短時間で
簡単かつ正確に行なうことができる。したがつて
この発明によれば整合調整時における被溶接物の
溶接量を必要最小限にすることができ被溶接物を
無駄に消費することがなくなると共に、経験のな
い操作者でも極めて容易に整合調整を行なうこと
ができる。またこの発明によればインバータ出力
と負荷とを常に完全に整合することが可能になる
から、インバータ本体を安価かつ小型にすること
ができる。
用高周波インバータにおける整合モニタ回路は、
電源電圧切換手段と、溶接送り速度切換手段と、
並列共振負荷回路の等価抵抗切換手段と、この等
価抵抗切換手段の切換位置検出手段と、転流用コ
ンデンサの両端間電圧と電源電圧とを検出する電
圧検出手段と、演算制御回路とを備え、指定した
値より低い電源電圧と溶接送り速度とにおいてイ
ンバータ出力と負荷との整合を演算制御回路が発
する指令に基づいて行なうようにしたものである
から、インバータ出力と負荷との整合を短時間で
簡単かつ正確に行なうことができる。したがつて
この発明によれば整合調整時における被溶接物の
溶接量を必要最小限にすることができ被溶接物を
無駄に消費することがなくなると共に、経験のな
い操作者でも極めて容易に整合調整を行なうこと
ができる。またこの発明によればインバータ出力
と負荷とを常に完全に整合することが可能になる
から、インバータ本体を安価かつ小型にすること
ができる。
第１図は誘導加熱用高周波インバータの基本構
成例を示す回路図、第２図は同例の動作を説明す
るためのタイムチヤート、第３図は同例における
並列共振負荷回路の一例を示す回路図、第４図お
よび第５図は並列共振負荷回路の周波数特性を示
す特性図、第６図は第１図に示した誘導加熱用高
周波インバータの特性図、第７図はこの発明の一
実施例の構成を示す回路図、第８図は同実施例に
おける並列共振負荷回路の他の例を示す回路図で
ある。 １…直流整源、９ａ〜９ｄ，１８ａ〜１８ｄ…
電流制御素子（サイリスタ）、１０，１９…転流
用のコンデンサ、１１，１６…転流用の誘導コイ
ル、１２…並列共振負荷回路、１４…誘導加熱コ
イル、２０…電源電圧切換手段（ゲートシフト回
路）、２１…補助直流電源、２８…等価抵抗切換
手段（切換スイツチ）、２９…溶接送り速度切換
手段（溶接送り速度切換回路）、３０…同調回
路、３１…離調回路、３２…切換位置検出手段
（リミツトスイツチ回路）、３３…演算制御回路。
成例を示す回路図、第２図は同例の動作を説明す
るためのタイムチヤート、第３図は同例における
並列共振負荷回路の一例を示す回路図、第４図お
よび第５図は並列共振負荷回路の周波数特性を示
す特性図、第６図は第１図に示した誘導加熱用高
周波インバータの特性図、第７図はこの発明の一
実施例の構成を示す回路図、第８図は同実施例に
おける並列共振負荷回路の他の例を示す回路図で
ある。 １…直流整源、９ａ〜９ｄ，１８ａ〜１８ｄ…
電流制御素子（サイリスタ）、１０，１９…転流
用のコンデンサ、１１，１６…転流用の誘導コイ
ル、１２…並列共振負荷回路、１４…誘導加熱コ
イル、２０…電源電圧切換手段（ゲートシフト回
路）、２１…補助直流電源、２８…等価抵抗切換
手段（切換スイツチ）、２９…溶接送り速度切換
手段（溶接送り速度切換回路）、３０…同調回
路、３１…離調回路、３２…切換位置検出手段
（リミツトスイツチ回路）、３３…演算制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導加熱コイルを含んでなる並列共振負荷回
路と、直流電源と、電流制御素子と、転流用のコ
ンデンサと、転流用の誘導コイルとが直列接続さ
れて直列共振回路を構成してなり、前記電流制御
素子をオンオフさせて前記誘導加熱コイルに前記
並列共振負荷回路の共振周波数f0と同一の周波
数、または１／２ｎ＋１f0（但し、ｎ＝１，２，…）な る周波数の高周波電流を供給する誘導加熱用高周
波インバータにおいて、前記直列電源の出力電圧
を指定した電圧またはこの指定した電圧より低い
任意の電圧のどちらかに切り換える電源電圧切換
手段と、前記誘導加熱コイルを用いて溶接される
被溶接物の溶接送り速度を指定した速度またはこ
の指定した速度より遅い任意の速度のどちらかに
切り換える溶接送り速度切換手段と、前記並列共
振負荷回路の等価抵抗を任意の値に切り換えるこ
とができる等価抵抗切換手段と、この等価抵抗切
換手段の切換位置を検出する切換位置検出手段
と、前記転流用コンデンサの両端間電圧と前記直
列電源の出力電圧とを各々検出する電圧検出手段
と、この電圧検出手段の出力に基づいて前記直列
共振回路のＱを算出すると共にこの算出されたＱ
と予め設定された最適なＱと前記切換位置検出手
段の出力とに基づいて前記直列共振回路のＱが前
記最適なＱに一致すべく前記等価抵抗切換手段の
切換位置の変更を指令する演算制御回路と、を具
備してなることを特徴とする誘導加熱用高周波イ
ンバータにおける整合モニタ回路。 ２ 誘導加熱コイルを含んでなる並列共振負荷回
路と直列電源と電流制御素子と転流用のコンデン
サと転流用の誘導コイルとが直列接続されてなる
直列共振回路と、前記電流制御素子がオンオフさ
れることにより前記誘導加熱コイルに供給される
高周波電流の周波数を前記並列共振負荷回路の共
振周波数f0に同調させる同調回路と、この同調回
路より高い優先度を有し前記並列共振負荷回路の
インピーダンスが所定レベルを越える場合に前記
高周波電流の周波数を前記インピーダンスが前記
所定レベルに一致する周波数となるように離調さ
せる離調回路とを有してなる誘導加熱用高周波イ
ンバータにおいて、前記直流電源の出力電圧を設
定した電圧またはこの設定した電圧より低い任意
の電圧のどちらかに切り換える電源電圧切換手段
と、前記誘導加熱コイルを用いて溶接される被溶
接物の溶接送り速度を設定した速度またはこの設
定した速度より遅い任意の速度のどちらかに切り
換える溶接送り速度切換手段と、前記並列共振負
荷回路の等価抵抗を任意の値に切り換えることが
できる等価抵抗切換手段と、この等価抵抗切換手
段の切換位置を検出する切換位置検出手段と、前
記転流用コンデンサの両端間電圧と前記直流電源
の出力電圧とを各々検出する電圧検出手段と、前
記離調回路が動作する場合は前記等価抵抗切換手
段の切換位置を前記等価抵抗が低下する方向に予
め決められた量だけ変更するように指令し、また
前記離調回路が動作しない場合は前記電圧検出手
段の出力に基づいて前記直列共振回路のＱを算出
すると共にこの算出されたＱと予め設定された最
適なＱと前記切換位置検出手段の出力とに基づい
て前記直列共振回路のＱが前記最適なＱに一致す
べく前記等価抵抗切換手段の切換位置の変更を指
令する演算制御回路とを具備してなることを特徴
とする誘導加熱用高周波インバータにおける整合
モニタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16443581A JPS5866282A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 誘導加熱用高周波インバ−タにおける整合モニタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16443581A JPS5866282A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 誘導加熱用高周波インバ−タにおける整合モニタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5866282A JPS5866282A (ja) | 1983-04-20 |
| JPS6137740B2 true JPS6137740B2 (ja) | 1986-08-26 |
Family
ID=15793102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16443581A Granted JPS5866282A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 誘導加熱用高周波インバ−タにおける整合モニタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5866282A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4787553B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-10-05 | 高周波熱錬株式会社 | 電力供給制御装置、電力供給装置、電力供給装置の制御方法、および、誘導加熱装置 |
| JP4810139B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-11-09 | 高周波熱錬株式会社 | 電力供給制御装置、電力供給装置、電力供給方法、および、誘導加熱装置 |
-
1981
- 1981-10-15 JP JP16443581A patent/JPS5866282A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5866282A (ja) | 1983-04-20 |
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