JPS6132915B2 - - Google Patents
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- JPS6132915B2 JPS6132915B2 JP55072387A JP7238780A JPS6132915B2 JP S6132915 B2 JPS6132915 B2 JP S6132915B2 JP 55072387 A JP55072387 A JP 55072387A JP 7238780 A JP7238780 A JP 7238780A JP S6132915 B2 JPS6132915 B2 JP S6132915B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、サイリスタを用いた電力変換装
置、特に直流を交流に変換し、負荷に安定した周
波数と電圧の電力を供給するために使用される正
弦波出力のインバータに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a power conversion device using a thyristor, and particularly to a sine wave output inverter used to convert direct current to alternating current and supply power with stable frequency and voltage to a load. .
従来から一般に正弦波出力のインバータ（以
下、単にインバータと称す。）とバツテリ、充電
機あるいは整流器を組み合わせ、商用電源の停電
やじよう乱にかかわらずに、コンピユータや通信
機等のオンライン機器に定電圧定周波の電力を供
給する交流電源装置がひろく用いられており、一
般にCVCFという。このCVCF装置の場合、たと
え半サイクルといえどもその出力電圧変動が負荷
によつて決まる許容変動巾、たとえば±10％をこ
えて変動することは許されないため、種々の工夫
が必要となる。 Conventionally, a sine wave output inverter (hereinafter simply referred to as an inverter) has been combined with a battery, charger, or rectifier to provide constant voltage to online devices such as computers and communication devices, regardless of commercial power outages or disturbances. AC power supplies that supply constant frequency power are widely used, and are generally referred to as CVCFs. In the case of this CVCF device, it is not allowed for the output voltage to fluctuate beyond a permissible fluctuation range determined by the load, for example ±10%, even during a half cycle, so various measures are required.
出力電圧変動などのような場合に生じるかとい
うと、例えば第１図に示すように、インバータ１
に対し、３つの負荷２Ａ，２Ｂ，２Ｃがそれぞれ
ノーヒユーズブレーカ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを通して
設読されているような場合において、負荷２Ａ，
２Ｂの負荷が運転中に負荷２Ｃの負荷を投入すれ
ば、負荷電流急変となるため、インバータ１の出
力電圧は過渡変動を生じる。 This may occur when the output voltage fluctuates, for example, as shown in Figure 1, when the inverter 1
On the other hand, in a case where the three loads 2A, 2B, and 2C are connected through no-fuse breakers 3A, 3B, and 3C, respectively, the loads 2A, 2B, and 2C are
If the load 2C is applied while the load 2B is in operation, the load current will suddenly change, and the output voltage of the inverter 1 will undergo transient fluctuations.
また第２図に示すように、インバータ１Ａとイ
ンバータ１Ｂを強制転流回路付のサイリスタイン
タラプタSA，SBを通して並列運転し、１つの負
荷２へ給電し、通常は50％ずつの負荷を分担する
ようにしておき、もしいずれか１台のインバータ
が故障すれば、ただちにそのインタラブタをオフ
として、残つた１台のインバータにより運転を継
続するという、いわゆる並列冗長方式の場合、故
障機を切り落した時間に、他のインバータの負荷
が50％から100％に急変するため、大きな電圧変
動が生じる。 In addition, as shown in Figure 2, inverters 1A and 1B are operated in parallel through thyristor interrupters SA and SB with forced commutation circuits, and power is supplied to one load 2, usually sharing 50% of the load. If one of the inverters fails, that inverter is immediately turned off and operation continues with the remaining inverter. In the case of the so-called parallel redundancy method, the time when the failed inverter is cut off is , large voltage fluctuations occur because the load of other inverters suddenly changes from 50% to 100%.
上記のいずれの場合も電圧変動を少くするに
は、
(a) インバータの主回路の内部インピーダンスを
少くすること、
(b) インバータの電圧制御系の応答を速くするこ
と、が有効な手段である。しかし、(a)の場合は
インバータの波形を正弦波にするためのフイル
ターのインピーダンスを少くするとか、インバ
ータ自身を多重方式としてインピーダンスの少
いフイルターでも、良好な歪が得られるように
するなどインバータ本体が高価となる。 In any of the above cases, effective means to reduce voltage fluctuations are (a) reducing the internal impedance of the inverter's main circuit, and (b) speeding up the response of the inverter's voltage control system. . However, in the case of (a), the inverter can be modified by reducing the impedance of the filter to make the inverter's waveform a sine wave, or by making the inverter itself multiplexed so that good distortion can be obtained even with a filter with low impedance. The main body is expensive.
また、(b)の場合は、あまり制御装置の応答を
早くすると、不安定となるので、おのずと限界
がある。 In the case of (b), if the response of the control device is made too fast, it will become unstable, so there is a limit naturally.
この発明はこのような点を改良するためになさ
れたもので、インバータの出力電圧の変動の原因
となる出力電流の変化をとらえ、これを電圧制御
系に与えることにより、予想される電圧変動にほ
ぼ見合つた分だけ、インバータの電圧制御信号を
予測的に変化させることにより、負荷電流の急変
による出力電圧変動が生じる前にそれを抑制しよ
うというものである。しかもこのような制御は一
種の正帰還作用となり、制御系が不安定となるこ
とを防ぐため、このような作用を或る定められた
電流値以上の大きな変化に対してのみ作用させる
ことにより、正帰還作用が連続して作用すること
を防止して、安定性を確保している。 This invention was made to improve on these points, and by capturing changes in the output current that cause fluctuations in the inverter's output voltage and feeding this to the voltage control system, it can be used to compensate for expected voltage fluctuations. By predictively changing the voltage control signal of the inverter by an approximately commensurate amount, it is possible to suppress output voltage fluctuations before they occur due to sudden changes in load current. Moreover, such control becomes a kind of positive feedback effect, and in order to prevent the control system from becoming unstable, such an effect is applied only to large changes greater than a certain fixed current value. Stability is ensured by preventing continuous positive feedback action.
以下第３図及び第４図により、本発明の一実施
例を詳細に説明する。 An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to FIGS. 3 and 4.
第３図において、インバータ１はブレーカ３
Ａ，３Ｂを通して負荷２Ａ，２Ｂに負荷電流を供
給している。インバータ１は直流を交流に変換す
るスイツチング回路の部分とその出力を正弦波に
変換するフイルターから成るものであつて、いわ
ゆる多重パルス巾変調インバータなどである。発
振器１３の出力はリングカウンタ１４により多相
信号となり、リングカウンタの出力位相を基準と
して、位相制御回路６がパルス巾制御信号を発生
する。そのパルス巾は電圧制御の増巾器１０の出
力により決まる。増巾器１０は電圧基準ＶRと電
圧検出回路１２から送られてくる帰還信号の電圧
ＶFを一致させるようにいわゆる定電圧制御を行
なう。 In Fig. 3, inverter 1 is connected to breaker 3.
Load current is supplied to loads 2A and 2B through A and 3B. The inverter 1 consists of a switching circuit section that converts direct current to alternating current and a filter that converts the output into a sine wave, and is a so-called multiple pulse width modulation inverter. The output of the oscillator 13 is converted into a multiphase signal by the ring counter 14, and the phase control circuit 6 generates a pulse width control signal using the output phase of the ring counter as a reference. The pulse width is determined by the output of the voltage-controlled amplifier 10. The amplifier 10 performs so-called constant voltage control so that the voltage reference V R and the voltage V F of the feedback signal sent from the voltage detection circuit 12 match.
この発明では増巾器１０の定電圧制御の他に加
算回路９に予測制御信号の電圧が附加されてい
る。 In this invention, in addition to the constant voltage control of the amplifier 10, the voltage of the predictive control signal is added to the adder circuit 9.
第４図に示すように時間toにおいて負荷電流が
急増すると、変流器４と電流検出回路５により、
それを直流信号として検出し、フイルター回路７
に与える。フイルター回路７の伝達特性は微分要
素と一次おくれフイルターを組合せたもの、例え
ばT1S／（１＋T2S）とし、T1＝100ms、T2＝０
〜1msとしておくと、その出力として第４図に示
した三角波状の電圧Esのような予測制御信号が
得られる。予測制御信号の電圧Esの波高値はイ
ンバータ１から出力される負荷電流ＩLの変化量
に比例する。負荷電流ＩLの変化量が小さいとき
は、インバータ１の出力電圧の変化も小さいの
で、増巾器１０による通常の制御だけで良いから
負荷電流ＩLの変化量がある基準値I1を越えたと
きのみ予測制御動作をさせるべく、判断回路１１
において基準値I1と予測制御信号の電圧Esを比較
し、予測制御信号の電圧Esが基準値ＩLより大と
なつたとき判断回路１１の中の時限要素MS1を作
動させて時間ＴAだけアナログゲート８に開くよ
うに指令を与え、予測制御信号の電圧Esを時間
toから時間toの期間について加算回路９に加え
る。 As shown in FIG. 4, when the load current increases rapidly at time to, the current transformer 4 and current detection circuit 5
It is detected as a DC signal and the filter circuit 7
give to The transfer characteristic of the filter circuit 7 is a combination of a differential element and a first-order delay filter, for example, T 1 S/(1+T 2 S), T 1 = 100 ms, T 2 = 0.
If the time is set to 1 ms, a predictive control signal such as the triangular wave voltage Es shown in FIG. 4 can be obtained as the output. The peak value of the voltage Es of the predictive control signal is proportional to the amount of change in the load current I L output from the inverter 1. When the amount of change in the load current I L is small, the change in the output voltage of the inverter 1 is also small, so normal control using the amplifier 10 is all that is required. In order to perform predictive control operation only when
, the voltage Es of the predictive control signal is compared with the reference value I 1 , and when the voltage Es of the predictive control signal becomes larger than the reference value I L , the time element MS 1 in the judgment circuit 11 is activated to set the time T A Give a command to the analog gate 8 to open only, and change the voltage Es of the predictive control signal over time
The period from to to the time to is added to the adder circuit 9.
予測制御信号の電圧Esは経時的に減衰する
が、電圧制御の増巾器１０の出力がバツクアツプ
することになるのでインバータ制御系の制御動作
について何ら支障はない。 Although the voltage Es of the predicted control signal attenuates over time, since the output of the voltage-controlled amplifier 10 backs up, there is no problem with the control operation of the inverter control system.
また、一般に従来より負荷電流の変化を打ち消
すように予測制御する手段は、負荷電流の増加に
より電圧が上昇し、その結果再び負荷電流が増加
するという正帰還になるという怖れが多く、あま
り強く作用させることができないという欠点があ
つたが、負荷電流ＩLの変化量が所定の基準値以
下の場合、予測制御信号の電圧Esを増巾器１０
の電圧制御の出力に加えないので、従来の如き不
都合はなく充分強い予測制御信号の電圧Esによ
る正帰還を作用させることができる。 In addition, conventional means of predictive control that cancels out changes in load current have the risk of causing positive feedback in which the voltage increases due to an increase in load current, and as a result, the load current increases again. However, when the amount of change in the load current I L is less than a predetermined reference value, the voltage Es of the predictive control signal is
Since it is not added to the output of the voltage control, there are no disadvantages as in the conventional case, and a sufficiently strong positive feedback can be effected by the voltage Es of the predictive control signal.
以上の説明は、インバータに応用した場合につ
いてのものであるが、この発明はインバータに限
定されるものでなくインバータ以外の定電圧特性
を必要とする各種電力変換装置に応用し得ること
は勿論である。 Although the above explanation is for the case where it is applied to an inverter, the present invention is not limited to inverters and can of course be applied to various power conversion devices other than inverters that require constant voltage characteristics. be.
以上のように、この発明によれば負荷電流の変
化量が所定の基準値より大きいときに所定期間ア
ナログゲートを開いて増巾器の定電圧制御出力に
予測制御信号を加えるように構成したので、負荷
電流の急変時位相制御回路は負荷電流の変化量に
対応して負荷電流の変化を相殺するように予測的
に制御されるという効果がある。 As described above, according to the present invention, when the amount of change in load current is larger than a predetermined reference value, the analog gate is opened for a predetermined period and a predictive control signal is added to the constant voltage control output of the amplifier. , the phase control circuit has the effect of being predictively controlled in response to the amount of change in the load current so as to offset the change in the load current when the load current suddenly changes.
第１図、第２図はインバータの一般的な使い方
を示す構成図、第３図は本発明をインバータに応
用した場合の構成図、第４図は第３図の動作を説
明するためのタイミングチヤート図である。
図中、１はインバータ、２Ａ，２Ｂは負荷、５
は電流検出回路、６は位相制御回路、７はフイル
ター回路、８はアナログゲート、９は加算回路、
１０は増巾器、１１は判断回路、１３は発振器、
１４はリングカウンタである。尚、図中同一符号
は、同一又は相当部分を示す。
Figures 1 and 2 are block diagrams showing the general usage of an inverter, Figure 3 is a block diagram when the present invention is applied to an inverter, and Figure 4 is a timing chart to explain the operation of Figure 3. It is a chart diagram. In the figure, 1 is the inverter, 2A and 2B are the loads, and 5
is a current detection circuit, 6 is a phase control circuit, 7 is a filter circuit, 8 is an analog gate, 9 is an addition circuit,
10 is an amplifier, 11 is a judgment circuit, 13 is an oscillator,
14 is a ring counter. Note that the same reference numerals in the figures indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
とを一致させるように定電圧制御を行なう増巾器
からの出力によりパルス巾制御信号を発する位相
制御回路でインバータを駆動し、負荷を制御する
負荷変動補償装置において、上記インバータから
出力される負荷電流の変化量に応じて変化する波
高値を有し、経時的に減衰する予測制御信号を出
力するフイルタ回路と、上記フイルタ回路からの
予測制御信号が所定レベルを越えたとき時限要素
を動作させて所定時間だけアナログゲートに開く
よう指令する判断回路と、上記判断回路からの指
令により上記フイルタ回路からの上記予測制御信
号を上記所定時間だけ出力するアナログゲート
と、上記増巾器の出力側に配置され、上記アナロ
グゲートからの上記予測制御信号を上記所定時間
だけ上記増巾器からの出力に加える加算回路とを
設け、上記負荷電流の変化による出力電圧の過渡
変化が現われる前に上記インバータの内部発生電
圧を予測制御することにより出力電圧の過渡変動
を少くすることを特徴とする負荷変動補償装置。1 A load that controls the load by driving an inverter with a phase control circuit that generates a pulse width control signal using the output from an amplifier that performs constant voltage control so that the feedback signal from the voltage detection circuit matches the voltage reference signal. In the fluctuation compensation device, a filter circuit outputs a predictive control signal that has a peak value that changes depending on the amount of change in the load current output from the inverter and attenuates over time, and a predictive control signal from the filter circuit. a judgment circuit that operates a timer element to instruct the analog gate to open for a predetermined time when exceeds a predetermined level; and a judgment circuit that outputs the predictive control signal from the filter circuit for the predetermined time in response to a command from the judgment circuit. An analog gate and an adder circuit disposed on the output side of the amplifier and adding the predictive control signal from the analog gate to the output from the amplifier for the predetermined time are provided, A load fluctuation compensator characterized in that the transient fluctuations in the output voltage are reduced by predictively controlling the internally generated voltage of the inverter before the transient fluctuations in the output voltage appear.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7238780A JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7238780A JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Publications (2)
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|---|---|
| JPS5779A JPS5779A (en) | 1982-01-05 |
| JPS6132915B2 true JPS6132915B2 (en) | 1986-07-30 |
Family
ID=13487813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7238780A Granted JPS5779A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Load fluctuation compensator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5779A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04272051A (en) * | 1991-02-27 | 1992-09-28 | Mitsubishi Materials Corp | Position detector for lift |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60126179U (en) * | 1984-02-03 | 1985-08-24 | 株式会社 森本製作所 | Needle thread holding device for sewing machine |
| JPH0830991B2 (en) * | 1986-03-10 | 1996-03-27 | 勲 高橋 | Control delay compensation device |
| US5994755A (en) | 1991-10-30 | 1999-11-30 | Intersil Corporation | Analog-to-digital converter and method of fabrication |
| JP4935379B2 (en) * | 2007-01-26 | 2012-05-23 | 富士通株式会社 | Power supply and communication equipment |
| US9389627B2 (en) * | 2010-01-31 | 2016-07-12 | Nagasaki University, National University Corporation | Control circuit and control method for inhibit overshoot and undershoot in power conversion device |
-
1980
- 1980-05-29 JP JP7238780A patent/JPS5779A/en active Granted
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|---|---|---|---|---|
| JPH04272051A (en) * | 1991-02-27 | 1992-09-28 | Mitsubishi Materials Corp | Position detector for lift |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5779A (en) | 1982-01-05 |
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