JPS61280770A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御方式 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御方式Info
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- JPS61280770A JPS61280770A JP12087785A JP12087785A JPS61280770A JP S61280770 A JPS61280770 A JP S61280770A JP 12087785 A JP12087785 A JP 12087785A JP 12087785 A JP12087785 A JP 12087785A JP S61280770 A JPS61280770 A JP S61280770A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は、負荷遮断時にＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧が異常に上昇するのを抑制するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方式に関する。
電圧が異常に上昇するのを抑制するＤＣ−ＤＣコンバー
タの制御方式に関する。
第４図は２方式フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータの
従来例を示す回路図であって、変圧器６の１次巻線６Ａ
の両端にスイッチ素子としてのトランジスタ４と５が別
個に接続されておシ、この両トランジスタ４と５とを同
時にオンさせると、直流電源１→トランジスタ４→１次
巻線６Ａ→トランジスタ５→直流電源１の経路で１次電
流ｉ１が流れて変圧器６の励磁インダクタンスにエネル
ギーが注入される。次いでこの両トランジスタ４，５を
同時にオフにすると、変圧器６の励磁インダクタンスに
蓄積されたエネルギーは２次電流１２となってこの変圧
器６の２次巻線６Ｂから出力ダイオード７を介して出力
コンデンサ８へ放出される。さらにこの出力コンデンサ
８から負荷９に出力電流ｉｏが流れる。このようにして
２個のトランジスタ４と５を同時に芽／・オフさせるこ
とにょ゛シ直流電源ｌから負荷９ヘエネルギーを供給す
ることができる。
従来例を示す回路図であって、変圧器６の１次巻線６Ａ
の両端にスイッチ素子としてのトランジスタ４と５が別
個に接続されておシ、この両トランジスタ４と５とを同
時にオンさせると、直流電源１→トランジスタ４→１次
巻線６Ａ→トランジスタ５→直流電源１の経路で１次電
流ｉ１が流れて変圧器６の励磁インダクタンスにエネル
ギーが注入される。次いでこの両トランジスタ４，５を
同時にオフにすると、変圧器６の励磁インダクタンスに
蓄積されたエネルギーは２次電流１２となってこの変圧
器６の２次巻線６Ｂから出力ダイオード７を介して出力
コンデンサ８へ放出される。さらにこの出力コンデンサ
８から負荷９に出力電流ｉｏが流れる。このようにして
２個のトランジスタ４と５を同時に芽／・オフさせるこ
とにょ゛シ直流電源ｌから負荷９ヘエネルギーを供給す
ることができる。
なお第４図における符号２と３は帰還ダイオードであシ
、符号１０は出力電圧ＥＯを所望の値に維持するように
トランジスタ４と５の導通率を制御する制御回路である
。
、符号１０は出力電圧ＥＯを所望の値に維持するように
トランジスタ４と５の導通率を制御する制御回路である
。
第５図は第４図に示す従来例回路の電圧Ｏ電流波形図で
あって、第５図（イ）は変圧器１次電流ｉ１の波形を、
第５図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形を。
あって、第５図（イ）は変圧器１次電流ｉ１の波形を、
第５図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形を。
第５図（ハ）は出力電流ｉ６の波形を、第５図に）は出
力電圧ＥＯの波形をそれぞれがあられしている。ただし
説明を簡単にするため、変圧器６の１次巻線６人と２次
巻線６Ｂの巻数比は１対１であるものとして波形を描い
ている。この第５図においてＴはトランジスタ４，５の
動作周期であシ、制御回路１０による制御率すなわちト
ランジスタ４，５の導通率がαであって入力電圧Ｅｉと
負荷の大きさに対応してこの制御率αを調節することに
よシ出力電圧ＥＯが所望の値になるようにしている。
力電圧ＥＯの波形をそれぞれがあられしている。ただし
説明を簡単にするため、変圧器６の１次巻線６人と２次
巻線６Ｂの巻数比は１対１であるものとして波形を描い
ている。この第５図においてＴはトランジスタ４，５の
動作周期であシ、制御回路１０による制御率すなわちト
ランジスタ４，５の導通率がαであって入力電圧Ｅｉと
負荷の大きさに対応してこの制御率αを調節することに
よシ出力電圧ＥＯが所望の値になるようにしている。
ところでこの第４図に示す従来例のＤＣ−ＤＣコンバー
タが負荷９に電力を供給して運転中に負荷遮断が生じる
と、変圧器６の励磁インダクタンスに蓄積されていたエ
ネルギーはすべて出力コンデンサ８が吸収することにな
るのでこの出力コンデンサ電圧ＥＯのはね上シが大きく
なり、この過電圧が負荷９の絶縁をおびやかすことにな
る。
タが負荷９に電力を供給して運転中に負荷遮断が生じる
と、変圧器６の励磁インダクタンスに蓄積されていたエ
ネルギーはすべて出力コンデンサ８が吸収することにな
るのでこの出力コンデンサ電圧ＥＯのはね上シが大きく
なり、この過電圧が負荷９の絶縁をおびやかすことにな
る。
第６図は第４図に示す従来例回路においてトランジスタ
がオンしているときに負荷遮断した場合の電圧Ｏ電流波
形図であって、第６図（イ）は変圧器１次電流ｉ１０波
形、第６図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形、第６図
（ハ）は出力電流ｉ６の波形、第６図に）は出力電圧Ｅ
Ｏの波形をそれぞれがあられしている。
がオンしているときに負荷遮断した場合の電圧Ｏ電流波
形図であって、第６図（イ）は変圧器１次電流ｉ１０波
形、第６図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形、第６図
（ハ）は出力電流ｉ６の波形、第６図に）は出力電圧Ｅ
Ｏの波形をそれぞれがあられしている。
この第６図であきらかなように、時刻ｔｏに負荷遮断が
発生すると制御回路１０が動作してトランジスタ４と５
の制御率αは直ちにしぼられるのであるが、このように
制御回路１０が素早く動作をしても変圧器２次電流１２
の斜線で示す部分（第６図（ロ）参照）の電荷はすべて
出力コンデンサ８が吸収するととくなる。そのため出力
電圧Ｅｏは連続負荷運転中は破線で示す状態であったも
のが負荷遮断によシΔＶだけはね上って実線で示す状態
となる（第６図に）参照）。この電圧はね上シ量ΔＶは
変圧器６の励磁インダクタンスをＬ１出力コンデンサ８
の静電容量Ｃ，）ランジスタの遮断電流値をＩｓとする
ならば下記の（１）式で示される。（ただし変圧器６の
変圧比は１とする。） ΔＶ＝工５ＩＩＶＬ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（１）て この電圧はね上）量ΔＶによυ出力コンデンサ電圧ＥＯ
が過電圧となって負荷９が絶縁破壊するのを防ぐために
この電圧はね上り量ΔＶを抑制して許容電圧値以下にな
るように出力コンデンサ８の静電容量を下記の（２）式
に示す値にする。
発生すると制御回路１０が動作してトランジスタ４と５
の制御率αは直ちにしぼられるのであるが、このように
制御回路１０が素早く動作をしても変圧器２次電流１２
の斜線で示す部分（第６図（ロ）参照）の電荷はすべて
出力コンデンサ８が吸収するととくなる。そのため出力
電圧Ｅｏは連続負荷運転中は破線で示す状態であったも
のが負荷遮断によシΔＶだけはね上って実線で示す状態
となる（第６図に）参照）。この電圧はね上シ量ΔＶは
変圧器６の励磁インダクタンスをＬ１出力コンデンサ８
の静電容量Ｃ，）ランジスタの遮断電流値をＩｓとする
ならば下記の（１）式で示される。（ただし変圧器６の
変圧比は１とする。） ΔＶ＝工５ＩＩＶＬ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（１）て この電圧はね上）量ΔＶによυ出力コンデンサ電圧ＥＯ
が過電圧となって負荷９が絶縁破壊するのを防ぐために
この電圧はね上り量ΔＶを抑制して許容電圧値以下にな
るように出力コンデンサ８の静電容量を下記の（２）式
に示す値にする。
すなわち負荷遮断時の最高電圧を許容値以下に制限しよ
うとすると出力コンデンサ８の静電容量を非常に大きく
しなければならないので、この大容量コンデンサのため
に当該ＤＣ−ＤＣコンバータが大形化するとともに高価
になるという欠点を有する。
うとすると出力コンデンサ８の静電容量を非常に大きく
しなければならないので、この大容量コンデンサのため
に当該ＤＣ−ＤＣコンバータが大形化するとともに高価
になるという欠点を有する。
この発明は、負荷遮断時に出力コンデンサ容量を増大さ
せることなくこの出力コンデンサ電圧のはね上シを抑制
できるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式を提供すること
を目的とする。
せることなくこの出力コンデンサ電圧のはね上シを抑制
できるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式を提供すること
を目的とする。
この発明は、２方式フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、負荷遮断時に出力コンデンサ電圧が所定の
過電圧設定値に到達したことを検出すると、変圧器１次
巻線の両端に接続されているスイッチ素子のうちのいず
れか一方をオン状態にするとともに他方のスイッチ素子
をオフ状態にするよう制御して、変圧器励磁インダクタ
ンスに蓄積されているエネルギーを１次巻線側で環流消
費させることにより、このエネルギーは出力コンデンサ
に与えられないことになシ、よって出力コンデンサ容量
を増大させることなくこの出力コンデンサ電圧のはね上
シを抑制しようとするものである。
タにおいて、負荷遮断時に出力コンデンサ電圧が所定の
過電圧設定値に到達したことを検出すると、変圧器１次
巻線の両端に接続されているスイッチ素子のうちのいず
れか一方をオン状態にするとともに他方のスイッチ素子
をオフ状態にするよう制御して、変圧器励磁インダクタ
ンスに蓄積されているエネルギーを１次巻線側で環流消
費させることにより、このエネルギーは出力コンデンサ
に与えられないことになシ、よって出力コンデンサ容量
を増大させることなくこの出力コンデンサ電圧のはね上
シを抑制しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図である。
この第１図において変圧器６の１次巻線６Ａの両端はそ
れぞれ別個のスイッチ素子としてのトランジスタ４と５
とを介して直流電源１の正極側および負極側に接続され
ているので１両トランジスタ４と５とを同時にオンさせ
れば直流電源１からのエネルギーが変圧器６の励磁イン
ダクタンスに蓄えられ、次いで両トランジスタ４と５と
を同時にオフさせると、この蓄積エネルギーは２次巻線
６Ｂから出力ダイオード７を介して出力コンデンサ８に
放出され、この出力コンデンサ８から負荷９に直流電力
が供給されるのであるが、出力電圧ＥＯは制御回路１０
０作用によ）トランジスタ４，５の導通率αを調節する
ことによシ所望値に設定できることは既述の第４図に示
す従来例の場合とまったく同じである。なお符号２と３
は帰還ダイオードである。
れぞれ別個のスイッチ素子としてのトランジスタ４と５
とを介して直流電源１の正極側および負極側に接続され
ているので１両トランジスタ４と５とを同時にオンさせ
れば直流電源１からのエネルギーが変圧器６の励磁イン
ダクタンスに蓄えられ、次いで両トランジスタ４と５と
を同時にオフさせると、この蓄積エネルギーは２次巻線
６Ｂから出力ダイオード７を介して出力コンデンサ８に
放出され、この出力コンデンサ８から負荷９に直流電力
が供給されるのであるが、出力電圧ＥＯは制御回路１０
０作用によ）トランジスタ４，５の導通率αを調節する
ことによシ所望値に設定できることは既述の第４図に示
す従来例の場合とまったく同じである。なお符号２と３
は帰還ダイオードである。
本発明においては出力電圧ＥＯが過電圧になったことを
検出する過電圧検出器１１が備えられていて。
検出する過電圧検出器１１が備えられていて。
過電圧が検出されるとそれまで同時にオン・オフしてい
た２個のトランジスタ４と５は過電圧制御回路１２から
の信号によりいずれか一方たとえばトランジスタ４のみ
がオフとなり、他方のトランジスタ５はオン状態となる
。そのため変圧器１次巻線６Ａは帰還ダイオード３とト
ランジスタ５との直列回路で短絡されることになるので
２次巻線電流１２は直ちに零となり、これと同時に１次
巻線６Ａ→トランジスタ５→帰還ダイオード３→１次巻
線弘の経路で流れる環流電流ＩＸの値は２次巻線電流１
２に相当する値まで瞬時に増大することになる。
た２個のトランジスタ４と５は過電圧制御回路１２から
の信号によりいずれか一方たとえばトランジスタ４のみ
がオフとなり、他方のトランジスタ５はオン状態となる
。そのため変圧器１次巻線６Ａは帰還ダイオード３とト
ランジスタ５との直列回路で短絡されることになるので
２次巻線電流１２は直ちに零となり、これと同時に１次
巻線６Ａ→トランジスタ５→帰還ダイオード３→１次巻
線弘の経路で流れる環流電流ＩＸの値は２次巻線電流１
２に相当する値まで瞬時に増大することになる。
このように出力コンデンサ８の過電圧が検出されると同
時に両トランジスタ４，５を上述のように制御すること
によシ瞬時にして２次電流１２が零になって出力電圧Ｅ
ｏの電圧上昇は停止するので負荷９が過電圧で破損する
危険は出力コンデンサ８の静電容量を増大させなくても
回避することができる。このとき変圧器６の励磁エネル
ギーは環流電流ｉｘが流れる経路にあるトランジスタ５
と帰還ダイオード３とで消費されるので、この環流電流
ｉｘは徐々に減衰するが、その減衰変化率はＥＸ／ｉ、
である。（ただしＥｘはトランジスタ５のオン電圧と帰
還ダイオード３のオン電圧の合計値であＪ、Ｌは変圧器
６の励磁インダクタンスである。）その後出力電圧の過
電圧状態が解除されると過電圧検出器１１は動作しなく
なることから過電圧制御回路１２も元の状態に戻υ、ト
ランジスタ４と５は再び同時オン・オフを繰返す通常運
転となる。
時に両トランジスタ４，５を上述のように制御すること
によシ瞬時にして２次電流１２が零になって出力電圧Ｅ
ｏの電圧上昇は停止するので負荷９が過電圧で破損する
危険は出力コンデンサ８の静電容量を増大させなくても
回避することができる。このとき変圧器６の励磁エネル
ギーは環流電流ｉｘが流れる経路にあるトランジスタ５
と帰還ダイオード３とで消費されるので、この環流電流
ｉｘは徐々に減衰するが、その減衰変化率はＥＸ／ｉ、
である。（ただしＥｘはトランジスタ５のオン電圧と帰
還ダイオード３のオン電圧の合計値であＪ、Ｌは変圧器
６の励磁インダクタンスである。）その後出力電圧の過
電圧状態が解除されると過電圧検出器１１は動作しなく
なることから過電圧制御回路１２も元の状態に戻υ、ト
ランジスタ４と５は再び同時オン・オフを繰返す通常運
転となる。
第２図は第１図に示す実施例回路におけるトランジスタ
に与える動作信号のダイアグラムであって％第２図（イ
）に過電圧検出器１１の出力信号、第２図（ロ）は制御
回路１０の出力信号、第２図（ハ）は過電圧制御回路１
２の入側（すなわちトランジスタ５制御用）出力信号、
第２図に）は同じく過電圧制御回路１２のＢ側（すなわ
ちトランジスタ４制御用）出力信号をそれぞれあられし
ている。
に与える動作信号のダイアグラムであって％第２図（イ
）に過電圧検出器１１の出力信号、第２図（ロ）は制御
回路１０の出力信号、第２図（ハ）は過電圧制御回路１
２の入側（すなわちトランジスタ５制御用）出力信号、
第２図に）は同じく過電圧制御回路１２のＢ側（すなわ
ちトランジスタ４制御用）出力信号をそれぞれあられし
ている。
この第２図において出力電圧Ｅｏの過電圧が検出される
時刻ｔ１以前では制御回路１０が出力するトランジスタ
４と５の同時オン・オフ動作信号は過電圧制御回路１２
をそのまま通過して両トランジスタ４と５に与えられて
いるので負荷９に直流電力が供給されている。ここで時
刻１１に過電圧検出器１１が出力電圧Ｅｏの過電圧を検
出すると（第２図（イ）参照）、過電圧制御回路１２に
信号が送られてそれまで両トランジスタ４，５を同時に
オン・オフ動作させる信号を出力していた過電圧制御回
路１２の入側出力すなわちトランジスタ５の制御信号は
オン動作を連続させるとともに（第２図（ハ）参照）％
Ｂ側出出力なわちトランジスタ４の制御信号はオフ状態
を連続させる（第２図に）参照）ようになる１、第３図
は第１図に示す実施例回路においてトランジスタがオン
しているときに負荷遮断を生じた場合の電圧・電流波形
図であって、第３図（イ）は変圧器１次電流ｉ１の波形
、第３図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形、第３図（
ハ）は出力電流ｉ６の波形、第３図（ロ）は環流電流Ｉ
Ｘの波形、第３図（ホ）は出力電圧Ｅ。
時刻ｔ１以前では制御回路１０が出力するトランジスタ
４と５の同時オン・オフ動作信号は過電圧制御回路１２
をそのまま通過して両トランジスタ４と５に与えられて
いるので負荷９に直流電力が供給されている。ここで時
刻１１に過電圧検出器１１が出力電圧Ｅｏの過電圧を検
出すると（第２図（イ）参照）、過電圧制御回路１２に
信号が送られてそれまで両トランジスタ４，５を同時に
オン・オフ動作させる信号を出力していた過電圧制御回
路１２の入側出力すなわちトランジスタ５の制御信号は
オン動作を連続させるとともに（第２図（ハ）参照）％
Ｂ側出出力なわちトランジスタ４の制御信号はオフ状態
を連続させる（第２図に）参照）ようになる１、第３図
は第１図に示す実施例回路においてトランジスタがオン
しているときに負荷遮断を生じた場合の電圧・電流波形
図であって、第３図（イ）は変圧器１次電流ｉ１の波形
、第３図（ロ）は変圧器２次電流１２の波形、第３図（
ハ）は出力電流ｉ６の波形、第３図（ロ）は環流電流Ｉ
Ｘの波形、第３図（ホ）は出力電圧Ｅ。
の波形をそれぞれがあられしている。ここでＴはトラン
ジスタの動作周期、αは制御率（またはトランジスタの
導通率）をあられす。
ジスタの動作周期、αは制御率（またはトランジスタの
導通率）をあられす。
この第３図であきらかなように、トランジスタ４と５が
オンして変圧器６の励磁インダクタンスにエネルギーを
注入中の時刻ｔｏＫ’負荷遮断が発生したとすると、出
力電圧ＥＯが変化して時刻ｔ１に過電圧が検出されるま
では、このＤＣ−ＤＣコンパータは通常の運転を継続し
ているが１時刻ｔ１にトランジスタ４と５の状態は前述
の第２図に示すようになるのでその瞬間に変圧器２次電
流量２は零とな）（第３図（ロ）参照）、このｆｚＫ″
対応する環流電流ｉｘが流れる（第３図に）参照）。そ
のために出力コンデンサ８に流入するはずの変圧器２次
電流ｉ２が（第３図（ロ）の破線部分）消滅するので出
力電圧Ｅｏも過電圧検出値以上には上昇しなくなるので
、負荷９の絶縁がおびやかされるおそれも解消する。
オンして変圧器６の励磁インダクタンスにエネルギーを
注入中の時刻ｔｏＫ’負荷遮断が発生したとすると、出
力電圧ＥＯが変化して時刻ｔ１に過電圧が検出されるま
では、このＤＣ−ＤＣコンパータは通常の運転を継続し
ているが１時刻ｔ１にトランジスタ４と５の状態は前述
の第２図に示すようになるのでその瞬間に変圧器２次電
流量２は零とな）（第３図（ロ）参照）、このｆｚＫ″
対応する環流電流ｉｘが流れる（第３図に）参照）。そ
のために出力コンデンサ８に流入するはずの変圧器２次
電流ｉ２が（第３図（ロ）の破線部分）消滅するので出
力電圧Ｅｏも過電圧検出値以上には上昇しなくなるので
、負荷９の絶縁がおびやかされるおそれも解消する。
この発明によれば、２方式フライバック形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが負荷に電力を供給中に負荷遮断が発生して出
力電圧が過電圧設定値に到達したことを検出すると同時
に、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器１次側の両端に
接続されているスイッチ素子のうちのいずれか一方をオ
ン、他方のスイッチ素子をオフにすることで、この変圧
器１次側はオンしているスイッチ素子と帰還ダイオード
との直列回路で短絡され、変圧器に蓄積されていた励磁
エネルギーはこの短絡回路で消費されるようになるので
、出力コンデンサの容量を増大させなくても出力電圧は
上述の過電圧設定値以上には上昇しない。それ故小容量
すなわち小形軽量の出力コンデンサで負荷の絶縁をおび
やかすような過電圧の発生を抑制できるので、幽該ＤＣ
−ＤＣコンバータを小形軽量で安価なもの忙することが
できる。
ンバータが負荷に電力を供給中に負荷遮断が発生して出
力電圧が過電圧設定値に到達したことを検出すると同時
に、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器１次側の両端に
接続されているスイッチ素子のうちのいずれか一方をオ
ン、他方のスイッチ素子をオフにすることで、この変圧
器１次側はオンしているスイッチ素子と帰還ダイオード
との直列回路で短絡され、変圧器に蓄積されていた励磁
エネルギーはこの短絡回路で消費されるようになるので
、出力コンデンサの容量を増大させなくても出力電圧は
上述の過電圧設定値以上には上昇しない。それ故小容量
すなわち小形軽量の出力コンデンサで負荷の絶縁をおび
やかすような過電圧の発生を抑制できるので、幽該ＤＣ
−ＤＣコンバータを小形軽量で安価なもの忙することが
できる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であシ、第２図は
第１図に示す実施例回路におけるトランジスタに与える
動作信号のダイアグラム、第３図は第１図に示す実施例
回路においてトランジスタがオンしているときに負荷遮
断を生じた場合の電圧・電流波形図である。第４図は２
方式フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示
す回路図でオシ、第５図は第４図に示す従来例回路の電
圧・電流波形図、第６図は第４図に示す従来例回路にお
いてトランジスタがオンしているときに負荷遮断した場
合の電圧・電流波形図である。 １・・・直流電源、２，３・・・帰還ダイオード、４，
５・−・スイッチ素子としてのトランジスタ、６・・・
変圧器。 ａＡ−−・１次巻線、６Ｂ・・・２次巻線、７・・・出
力ダイオード、８・・・出力コンデンサ、９・・・負荷
、１０・・・制御回路、１１・・・過電圧検出器、１２
・・・過電圧制御回路。 第１図 第２図 ｔ□ ｔ＋ 第４１！１ （ニ）Ｅ。
第１図に示す実施例回路におけるトランジスタに与える
動作信号のダイアグラム、第３図は第１図に示す実施例
回路においてトランジスタがオンしているときに負荷遮
断を生じた場合の電圧・電流波形図である。第４図は２
方式フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示
す回路図でオシ、第５図は第４図に示す従来例回路の電
圧・電流波形図、第６図は第４図に示す従来例回路にお
いてトランジスタがオンしているときに負荷遮断した場
合の電圧・電流波形図である。 １・・・直流電源、２，３・・・帰還ダイオード、４，
５・−・スイッチ素子としてのトランジスタ、６・・・
変圧器。 ａＡ−−・１次巻線、６Ｂ・・・２次巻線、７・・・出
力ダイオード、８・・・出力コンデンサ、９・・・負荷
、１０・・・制御回路、１１・・・過電圧検出器、１２
・・・過電圧制御回路。 第１図 第２図 ｔ□ ｔ＋ 第４１！１ （ニ）Ｅ。
Claims (1)
- １）直流電源の正極側と負極側とを別個のスイッチ素子
を介して変圧器１次巻線の両端に接続するとともに、こ
の変圧器１次巻線の両端を別個の帰還ダイオードを介し
て前記直流電源の正極側と負極側に接続し、前記両スイ
ッチ素子を同時にオン・オフさせることで変圧器２次巻
線からダイオードとコンデンサを介して直流電力を取り
出すことができる２石式フライバック形ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、負荷遮断時に前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧が所定値以上に上昇するとき前記両スイッ
チ素子のいずれか一方をオン状態に、他方のスイッチ素
子をオフ状態に制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12087785A JPS61280770A (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12087785A JPS61280770A (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61280770A true JPS61280770A (ja) | 1986-12-11 |
| JPH0350505B2 JPH0350505B2 (ja) | 1991-08-01 |
Family
ID=14797170
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12087785A Granted JPS61280770A (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61280770A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02101964A (ja) * | 1988-10-06 | 1990-04-13 | Fujitsu Denso Ltd | スナバ回路 |
| JPH0624390U (ja) * | 1990-05-11 | 1994-03-29 | 三星電子株式会社 | 電源回路 |
-
1985
- 1985-06-04 JP JP12087785A patent/JPS61280770A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02101964A (ja) * | 1988-10-06 | 1990-04-13 | Fujitsu Denso Ltd | スナバ回路 |
| JPH0624390U (ja) * | 1990-05-11 | 1994-03-29 | 三星電子株式会社 | 電源回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0350505B2 (ja) | 1991-08-01 |
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