JPH0467422B2 - - Google Patents
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- JPH0467422B2 JPH0467422B2 JP59185490A JP18549084A JPH0467422B2 JP H0467422 B2 JPH0467422 B2 JP H0467422B2 JP 59185490 A JP59185490 A JP 59185490A JP 18549084 A JP18549084 A JP 18549084A JP H0467422 B2 JPH0467422 B2 JP H0467422B2
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- H—ELECTRICITY
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- H02M7/7575—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only for high voltage direct transmission link
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、特許請求の範囲第１項の所謂上位概
念に記載の過電流保護装置を備えた高電圧直流供
給装置に関する。
念に記載の過電流保護装置を備えた高電圧直流供
給装置に関する。
従来技術
発生される電力および特に短絡安全性に関し高
い要件が課せられるこのような給電装置は、例え
ば核融合の技術分野において知られており、融合
炉内のプラズマを付加的に加熱するための給電装
置として用いられる（「Proc.of the 7th
Symposium on Engineering Problems of
Fusion Research」、Knoxville、U.S.A.、1977年
10月25−28日、頁1558−1583に掲載のP.L.
MondinoおよびK.I.Selynの論文参照）。
い要件が課せられるこのような給電装置は、例え
ば核融合の技術分野において知られており、融合
炉内のプラズマを付加的に加熱するための給電装
置として用いられる（「Proc.of the 7th
Symposium on Engineering Problems of
Fusion Research」、Knoxville、U.S.A.、1977年
10月25−28日、頁1558−1583に掲載のP.L.
MondinoおよびK.I.Selynの論文参照）。
プラズマ加熱においては、用いられる方法に依
存して、50A台の電流で30−200kVの範囲の直流
電圧が必要とされる。加熱を粒子ビームの注入に
より行う場合、加熱の開始時および数秒間持続す
る本来のビーム注入中に、粒子ビーム注入に必要
なインジエクタ系において、フラツシユオーバに
よる短絡が繰返し発生する。このフラツシユオー
バはビーム砲の電極系に発生するものである。こ
のような短絡による敏感なインジエクタ系の損傷
を回避するためには、電流を10μsより短い期間内
に確実に遮断し且つ高電圧を１ないし10ｍｓの解
放時間後に再び閉成する迅速に応答する過電流保
護装置が必要である。
存して、50A台の電流で30−200kVの範囲の直流
電圧が必要とされる。加熱を粒子ビームの注入に
より行う場合、加熱の開始時および数秒間持続す
る本来のビーム注入中に、粒子ビーム注入に必要
なインジエクタ系において、フラツシユオーバに
よる短絡が繰返し発生する。このフラツシユオー
バはビーム砲の電極系に発生するものである。こ
のような短絡による敏感なインジエクタ系の損傷
を回避するためには、電流を10μsより短い期間内
に確実に遮断し且つ高電圧を１ないし10ｍｓの解
放時間後に再び閉成する迅速に応答する過電流保
護装置が必要である。
上述のような技術分野で用いられる従来の給電
装置においては、高電圧電源は、直列に設けられ
た開閉装置を介し負荷即ちインジエクタ系に接続
されている。負荷電流は閉成された開閉装置なら
びに出力導体に設けられている電流測定装置を流
れ、駆動もしくは運転中電流の強さが連続的に測
定される。負荷電流が予め定められた限界値を越
えると直ちに、接続されている限界値検出器によ
つて制御信号が開閉器制御部に供給され、該開閉
器制御部は再び開閉装置を開き、それにより負荷
電流を遮断する。
装置においては、高電圧電源は、直列に設けられ
た開閉装置を介し負荷即ちインジエクタ系に接続
されている。負荷電流は閉成された開閉装置なら
びに出力導体に設けられている電流測定装置を流
れ、駆動もしくは運転中電流の強さが連続的に測
定される。負荷電流が予め定められた限界値を越
えると直ちに、接続されている限界値検出器によ
つて制御信号が開閉器制御部に供給され、該開閉
器制御部は再び開閉装置を開き、それにより負荷
電流を遮断する。
開閉装置は給電装置の出力導体に設けられてい
るので、該開閉装置は現れる負荷電流を開閉でき
るばかりではなく、遮断過程を危険ならしめない
ようにするために特に異状に高い電圧に対する耐
電圧強度を有してなければならない。この理由か
ら従来は開閉装置として、導通状態で負荷電流を
陽極電流として通し、そして短絡時にはその制御
格子に印加される適当な制御電圧で遮断される高
電力４極管もしくはテトロードが用いられてい
る。
るので、該開閉装置は現れる負荷電流を開閉でき
るばかりではなく、遮断過程を危険ならしめない
ようにするために特に異状に高い電圧に対する耐
電圧強度を有してなければならない。この理由か
ら従来は開閉装置として、導通状態で負荷電流を
陽極電流として通し、そして短絡時にはその制御
格子に印加される適当な制御電圧で遮断される高
電力４極管もしくはテトロードが用いられてい
る。
しかしながら、このように高電圧電源と負荷と
の間に開閉装置として高電力４極管もしくはテト
ロードを使用する場合にはいろいろな問題が生ず
る。駆動に必要とされる陰極加熱ならびに導通状
態における陰極と陽極との間の数kVの高い電圧
降下が原因で、テトロードは数100kWの固有電
力消費を有し、それにより給電装置の作用効果が
劣化されるばかりではなく相応の冷却手段を設け
なければならない。
の間に開閉装置として高電力４極管もしくはテト
ロードを使用する場合にはいろいろな問題が生ず
る。駆動に必要とされる陰極加熱ならびに導通状
態における陰極と陽極との間の数kVの高い電圧
降下が原因で、テトロードは数100kWの固有電
力消費を有し、それにより給電装置の作用効果が
劣化されるばかりではなく相応の冷却手段を設け
なければならない。
同様に、４極管の電極は開閉時に現れる電流お
よび電圧により相当大きな負荷に曝され、そのた
めに４極管の内部構造が変形したり開閉装置の故
障を生ぜしめ得る。
よび電圧により相当大きな負荷に曝され、そのた
めに４極管の内部構造が変形したり開閉装置の故
障を生ぜしめ得る。
最後に、短絡時の遮断プロセスは、唯一つの開
閉素子即ちテトロードもしくは４極管によつて行
われているので、開閉装置と高電圧電源との間に
設けられるこの４極管の機能不全に対処し安全上
の理由から、さらに、電源に対し並列にクローバ
ー回路を設けなければならず、それにより構成要
素および制御手段に対する付加的な費用が必要と
される。
閉素子即ちテトロードもしくは４極管によつて行
われているので、開閉装置と高電圧電源との間に
設けられるこの４極管の機能不全に対処し安全上
の理由から、さらに、電源に対し並列にクローバ
ー回路を設けなければならず、それにより構成要
素および制御手段に対する付加的な費用が必要と
される。
発明の目的
よつて本発明の課題は、大きく改善された効率
に加えて高揚された機能安全性を備え、しかも廉
価に製作することができる過電流保護装置を備え
た直流電圧および直流電流の供給装置を提供する
ことにある。
に加えて高揚された機能安全性を備え、しかも廉
価に製作することができる過電流保護装置を備え
た直流電圧および直流電流の供給装置を提供する
ことにある。
発明の構成および作用
上の課題は、冒頭に述べた高電圧直流供給装置
において特許請求の範囲第１項の謂ゆる特徴部分
に記載の構成により解決される。
において特許請求の範囲第１項の謂ゆる特徴部分
に記載の構成により解決される。
本発明は、高電圧電源および開閉装置を複数の
中間電圧電源および開閉素子から構成し、開閉素
子の各々をそれに配属された中間電圧電源の中間
電圧だけを考慮して設計すれば良いようにしたの
である。このようにすれば、開閉素子には配属さ
れた中間電圧の負荷がかかるだけであるから、負
荷は格段に軽減される。また、１個の開閉装置を
使用する代わりに複数の直列に設けられた開閉素
子を使用した場合に生じる電圧分割に関する問題
が避けられる。
中間電圧電源および開閉素子から構成し、開閉素
子の各々をそれに配属された中間電圧電源の中間
電圧だけを考慮して設計すれば良いようにしたの
である。このようにすれば、開閉素子には配属さ
れた中間電圧の負荷がかかるだけであるから、負
荷は格段に軽減される。また、１個の開閉装置を
使用する代わりに複数の直列に設けられた開閉素
子を使用した場合に生じる電圧分割に関する問題
が避けられる。
本発明に従がい、高電圧電源を、それぞれが関
連の中間電圧電源を高速遮断するための少なくと
も１つの開閉素子から構成されている複数個の中
間電圧電源に分割することにより、敏感で高価で
使用寿命が制限されている高電力電極の代りに、
複数の廉価でしかも故障が少ない回路素子を用
い、しかも素子全体における電力消費を４極管の
場合よりも相当に低くし、それにより顕著に改善
された効率を有する給電装置が得られる。
連の中間電圧電源を高速遮断するための少なくと
も１つの開閉素子から構成されている複数個の中
間電圧電源に分割することにより、敏感で高価で
使用寿命が制限されている高電力電極の代りに、
複数の廉価でしかも故障が少ない回路素子を用
い、しかも素子全体における電力消費を４極管の
場合よりも相当に低くし、それにより顕著に改善
された効率を有する給電装置が得られる。
さらに、上記のような分割によれば、安全性の
面においても大きな利点が得られる。と言うの
は、給電装置全体の機能の信頼性は１つまたは複
数の中間電圧電源および開閉素子の故障によつて
本質的な影響を受けないからである。
面においても大きな利点が得られる。と言うの
は、給電装置全体の機能の信頼性は１つまたは複
数の中間電圧電源および開閉素子の故障によつて
本質的な影響を受けないからである。
給電装置の特に価格面で好ましい構成として、
本発明の特に有利な実施態様に従い、総ての中間
電圧電源が同じ中間電圧を発生するようにするこ
とができる。このようにすれば、製作に際して大
規模ライン製造の利点を享受することができると
共に、給電装置のモジユール構造により異なつた
電力要件に容易に適合させることができる。
本発明の特に有利な実施態様に従い、総ての中間
電圧電源が同じ中間電圧を発生するようにするこ
とができる。このようにすれば、製作に際して大
規模ライン製造の利点を享受することができると
共に、給電装置のモジユール構造により異なつた
電力要件に容易に適合させることができる。
本発明の別の実施例によれば、中間電圧電源に
おける開閉素子として、実質的に無限の使用寿命
を有すると共に僅か数ボルトの非常に小さい順方
向電圧を有する半導体スイツチを設けることがで
きる。この目的で、GTO（ゲートターンオフ）サ
イリスタとして知られている遮断サイリスタを用
いるのが好ましい。このサイリスタは、半導体ス
イツチの一般的な利点に加えて、高い耐負荷能力
を有している。
おける開閉素子として、実質的に無限の使用寿命
を有すると共に僅か数ボルトの非常に小さい順方
向電圧を有する半導体スイツチを設けることがで
きる。この目的で、GTO（ゲートターンオフ）サ
イリスタとして知られている遮断サイリスタを用
いるのが好ましい。このサイリスタは、半導体ス
イツチの一般的な利点に加えて、高い耐負荷能力
を有している。
特許請求の範囲第７項および第８項に記述され
ているような本発明思想の発展態様として、個々
の開閉可能な中間電圧電源を出力電圧の制御もし
くは調整のための制御論理回路と組合せて用いる
ことができる。MW領域にまで達する電力消費を
伴なう高電力４極管による従来公知の直列制御と
比較して、本発明による個々の中間電圧電源の開
閉によれば、95％もの効率が達成される。
ているような本発明思想の発展態様として、個々
の開閉可能な中間電圧電源を出力電圧の制御もし
くは調整のための制御論理回路と組合せて用いる
ことができる。MW領域にまで達する電力消費を
伴なう高電力４極管による従来公知の直列制御と
比較して、本発明による個々の中間電圧電源の開
閉によれば、95％もの効率が達成される。
実施例
以下添付図面を参照し本発明の実施例に関連し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第１図には、例えば核融合研究分野で用いられ
ているような公知の高電圧直流供給装置（以下簡
略にHV−DC供給装置とも称する）の原理が示
されている。電源電圧Ｕおよび出力電圧UOを有
する高電圧電源１は、開閉装置２ならびに２つの
出力導体７および８を介して出力端子９および１
０に接続されており、これら出力端子間には、例
えばプラズマ加熱のためのインジエクタもしくは
注入系のような負荷６が設けられている。
ているような公知の高電圧直流供給装置（以下簡
略にHV−DC供給装置とも称する）の原理が示
されている。電源電圧Ｕおよび出力電圧UOを有
する高電圧電源１は、開閉装置２ならびに２つの
出力導体７および８を介して出力端子９および１
０に接続されており、これら出力端子間には、例
えばプラズマ加熱のためのインジエクタもしくは
注入系のような負荷６が設けられている。
一方の出力導体７には、多くの場合測定抵抗と
することができる電流測定デバイス５が設けられ
ており、該測定デバイス５の出力端には、負荷６
を流れる負荷電流ILに比例する測定信号が現れ
る。この測定信号は、電流測定デバイスから限界
値検出器４に達する。この検出器４には、負荷電
流ILの予め定められた限界値が記憶されている。
例えば負荷６に短絡が生ずる等してこの限界値が
越えられると直ちに、限界値検出器は後続の開閉
制御回路３に信号を発生し、該回路３は閉じてい
る開閉装置２を開きそれにより負荷電流ILを遮断
する。
することができる電流測定デバイス５が設けられ
ており、該測定デバイス５の出力端には、負荷６
を流れる負荷電流ILに比例する測定信号が現れ
る。この測定信号は、電流測定デバイスから限界
値検出器４に達する。この検出器４には、負荷電
流ILの予め定められた限界値が記憶されている。
例えば負荷６に短絡が生ずる等してこの限界値が
越えられると直ちに、限界値検出器は後続の開閉
制御回路３に信号を発生し、該回路３は閉じてい
る開閉装置２を開きそれにより負荷電流ILを遮断
する。
上記のような駆動サイクルにおける高電圧電源
１の出力電圧UOおよび電源電圧Ｕの時間的変化
が、第２図の共通のダイアグラムとして示されて
いる。第２図において、時点tOに開閉装置２が開
かれると先ず、電源電圧Ｕが制御変流器（第１図
には図示せず）により零から徐々に公称値もしく
は定格値に向つて増大し、時点t1に該公称値に達
する。時点t0からt1の間出力電圧UOは零に等し
い。そこで時点t1で開閉装置２が閉ざされ、負荷
６は高電圧電源１に接続される。すると、出力電
圧UOは跳躍的に定常出力電圧Oの値に増加す
る。この定常出力電圧は、負荷分だけ低下した電
源電圧Ｕに等しい。後続の注入期間中、出力電圧
UOは、時点t2において短絡が生じ限界値検出器４
が応答するまで一定に留まる。そこで開閉装置２
は開き、出力電圧UOは時点t3までに10μsよりも少
ない期間で零に減少し、他方、電源電圧Ｕは無負
荷の元の値もしくは初期値に増加する。
１の出力電圧UOおよび電源電圧Ｕの時間的変化
が、第２図の共通のダイアグラムとして示されて
いる。第２図において、時点tOに開閉装置２が開
かれると先ず、電源電圧Ｕが制御変流器（第１図
には図示せず）により零から徐々に公称値もしく
は定格値に向つて増大し、時点t1に該公称値に達
する。時点t0からt1の間出力電圧UOは零に等し
い。そこで時点t1で開閉装置２が閉ざされ、負荷
６は高電圧電源１に接続される。すると、出力電
圧UOは跳躍的に定常出力電圧Oの値に増加す
る。この定常出力電圧は、負荷分だけ低下した電
源電圧Ｕに等しい。後続の注入期間中、出力電圧
UOは、時点t2において短絡が生じ限界値検出器４
が応答するまで一定に留まる。そこで開閉装置２
は開き、出力電圧UOは時点t3までに10μsよりも少
ない期間で零に減少し、他方、電源電圧Ｕは無負
荷の元の値もしくは初期値に増加する。
第３図には公知のHV−DC供給装置の別の構
成が示してある。３相交流回路網から交流電圧
は、電源電圧Ｕを設定する制御サイリスタブリツ
ジ１１ならびに変圧器１２を介してフイルタ（図
示せず）を有する整流回路１３に供給される。該
整流回路１３の出力端から電源電圧Ｕが取り出さ
れる。開閉装置としては高電力テトロード（４極
管）が用いられ、その制御格子が限界値検出器４
により開閉制御回路３を介して制御されるように
なつている。短絡時における安全を高めるため
に、高電力テトロード１６の前にクローバー回路
１５が挿入されており、この回路１５は限界値検
出器４の第１の限界値が越えられた際に高電力テ
トロード（４極管）１６が負荷電流ILを遮断でき
ない場合に、第２の限界値検出器１４を介してそ
れにより高い限界値で点弧される。
成が示してある。３相交流回路網から交流電圧
は、電源電圧Ｕを設定する制御サイリスタブリツ
ジ１１ならびに変圧器１２を介してフイルタ（図
示せず）を有する整流回路１３に供給される。該
整流回路１３の出力端から電源電圧Ｕが取り出さ
れる。開閉装置としては高電力テトロード（４極
管）が用いられ、その制御格子が限界値検出器４
により開閉制御回路３を介して制御されるように
なつている。短絡時における安全を高めるため
に、高電力テトロード１６の前にクローバー回路
１５が挿入されており、この回路１５は限界値検
出器４の第１の限界値が越えられた際に高電力テ
トロード（４極管）１６が負荷電流ILを遮断でき
ない場合に、第２の限界値検出器１４を介してそ
れにより高い限界値で点弧される。
第４図には、本発明によるHV−DC（高電圧直
流）供給装置の原理図が示してある。この図にお
いて、高電圧電源は、複数の中間電圧電源V1，
…，Voから構成されており、該中間電圧電源の
出力には対応の中間電圧U1，…，Uoが現れる。
以下の説明において、「中間電圧」とは、数100V
ないし数kVの電圧を意味するものと理解された
い、中間電圧電源V1，…，Voの出力端は直列に
接続されており、全ての中間電圧電源V1，…，
Voが投入されている場合には出力電圧UOは全て
の中間電圧U1，…，Uoの和（UO＝U1＋…，Uoと
して得られる。
流）供給装置の原理図が示してある。この図にお
いて、高電圧電源は、複数の中間電圧電源V1，
…，Voから構成されており、該中間電圧電源の
出力には対応の中間電圧U1，…，Uoが現れる。
以下の説明において、「中間電圧」とは、数100V
ないし数kVの電圧を意味するものと理解された
い、中間電圧電源V1，…，Voの出力端は直列に
接続されており、全ての中間電圧電源V1，…，
Voが投入されている場合には出力電圧UOは全て
の中間電圧U1，…，Uoの和（UO＝U1＋…，Uoと
して得られる。
中間電圧電源V1，…，Voの各々は、少なくと
も１つの開閉素子S1，…，Soを有しており、各開
閉装置は関連の電源内に、該開閉素子S1，…，So
を開いた場合に関連の中間電圧電源V1，…，Vo
から電流が流れないように配列されている。各中
間電圧電源V1，…，Voの出力端子２６および２
７は、阻止方向の極性で接続されたバイパスダイ
オードD1，…，Doにより接続されている。バイ
パスダイオードD1，…，Doをこのように設ける
ことにより、中間電圧電源V1，…，Voの一部が
遮断された場合に、負荷電流JLはそれに対応して
減少した出力電圧UOで遮断された中間電圧電源
のバイパスダイオードを介して流れ続けることが
でき、それによりターンオフされた開閉素子に
は、関連の中間電圧電源の中間電圧よりもそれ程
大きくはない電圧しか印加されない。例えば、中
間電圧電源V1の開閉素子S1が開かれ、他方残り
の中間電圧電源V2，…，Voの残りの開閉素子S2，
…，Soが閉じているとすると、出力電圧UOは中
間電圧U1分だけ減少する。それに対応して減少
した負荷電流ILはバイパスダイオードD1を流れ
る。他のバイパスダイオードD2，…，Doは印加
される中間電圧U2，…，Uoにより阻止方向にバ
イアスされており、したがつて負荷電流ILはこれ
らバイパスダイオードを介しては流れず、関連の
中間電圧電源V2，…，Voを介して取り出される。
バイパスダイオードD1は導通方向に駆動される
ので、中間電圧電源V1の接続端子２６と２７と
の間には、中間電圧U1と比較して無視すること
ができるバイパスダイオードD1の順方向電圧程
度の電位差しか生じない。したがつて、開いてい
る開閉阻止S1には、中間電圧電源V1から電源電
圧として発生され本質的に中間電圧U1に等しい
電圧降下しか生じない。
も１つの開閉素子S1，…，Soを有しており、各開
閉装置は関連の電源内に、該開閉素子S1，…，So
を開いた場合に関連の中間電圧電源V1，…，Vo
から電流が流れないように配列されている。各中
間電圧電源V1，…，Voの出力端子２６および２
７は、阻止方向の極性で接続されたバイパスダイ
オードD1，…，Doにより接続されている。バイ
パスダイオードD1，…，Doをこのように設ける
ことにより、中間電圧電源V1，…，Voの一部が
遮断された場合に、負荷電流JLはそれに対応して
減少した出力電圧UOで遮断された中間電圧電源
のバイパスダイオードを介して流れ続けることが
でき、それによりターンオフされた開閉素子に
は、関連の中間電圧電源の中間電圧よりもそれ程
大きくはない電圧しか印加されない。例えば、中
間電圧電源V1の開閉素子S1が開かれ、他方残り
の中間電圧電源V2，…，Voの残りの開閉素子S2，
…，Soが閉じているとすると、出力電圧UOは中
間電圧U1分だけ減少する。それに対応して減少
した負荷電流ILはバイパスダイオードD1を流れ
る。他のバイパスダイオードD2，…，Doは印加
される中間電圧U2，…，Uoにより阻止方向にバ
イアスされており、したがつて負荷電流ILはこれ
らバイパスダイオードを介しては流れず、関連の
中間電圧電源V2，…，Voを介して取り出される。
バイパスダイオードD1は導通方向に駆動される
ので、中間電圧電源V1の接続端子２６と２７と
の間には、中間電圧U1と比較して無視すること
ができるバイパスダイオードD1の順方向電圧程
度の電位差しか生じない。したがつて、開いてい
る開閉阻止S1には、中間電圧電源V1から電源電
圧として発生され本質的に中間電圧U1に等しい
電圧降下しか生じない。
これに対して出力にバイパスダイオードD1，
…，Doが設けられていないとすると、１つの開
閉素子S1の開放もしくはターンオフで負荷電流IL
全体が遮断されることになる。したがつて開かれ
た開閉素子S1には全出力電圧UOがかかることに
なり、したがつて現在の技術レベルにおける高電
力４極管もしくはテトロードで許される限界値デ
ータに関し正確に設計しなければならない。この
ように、バイパスダイオードD1，…，Doは開閉
負荷を個々の開閉素子S1，…，Soに分割する際に
重要な役割を果し、個々の中間電圧電源V1，…，
Voの互いに独立した開閉を可能にする。
…，Doが設けられていないとすると、１つの開
閉素子S1の開放もしくはターンオフで負荷電流IL
全体が遮断されることになる。したがつて開かれ
た開閉素子S1には全出力電圧UOがかかることに
なり、したがつて現在の技術レベルにおける高電
力４極管もしくはテトロードで許される限界値デ
ータに関し正確に設計しなければならない。この
ように、バイパスダイオードD1，…，Doは開閉
負荷を個々の開閉素子S1，…，Soに分割する際に
重要な役割を果し、個々の中間電圧電源V1，…，
Voの互いに独立した開閉を可能にする。
開閉素子S1，…，Soは、導体部分と制御部分と
の間における電位分離の目的でオプチカルフアイ
バとして構成するのが好ましい制御導体L1，…，
Loを介して開閉制御回路３に接続されている。
該制御回路３は、限界値検出器４から発生される
遮断命令を個々の開閉素子S1，…，Soのための対
応の制御命令に変換する働きをなす。制御命令は
この場合すべて、例えば10μsの所要遮断時間と同
じかこれより短い時間間隔内にある。しかし負荷
電流ILが所定の減衰特性を有することが所望され
る特別な場合は、制御命令を時間的にずらして出
力して開閉素子を制御することにより、負荷電流
ILを相応に段階的に減少させることができる。
の間における電位分離の目的でオプチカルフアイ
バとして構成するのが好ましい制御導体L1，…，
Loを介して開閉制御回路３に接続されている。
該制御回路３は、限界値検出器４から発生される
遮断命令を個々の開閉素子S1，…，Soのための対
応の制御命令に変換する働きをなす。制御命令は
この場合すべて、例えば10μsの所要遮断時間と同
じかこれより短い時間間隔内にある。しかし負荷
電流ILが所定の減衰特性を有することが所望され
る特別な場合は、制御命令を時間的にずらして出
力して開閉素子を制御することにより、負荷電流
ILを相応に段階的に減少させることができる。
中間電圧電源V1，…，Voは、その内部構造な
らびに発生される中間電圧U1，…，Uoに関して
同一となるように実現するのが特に有利である。
このようにすれば、中間電圧電源V1，…，Voの
各々は、同じ中間電圧UMで出力電圧UOに寄与
し、その結果ｎ個の中間電圧電源を用いる場合、
UO＝ｎ・UMが成り立つ。HV−DC供給装置に対
しUM＝1kVでUO＝100kVの場合、約100個必要と
される中間電圧電源は大規模ラインで製作するこ
とができ、それにより製造費用を著しく軽減する
ことができる。さらにそれに加えてこのようなモ
ジユール構造では、個々のまたは複数の中間電圧
電源を付加したり或いは取外すことが簡単な仕方
で行われ、それにより出力電圧UOの大きさに対
する異なつた要件をそれぞれ満すようにすること
ができる。
らびに発生される中間電圧U1，…，Uoに関して
同一となるように実現するのが特に有利である。
このようにすれば、中間電圧電源V1，…，Voの
各々は、同じ中間電圧UMで出力電圧UOに寄与
し、その結果ｎ個の中間電圧電源を用いる場合、
UO＝ｎ・UMが成り立つ。HV−DC供給装置に対
しUM＝1kVでUO＝100kVの場合、約100個必要と
される中間電圧電源は大規模ラインで製作するこ
とができ、それにより製造費用を著しく軽減する
ことができる。さらにそれに加えてこのようなモ
ジユール構造では、個々のまたは複数の中間電圧
電源を付加したり或いは取外すことが簡単な仕方
で行われ、それにより出力電圧UOの大きさに対
する異なつた要件をそれぞれ満すようにすること
ができる。
１つの中間電圧源V1，…またはVoのための好
ましい実施例が第５図に示してある。例えば電源
変圧器（図示せず）の２次巻線に接続されている
３相交流電圧入力端２８には交流電圧が現れ、こ
の交流電圧は整流器ブリツジ回路１７により整流
される。残留交流電圧成分は公知の仕方で直列に
接続されたチヨーク１８ならびに並列のフイルタ
コンデンサ１９によりろ波される。２つの出力導
体２４および２５は平滑された直流電圧を対応の
出力端子２６および２７に導く。一方の出力導体
には、開閉素子として、順方向の極性で遮断サイ
リスタ２３が設けられており、その制御入力端は
制御装置２２に接続されている。
ましい実施例が第５図に示してある。例えば電源
変圧器（図示せず）の２次巻線に接続されている
３相交流電圧入力端２８には交流電圧が現れ、こ
の交流電圧は整流器ブリツジ回路１７により整流
される。残留交流電圧成分は公知の仕方で直列に
接続されたチヨーク１８ならびに並列のフイルタ
コンデンサ１９によりろ波される。２つの出力導
体２４および２５は平滑された直流電圧を対応の
出力端子２６および２７に導く。一方の出力導体
には、開閉素子として、順方向の極性で遮断サイ
リスタ２３が設けられており、その制御入力端は
制御装置２２に接続されている。
制御装置２２は、その入力端に対応の制御命令
が現れると直ちに、遮断サイリスタ２３のオン／
オフ駆動に必要な制御パルスを発生する。ここで
述べている第１の実施例においては、この制御命
令は、第４図に示した中央開閉制御装置３から発
生され、したがつて負荷電流ILは電流測定装置５
およびそれに接続された限界値検出器４により中
央で監視される。この中央監視方式は構成が特に
簡単であり、然も個々の中間電圧電源V1，…，
Voの個々の要件に対して調整する必要がない唯
一の限界値を予め規定するだけでよい。
が現れると直ちに、遮断サイリスタ２３のオン／
オフ駆動に必要な制御パルスを発生する。ここで
述べている第１の実施例においては、この制御命
令は、第４図に示した中央開閉制御装置３から発
生され、したがつて負荷電流ILは電流測定装置５
およびそれに接続された限界値検出器４により中
央で監視される。この中央監視方式は構成が特に
簡単であり、然も個々の中間電圧電源V1，…，
Voの個々の要件に対して調整する必要がない唯
一の限界値を予め規定するだけでよい。
第２の実施例においては、各中間電圧電源に、
個々の電源に整合された付加監視装置が設けら
れ、これら監視装置は、それぞれ、一方の出力導
体２４に挿入された電流測定デバイス２０および
別の限界値検出器２１から構成される。限界値検
出器２１の出力端は制御装置２２の入力端に接続
され、中央開閉制御装置３または局部限界値検出
器２１から遮断命令が現れると常に遮断サイリス
タ２３は開かれる。
個々の電源に整合された付加監視装置が設けら
れ、これら監視装置は、それぞれ、一方の出力導
体２４に挿入された電流測定デバイス２０および
別の限界値検出器２１から構成される。限界値検
出器２１の出力端は制御装置２２の入力端に接続
され、中央開閉制御装置３または局部限界値検出
器２１から遮断命令が現れると常に遮断サイリス
タ２３は開かれる。
既に述べたように、第４図に示した回路構成に
おいて負荷電流ILは、開閉素子が閉じている中間
電圧電源V1，…，Voの各々を流れるので、電流
測定装置５，２０においては通常の場合同じ電流
が測定されることになる。中央監視装置を個々の
電源の局部電流監視と組合せることにより二重の
安全性が確保される。さらに加えて、局部監視に
より、電流測定装置５の上流側でHV−DC供給
系統に現れる短絡をも検出することができる。
おいて負荷電流ILは、開閉素子が閉じている中間
電圧電源V1，…，Voの各々を流れるので、電流
測定装置５，２０においては通常の場合同じ電流
が測定されることになる。中央監視装置を個々の
電源の局部電流監視と組合せることにより二重の
安全性が確保される。さらに加えて、局部監視に
より、電流測定装置５の上流側でHV−DC供給
系統に現れる短絡をも検出することができる。
他方また、既に述べた理由から、電流測定装置
５により中央監視を省略することができる。この
場合には、過電流保護装置は中間電圧電源V1，
…，Voの各々に一体的に設けられることになる
が、この場合には、HV−DC供給装置のできる
限り短い遮断時間を全体的に達成するために、異
なつた中間電圧電源の遮断特性における公差を狭
くする必要がある。
５により中央監視を省略することができる。この
場合には、過電流保護装置は中間電圧電源V1，
…，Voの各々に一体的に設けられることになる
が、この場合には、HV−DC供給装置のできる
限り短い遮断時間を全体的に達成するために、異
なつた中間電圧電源の遮断特性における公差を狭
くする必要がある。
中間電圧U1，…，UoおよびUMの設定は、本質
的に、現在入手可能な開閉素子の限界値データに
従つて定められる。特に遮断サイリスタもしくは
ゲートターンオフ（GTO）サイリスタを使用す
る場合には、個々のサイリスタで数100A（アンペ
ア）の電流で数kVの中間電圧を遮断することが
できる。多数の遮断サイリスタの直列接続ならび
にそれに伴う電圧分割という問題を回避するため
に、中間電圧は10kVより小さく選択するのが有
利である。中間電圧電源の実際に試みた実施例に
おいては、中間電圧は約100Aの最大電流で約
1kVとして満足であつた。
的に、現在入手可能な開閉素子の限界値データに
従つて定められる。特に遮断サイリスタもしくは
ゲートターンオフ（GTO）サイリスタを使用す
る場合には、個々のサイリスタで数100A（アンペ
ア）の電流で数kVの中間電圧を遮断することが
できる。多数の遮断サイリスタの直列接続ならび
にそれに伴う電圧分割という問題を回避するため
に、中間電圧は10kVより小さく選択するのが有
利である。中間電圧電源の実際に試みた実施例に
おいては、中間電圧は約100Aの最大電流で約
1kVとして満足であつた。
純粋な過電流保護に加えて、本発明思想の発展
態様として、第４図に示した中間電圧電源V1，
…，Voからなる回路構成を、出力電圧UOの制御
および調整に用いることができる。中間電圧電源
V1，…，Voは個別に開閉可能なように構成され
ているので、適当な制御で異なつた中間電圧を組
合せることにより出力電圧UOに異なつた電圧段
階を実現することができる。例えば全ての中間電
圧電源V1，…，Voが同じ中間電圧UMを発生する
ものとすると、個々の電源を段階的に逐次接続す
ることにより、１・UMからｎ・UMまで段階状の
出力電圧UOを発生することができる。この場合、
予め定められた目標出力電圧USからの実際の出
力電圧UO（ｎ・UM）の偏差は最大で、共通の中
間電圧の値UMの半分（UM／２）にすることがで
きる。目標出力電圧US÷UMの余りは最大で＜
UMである。この余りがUM／２より大きい場合
は、もう一段中間電圧電源を投入接続すれば良
い。そうすれば、偏差の絶対値はUM／２より小
さくなることからである。中間電圧電源V1，…，
Voのうちの複数個のものだけが同じ中間電圧UM
を発生し、そして残りの中間電圧電源の中間電圧
が段階的にUMの2m分の１の部分（但しｍ＝１、
２、…）を賄うようにすれば、上記最大偏差をさ
らに減少することができる。例えば、中間電圧
UM／２およびUM／４の２つの中間電圧電源を設
ければ、ｌ・UMと（ｌ＋１）UMとの間の電圧段
階に加えて、電圧段階（ｌ＋１／４）UM、（ｌ＋
１／２）UM、（ｌ＋３／４）UMを設定すること
ができる。但しここでｌは整数である。したがつ
て、出力電圧UOと目標電圧USとの間の最大偏差
はUM／８に減少される。
態様として、第４図に示した中間電圧電源V1，
…，Voからなる回路構成を、出力電圧UOの制御
および調整に用いることができる。中間電圧電源
V1，…，Voは個別に開閉可能なように構成され
ているので、適当な制御で異なつた中間電圧を組
合せることにより出力電圧UOに異なつた電圧段
階を実現することができる。例えば全ての中間電
圧電源V1，…，Voが同じ中間電圧UMを発生する
ものとすると、個々の電源を段階的に逐次接続す
ることにより、１・UMからｎ・UMまで段階状の
出力電圧UOを発生することができる。この場合、
予め定められた目標出力電圧USからの実際の出
力電圧UO（ｎ・UM）の偏差は最大で、共通の中
間電圧の値UMの半分（UM／２）にすることがで
きる。目標出力電圧US÷UMの余りは最大で＜
UMである。この余りがUM／２より大きい場合
は、もう一段中間電圧電源を投入接続すれば良
い。そうすれば、偏差の絶対値はUM／２より小
さくなることからである。中間電圧電源V1，…，
Voのうちの複数個のものだけが同じ中間電圧UM
を発生し、そして残りの中間電圧電源の中間電圧
が段階的にUMの2m分の１の部分（但しｍ＝１、
２、…）を賄うようにすれば、上記最大偏差をさ
らに減少することができる。例えば、中間電圧
UM／２およびUM／４の２つの中間電圧電源を設
ければ、ｌ・UMと（ｌ＋１）UMとの間の電圧段
階に加えて、電圧段階（ｌ＋１／４）UM、（ｌ＋
１／２）UM、（ｌ＋３／４）UMを設定すること
ができる。但しここでｌは整数である。したがつ
て、出力電圧UOと目標電圧USとの間の最大偏差
はUM／８に減少される。
出力電圧UOの付加的な制御および調整機能を
備えたHV−DC供給装置の原理図が第６図に示
してある。ダイオードおよびコンデンサで記号的
に示した整流機能およびフイルタ機能を有する中
間電圧電源V1，…，Voの入力側は電源変圧器２
９の分離された２次巻線W1，…，Voに接続され
ている。電源変圧器２９は図示を明瞭にする意図
から単相変圧器として示してあるが、しかしなが
ら通常は３相構造のものであつて第５図に示すよ
うに中間電圧電源に接続して使用されるものであ
る。この実施例においては、第４図で既に述べた
電流測定装置５、限界値検出器４および開閉制御
回路３の機能ブロツクに加えて、制御論理装置３
０が設けられ、この装置３０は限界値検出器４か
らの遮断命令を処理すると共に他方また外部から
規定される目標電圧USに対応する入力量を処理
する。制御論理回路３０は、目標電圧USの大き
さを中間電圧UMの大きさで除して、目標電圧US
を出力電圧UOでできるだけ正確に近似するため
に閉成しなければならない中間電圧電源V1，…，
Voの数を求める。これに加えて２進法で段階付
けられる中間電圧UM／2mを有する中間電圧電源
が存在する場合には、制御論理回路３０は、上記
の除算で残る剰余に従がい付加的に、２進法で段
階付けられた電源の一部を投入し、この投入で相
応の組合せにより目標電圧USと出力電圧UOとの
間の偏差がさらに減少される。制御論理回路３０
の処理結果は２進形態で開閉制御回路３に転送さ
れ、該回路３により対応の制御命令が制御導体
L1，…，Loを介して開閉素子S1，…，Soに供給
される。
備えたHV−DC供給装置の原理図が第６図に示
してある。ダイオードおよびコンデンサで記号的
に示した整流機能およびフイルタ機能を有する中
間電圧電源V1，…，Voの入力側は電源変圧器２
９の分離された２次巻線W1，…，Voに接続され
ている。電源変圧器２９は図示を明瞭にする意図
から単相変圧器として示してあるが、しかしなが
ら通常は３相構造のものであつて第５図に示すよ
うに中間電圧電源に接続して使用されるものであ
る。この実施例においては、第４図で既に述べた
電流測定装置５、限界値検出器４および開閉制御
回路３の機能ブロツクに加えて、制御論理装置３
０が設けられ、この装置３０は限界値検出器４か
らの遮断命令を処理すると共に他方また外部から
規定される目標電圧USに対応する入力量を処理
する。制御論理回路３０は、目標電圧USの大き
さを中間電圧UMの大きさで除して、目標電圧US
を出力電圧UOでできるだけ正確に近似するため
に閉成しなければならない中間電圧電源V1，…，
Voの数を求める。これに加えて２進法で段階付
けられる中間電圧UM／2mを有する中間電圧電源
が存在する場合には、制御論理回路３０は、上記
の除算で残る剰余に従がい付加的に、２進法で段
階付けられた電源の一部を投入し、この投入で相
応の組合せにより目標電圧USと出力電圧UOとの
間の偏差がさらに減少される。制御論理回路３０
の処理結果は２進形態で開閉制御回路３に転送さ
れ、該回路３により対応の制御命令が制御導体
L1，…，Loを介して開閉素子S1，…，Soに供給
される。
制御論理回路３０内で過電流保護機能は、上述
の目標電圧USに依存する制御機能より上位にあ
る。限界値検出器４からの遮断命令は、制御過程
を遮断し、そして総ての中間電圧電源V1，…，
Voに対する遮断命令として開閉制御回路３に供
給される。予め定められた自由もしくは開放時間
の経過後のように強制遮断シーケンスにおいて出
力電圧UOを自動的に再び投入するために、制御
論理回路３０内に時間発生器を設けて、それによ
り目標値電圧USを基準としての中間電圧電源V1，
…，Voの再投入もしくは再閉成を上記自由時間
の経過後にトリガすることができる。
の目標電圧USに依存する制御機能より上位にあ
る。限界値検出器４からの遮断命令は、制御過程
を遮断し、そして総ての中間電圧電源V1，…，
Voに対する遮断命令として開閉制御回路３に供
給される。予め定められた自由もしくは開放時間
の経過後のように強制遮断シーケンスにおいて出
力電圧UOを自動的に再び投入するために、制御
論理回路３０内に時間発生器を設けて、それによ
り目標値電圧USを基準としての中間電圧電源V1，
…，Voの再投入もしくは再閉成を上記自由時間
の経過後にトリガすることができる。
目標電圧USに依存する純制御に加えて、第６
図に示す別の好ましい実施例においては、出力電
圧UOの制御も実現される。この目的で、HV−
DC供給装置の出力端子９および１０に並列に電
圧測定装置３１が接続され、この装置３１で連続
的に出力電圧UOの実際の大きさが測定される。
この測定の結果は制御論理回路３０の別の入力に
与えられる。制御論理回路３０はUOとUSを比較
してこれら２つの量から差を発生する。この差の
大きさおよび記号から、上述の除算もしくは割算
により、UOとUSとの間の偏差を最小にするため
にどのそして幾個の中間電源を閉成もしくは開放
しなければならないかを求める。
図に示す別の好ましい実施例においては、出力電
圧UOの制御も実現される。この目的で、HV−
DC供給装置の出力端子９および１０に並列に電
圧測定装置３１が接続され、この装置３１で連続
的に出力電圧UOの実際の大きさが測定される。
この測定の結果は制御論理回路３０の別の入力に
与えられる。制御論理回路３０はUOとUSを比較
してこれら２つの量から差を発生する。この差の
大きさおよび記号から、上述の除算もしくは割算
により、UOとUSとの間の偏差を最小にするため
にどのそして幾個の中間電源を閉成もしくは開放
しなければならないかを求める。
制御論理回路３０は制御および調整に対して必
要とされる計算ステツプを実行することができ且
つ中間電圧電源V1，…，Voの適切な選択を行な
うことができる１つまたは複数のマイクロプロセ
ツサから構成するのが好ましい。この場合、電流
測定装置５から得られる付加電流JLの測定値がデ
イジタル形態で制御論理回路３０に与えられてそ
こで、デイジタル化され記憶されている付加電流
ILの限界値と比較される場合には、別個に設けら
れる限界値検出器を省略することができる。
要とされる計算ステツプを実行することができ且
つ中間電圧電源V1，…，Voの適切な選択を行な
うことができる１つまたは複数のマイクロプロセ
ツサから構成するのが好ましい。この場合、電流
測定装置５から得られる付加電流JLの測定値がデ
イジタル形態で制御論理回路３０に与えられてそ
こで、デイジタル化され記憶されている付加電流
ILの限界値と比較される場合には、別個に設けら
れる限界値検出器を省略することができる。
電流測定装置５と制御論理回路３０との間の直
接接続には、好ましくは第７図に示すように電流
測定装置５内で行なわれる電位分離が必要であ
る。負荷電流ILは、極端な場合、真直ぐな導体片
から構成することができる界磁コイル３２を流れ
る。界磁コイル３２によつて発生される磁界は、
電源デバイス（図示せず）から一定の直流を供給
されるホール素子に作用する。磁界の依存するホ
ール電圧は、Ａ／Ｄ変換器３４に供給される。こ
の変換器３４はホール電圧から、負荷電流ILに比
例するデイジタル信号を発生し、そして予め定め
られた限界値と比較するために制御論理回路３０
に送る。同じ仕方で、被測定電圧を最初に精密抵
抗を用いて対応の電流に変換する場合には、電位
分離を電圧測定装置３１内で実現することもでき
る。
接接続には、好ましくは第７図に示すように電流
測定装置５内で行なわれる電位分離が必要であ
る。負荷電流ILは、極端な場合、真直ぐな導体片
から構成することができる界磁コイル３２を流れ
る。界磁コイル３２によつて発生される磁界は、
電源デバイス（図示せず）から一定の直流を供給
されるホール素子に作用する。磁界の依存するホ
ール電圧は、Ａ／Ｄ変換器３４に供給される。こ
の変換器３４はホール電圧から、負荷電流ILに比
例するデイジタル信号を発生し、そして予め定め
られた限界値と比較するために制御論理回路３０
に送る。同じ仕方で、被測定電圧を最初に精密抵
抗を用いて対応の電流に変換する場合には、電位
分離を電圧測定装置３１内で実現することもでき
る。
制御および調整過程の時間的経過は第８図に
UO（ｔ）曲線として示してある。目標電圧USの点
鎖線で描いた曲線は、理想的には出力電圧UOが
とるべき電圧変化もしくはプロフイールを表わ
す。時点ｔ＝０と時点t1との間におけるUSの直線
的な立上りは、出力電圧UOから段階UMで中間電
圧電源を逐次投することにより近似される。時点
t1においてUSはUOの最後の段階より約UM／２だ
け高い位置にある水平の直線に移行するので時点
t1においては全中間電圧UMを有する１つの中間
電圧電源が投入されるのではなく、UM／２の中
間電圧を有する２進法で段階付けられた電源が投
入もしくは閉成される。
UO（ｔ）曲線として示してある。目標電圧USの点
鎖線で描いた曲線は、理想的には出力電圧UOが
とるべき電圧変化もしくはプロフイールを表わ
す。時点ｔ＝０と時点t1との間におけるUSの直線
的な立上りは、出力電圧UOから段階UMで中間電
圧電源を逐次投することにより近似される。時点
t1においてUSはUOの最後の段階より約UM／２だ
け高い位置にある水平の直線に移行するので時点
t1においては全中間電圧UMを有する１つの中間
電圧電源が投入されるのではなく、UM／２の中
間電圧を有する２進法で段階付けられた電源が投
入もしくは閉成される。
時点t4において、負荷インピーダンスの減少お
よび出力電圧UOの降下として現われる負荷変動
が始まるt5までにUOは、制御論理回路がUSとUO
との間差を補償するために制御をトリガするまで
に減少している。UM／２の中間電圧電源は遮断
されそれに代つてUMを有する他の中間電圧電源
が閉成される。その結果生ずるUOからUM／２分
の増加は差（US−UO）を補償するのに充分であ
る。出力電圧UOがさらに降下すると制御論理回
路は時点t6で中間電圧UM／２を有する電源を再
び投入し、その結果新たにUOはUSに適合される。
第８図に示した制御もしくは調整は大きな変動に
対して採られるものである。と言うのは、この図
においては、図示を明瞭にする意図から、２進法
で分割された電圧UM／２を有する唯１つの中間
電圧段階しか存在しないことを前提としているか
らである。したがつてHV−DC供給装置内に、
２進法で分割される段階電圧UM／２、UM／４、
UM／８、UM／16を有する複数の中間電圧電源が
存在する場合には、それに対応して平滑な制御お
よび調整を実現し得る。
よび出力電圧UOの降下として現われる負荷変動
が始まるt5までにUOは、制御論理回路がUSとUO
との間差を補償するために制御をトリガするまで
に減少している。UM／２の中間電圧電源は遮断
されそれに代つてUMを有する他の中間電圧電源
が閉成される。その結果生ずるUOからUM／２分
の増加は差（US−UO）を補償するのに充分であ
る。出力電圧UOがさらに降下すると制御論理回
路は時点t6で中間電圧UM／２を有する電源を再
び投入し、その結果新たにUOはUSに適合される。
第８図に示した制御もしくは調整は大きな変動に
対して採られるものである。と言うのは、この図
においては、図示を明瞭にする意図から、２進法
で分割された電圧UM／２を有する唯１つの中間
電圧段階しか存在しないことを前提としているか
らである。したがつてHV−DC供給装置内に、
２進法で分割される段階電圧UM／２、UM／４、
UM／８、UM／16を有する複数の中間電圧電源が
存在する場合には、それに対応して平滑な制御お
よび調整を実現し得る。
発明の効果
以上要約すると、本発明によるHV−DC供給
装置は、製造および駆動において特に経済的で機
能に信頼性があり且つ融通性を有し、しかも単純
な仕方で制御および調整が可能な給電装置であ
り、従来のものと比較して顕著に改善された作用
効果が得られるばかりではなく同時に使用寿命も
長くなる。
装置は、製造および駆動において特に経済的で機
能に信頼性があり且つ融通性を有し、しかも単純
な仕方で制御および調整が可能な給電装置であ
り、従来のものと比較して顕著に改善された作用
効果が得られるばかりではなく同時に使用寿命も
長くなる。
第１図は、過電流保護装置を備えた公知の高電
圧直流供給装置の原理的回路略図、第２図は中性
粒子ビームインジエクタの駆動に際して第１図に
示した高電圧直流供給装置を用いる場合の電圧の
時間的変化特性を示す図、第３図は、高電力４極
管もしくはテトロードを備えた第１図に示す給電
装置の公知構成を示す図、第４図は、本発明によ
る高電圧直流供給装置の原理的回路略図、第５図
は、第４図に示した１つの中間電圧電源の実施例
を示す回路略図、第６図は、出力電圧の付加的な
制御および調整機能を備えた本発明による高電圧
直流供給装置の原理的回路略図、第７図は、第４
図に示した電流測定装置の一実施例を示す回路略
図、そして第８図は、第６図に示した高電圧直流
供給装置の調整される出力電圧の時間的変化を示
す図である。 １……高電圧電源、２……開閉装置、３……開
閉制御回路、４……検出器、５……電流測定デバ
イス、６……負荷、７，８……出力導体、９，１
０……出力端子、１１……制御サイリスタブリツ
ジ、１２……変圧器、１３……整流回路、１４…
…限界値検出器、１５……クローバー回路、１６
……高電力カテロイド、１７……整流器ブリツジ
回路、１８……チヨーク、１９……フイルタコン
デンサ、２０……電流測定デバイス、２１……限
界値検出器、２２……制御装置、２３……遮断サ
イリスタ、２４，２５……出力導体、２６，２７
……出力端子、２８……３相交流電圧入力端、IL
……負荷電流、Ｄ……バイパスダイオード、Ｌ…
…制御導体、Ｓ……開閉素子、Ｕ……中間電圧、
Ｖ……中間電圧電源。
圧直流供給装置の原理的回路略図、第２図は中性
粒子ビームインジエクタの駆動に際して第１図に
示した高電圧直流供給装置を用いる場合の電圧の
時間的変化特性を示す図、第３図は、高電力４極
管もしくはテトロードを備えた第１図に示す給電
装置の公知構成を示す図、第４図は、本発明によ
る高電圧直流供給装置の原理的回路略図、第５図
は、第４図に示した１つの中間電圧電源の実施例
を示す回路略図、第６図は、出力電圧の付加的な
制御および調整機能を備えた本発明による高電圧
直流供給装置の原理的回路略図、第７図は、第４
図に示した電流測定装置の一実施例を示す回路略
図、そして第８図は、第６図に示した高電圧直流
供給装置の調整される出力電圧の時間的変化を示
す図である。 １……高電圧電源、２……開閉装置、３……開
閉制御回路、４……検出器、５……電流測定デバ
イス、６……負荷、７，８……出力導体、９，１
０……出力端子、１１……制御サイリスタブリツ
ジ、１２……変圧器、１３……整流回路、１４…
…限界値検出器、１５……クローバー回路、１６
……高電力カテロイド、１７……整流器ブリツジ
回路、１８……チヨーク、１９……フイルタコン
デンサ、２０……電流測定デバイス、２１……限
界値検出器、２２……制御装置、２３……遮断サ
イリスタ、２４，２５……出力導体、２６，２７
……出力端子、２８……３相交流電圧入力端、IL
……負荷電流、Ｄ……バイパスダイオード、Ｌ…
…制御導体、Ｓ……開閉素子、Ｕ……中間電圧、
Ｖ……中間電圧電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 出力電圧U0を有する高電圧電源１と、前記
高電圧電源１に接続された負荷６を流れる負荷電
流ILを測定するための電流測定装置５と、該負荷
電流ILを迅速に遮断するための開閉装置２と、前
記電流測定装置５と接続されて前記負荷電流ILの
予め定められた限界値が越えられた際開閉器制御
部３を介して、前記開閉装置２を負荷電流ILが遮
断されるように制御する限界値検出器４とを含む
過電流保護装置を備えた高電圧直流供給装置にお
いて、前記高電圧電源１は、出力端子２６，２７
にそれぞれ中間電圧U1，…，Uoを発生する複数
の中間電圧電源V1，…，Voを具備し、前記中間
電圧U1，…，Uoを加算して前記出力電圧U0にす
るために前記中間電圧電源V1，…，Voの出力端
子２６，２７を相互に直列に接続し、前記中間電
圧電源V1，…，Voの各々に、関連の中間電圧電
源V1，…，Voを高速遮断するための少なくとも
１つの開閉素子S1，…，Soを設け、前記各中間電
圧電源V1，…，Voの出力端子２６，２７を阻止
方向の極性で接続されたバイパスダイオードD1，
…，Doにより接続し、そして前記開閉素子S1，
…，Soで前記開閉装置２を形成し、該開閉素子を
開閉器制御部３から制御導体L1，…，Loを介し
て同時に制御できるようにしたことを特徴とする
過電流保護装置を備えた高電圧直流供給装置。 ２ 全ての中間電圧電源V1，…，Voが同じ中間
電圧UMを発生し、該中間電圧UMが10kV、好ま
しくは約1kVより小さい特許請求の範囲第１項記
載の高電圧直流供給装置。 ３ 開閉素子S1，…，Soを半導体スイツチ、例え
ば遮断サイリスタから構成した特許請求の範囲第
１項または第２項記載の高電圧直流供給装置。 ４ 中間電圧源V1，…，Voをそれぞれ、チヨー
ク１８およびろ波コンデンサ１９からなる後続の
フイルタを備えた整流器ブリツジ１７から構成し
て、電源変成器２９の別々の２次巻線W1，…，
Woを介し交流電圧回路網に接続した特許請求の
範囲第１項から第３項までのいずれか１項記載の
高電圧直流供給装置。 ５ 各中間電圧電源V1，…，Voの開閉素子S1，
…，Soを出力導体２５に設け、そして各中間電圧
電源V1，…，Voが固有の電流測定装置２０と固
有の限界値検出器２１を有し、それにより、前記
中間電圧電源から供給される電流が予め定められ
た限界値を越えた時に当該中間電圧電源をも遮断
する特許請求の範囲第１項から第４項までのいず
れか１項記載の高電圧直流供給装置。 ６ 電流測定装置５，２０が被測定電流が流れる
界磁コイル３２を有し、該界磁コイルの磁界をホ
ール素子３３に作用させ、該ホール素子の出力信
号を後続のＡ／Ｄ変換器３４で前記電流に対応す
るデイジタル量に変換して限界値検出器４，２１
に供給する特許請求の範囲第１項から第５項まで
のいずれか１項記載の高電圧直流供給装置。 ７ 出力電圧U0を有する高電圧電源１と、前記
高電圧電源１に接続された負荷６を流れる負荷電
流ILを測定するための電流測定装置５と、該負荷
電流ILを迅速に遮断するための開閉装置２と、前
記電流測定装置５と接続されて前記負荷電流ILの
予め定められた限界値が越えられた際開閉器制御
部３を介して、前記開閉装置２を負荷電流ILが遮
断されるように制御する限界値検出器４とを含む
過電流保護装置を備えた高電圧直流供給装置にお
いて、前記高電圧電源１は、出力端子２６，２７
にそれぞれ中間電圧U1，…，Uoを発生する複数
の中間電圧電源V1，…，Voを具備し、前記中間
電圧U1，…，Uoを加算して前記出力電圧U0にす
るために前記中間電圧電源V1，…，Voの出力端
子２６，２７を相互に直列に接続し、前記中間電
圧電源V1，…，Voの各々に、関連の中間電圧電
源V1，…，Voを高速遮断するための少なくとも
１つの開閉素子S1，…，Soを設け、前記各中間電
圧電源V1，…，Voの出力端子２６，２７を阻止
方向の極性で接続されたバイパスダイオードD1，
…，Doにより接続し、そして前記開閉素子S1，
…，Soで前記開閉装置２を形成し、該開閉阻止を
開閉器制御部３から制御導体L1，…，Loを介し
て同時に制御できるようにし、さらに、出力電圧
U0を付加的に制御するために、限界値検出器４
と開閉制御部３との間に制御論理回路３０を設
け、該制御論理回路は、外部から予め与えられる
目標電圧USに従い前記中間電圧電源V1，…，Vo
のうち、中間電圧の和が前記目標電圧USにほぼ
等しくなる数の中間電圧電源を閉成することを特
徴とする高電圧直流供給装置。 ８ 負荷変動に際して出力電圧UOを付加的に制
御するために、出力電圧（UOを測定するための
電圧測定装置３１を設け、該電圧測定装置３１は
前記出力電圧UOに対応する測定信号を制御論理
回路３０に供給し、前記制御論理回路３０は前記
出力電圧UOと目標電圧USとの間の差に従い、開
閉器制御部３を介して、前記差が最小値となるよ
うに中間電圧電源V1，…，Voの一部を投入もし
くは遮断する特許請求の範囲第７項記載の高電圧
直流供給装置。 ９ 中間電圧電源V1，…，Voのうちの多数の中
間電圧電源が同じ中間電圧UMを発生し、そして
残りの中間電源の中間電圧を前記中間電圧UMを
2m（但しｍ＝１、２、…）で除して段階付けて取
り出す特許請求の範囲第７項又は第８項記載の高
電圧直流供給装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH4902/83A CH666147A5 (de) | 1983-09-08 | 1983-09-08 | Hochspannungs-gleichstromversorgung mit ueberstromschutz. |
| CH4902/839 | 1983-09-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6074920A JPS6074920A (ja) | 1985-04-27 |
| JPH0467422B2 true JPH0467422B2 (ja) | 1992-10-28 |
Family
ID=4284534
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59185490A Granted JPS6074920A (ja) | 1983-09-08 | 1984-09-06 | 過電流保護装置を備えた高電圧直流供給装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4594634A (ja) |
| EP (1) | EP0134505B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6074920A (ja) |
| CH (1) | CH666147A5 (ja) |
| DE (1) | DE3472337D1 (ja) |
| SU (1) | SU1351525A3 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE33087E (en) * | 1984-07-03 | 1989-10-10 | United Technologies Corporation | Electric power distribution and load transfer system |
| DE3545770A1 (de) * | 1985-12-20 | 1987-06-25 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung zur oberschwingungsfreien gleichspannungsversorgung eines verbrauchers aus einer wechselspannungsquelle ueber einen stromrichter und einen aktivfilter |
| DE3545771A1 (de) * | 1985-12-20 | 1987-06-25 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung zur erstellung einer variablen, oberschwingungsfreien gleichspannung aus einer wechselspannung |
| DE3635365A1 (de) * | 1986-10-17 | 1988-04-21 | Licentia Gmbh | Sekundaerseitig schaltbares netzgeraet |
| CA2090391A1 (en) * | 1992-03-28 | 1992-02-19 | Hans-Gunter Mathews | Electon beam device |
| US5444610A (en) * | 1993-10-22 | 1995-08-22 | Diversified Technologies, Inc. | High-power modulator |
| SE506199C2 (sv) * | 1996-03-26 | 1997-11-17 | Asea Brown Boveri | Förfarande och anordning för bestämning av kortslutningseffekten i ett elektriskt växelströmskraftnät som är anslutet till en högspänd likströmsöverföring |
| US6043636A (en) * | 1997-10-20 | 2000-03-28 | Diversified Technologies, Inc. | Voltage transient suppression |
| US6388435B1 (en) * | 1998-12-31 | 2002-05-14 | General Electric Company | Methods and apparatus for voltage measurement |
| JP2002208850A (ja) * | 2000-11-13 | 2002-07-26 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体スイッチ装置 |
| WO2002097956A1 (en) | 2001-05-29 | 2002-12-05 | Diversified Technologies, Inc. | A high voltage converter system |
| EP1553686B1 (de) * | 2004-01-06 | 2013-11-20 | PL Technologies AG | Hochspannungs-Gleichstromversorgung sowie Verfahren zum Betrieb einer solchen Hochspannungs-Gleichstromversorgung |
| DE102009025030A1 (de) | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Transtechnik Gmbh & Co. Kg | Schaltungsanordnung sowie Verfahren zur Versorgung eines Klystrons mit Hochspannungspulsen |
| EA019209B1 (ru) * | 2011-10-18 | 2014-01-30 | Научно-Производственное Общество С Ограниченной Ответственностью "Окб Тсп" | Импульсный квазирезонансный модулятор |
| CN102614880A (zh) * | 2012-01-12 | 2012-08-01 | 西北师范大学 | 一种碳载非晶态金属镍的制备和应用 |
| EP2835902A4 (en) * | 2013-06-04 | 2016-05-11 | Toshiba Mitsubishi Elec Inc | ENERGY CONVERTING DEVICE |
| RU2609890C2 (ru) * | 2015-06-04 | 2017-02-07 | Александр Михайлович Косолапов | Способ и устройство снижения потерь электроэнергии |
| CN114844347B (zh) * | 2022-06-30 | 2022-09-30 | 南京宏泰半导体科技有限公司 | 一种降低高压测试机电源功耗电路及方法 |
| CN117638834B (zh) * | 2024-01-25 | 2024-03-26 | 深圳安丰泰联合科技有限公司 | 一种电器用的智能降压控制系统及方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR653839A (fr) * | 1927-05-05 | 1929-03-28 | Cie Gen De Signalisation | Perfectionnements dans les appareils redresseurs de courants alternatifs |
| US3558991A (en) * | 1968-08-30 | 1971-01-26 | Ite Imperial Corp | Circuit breaker with high speed tripping system |
| FR1590167A (ja) * | 1968-09-27 | 1970-04-13 | ||
| EP0001722A3 (en) * | 1977-10-25 | 1979-05-16 | European Atomic Energy Community (Euratom) | Fast high voltage on-off switch with possibility of voltage regulation, load- and self- protection |
| FR2418977A1 (fr) * | 1978-03-02 | 1979-09-28 | Labo Electronique Physique | Onduleur universel |
| DE2920275A1 (de) * | 1978-05-25 | 1979-12-13 | Hitachi Ltd | Elektrischer umformer fuer wechselstromgespeiste elektrofahrzeug |
| GB2064901B (en) * | 1979-11-30 | 1984-11-07 | Harris Corp | Digital high power amplifier |
| US4454557A (en) * | 1982-04-15 | 1984-06-12 | Mcgraw-Edison Company | Non-linear alternating current transducer |
-
1983
- 1983-09-08 CH CH4902/83A patent/CH666147A5/de not_active IP Right Cessation
-
1984
- 1984-07-13 DE DE8484108267T patent/DE3472337D1/de not_active Expired
- 1984-07-13 EP EP84108267A patent/EP0134505B1/de not_active Expired
- 1984-07-24 US US06/633,926 patent/US4594634A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-09-06 JP JP59185490A patent/JPS6074920A/ja active Granted
- 1984-09-06 SU SU843786913A patent/SU1351525A3/ru active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6074920A (ja) | 1985-04-27 |
| EP0134505B1 (de) | 1988-06-22 |
| SU1351525A3 (ru) | 1987-11-07 |
| CH666147A5 (de) | 1988-06-30 |
| DE3472337D1 (en) | 1988-07-28 |
| US4594634A (en) | 1986-06-10 |
| EP0134505A1 (de) | 1985-03-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |