JPS61277231A - エラ−バ−スト訂正を行う情報伝送方法及びこの方法を使用する符号化・復号化装置 - Google Patents

エラ−バ−スト訂正を行う情報伝送方法及びこの方法を使用する符号化・復号化装置

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JPS61277231A
JPS61277231A JP61125553A JP12555386A JPS61277231A JP S61277231 A JPS61277231 A JP S61277231A JP 61125553 A JP61125553 A JP 61125553A JP 12555386 A JP12555386 A JP 12555386A JP S61277231 A JPS61277231 A JP S61277231A
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ジャン ルイ ドルンストテール
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Laboratoire Central de Telecommunications SA
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    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03MCODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13Linear codes
    • H03M13/15Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials

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  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、エラーバースト訂正を行う場合に、サイズd
1のブロックSから成るnビットを有するコードワード
によりにビットの情報の伝送方法に関する。ここでiは
1からSまで変化し、Sは要素が2のロア体GF (2
)についてX n + 1の因数による多項式Pi(X
)の数を示し、a、は多項Pi (X)の次数を示して
いる。
本発明は、また、この方法を使用する符号化装置及び復
号化装置に関する。
従来の技術 情報又はデータを伝送するときに、少なくとも伝送エラ
ーを検出する方法の必要性が高まってきており、多くの
場合これらのエラー訂正が行なわれている。
伝送における1又は数個のエラーの訂正に関しては多く
の訂正方法があり、多(のコードのタイプの説明が文献
にされている。しかし、情報伝送システムの信転性を向
上させるために、エラーバ−ストを検出して訂正しよう
とする試みが増々なされている。満足のいく性能を可能
にする一群のコードのうちで、最も効果的なコードの1
つは−、ポーズ・チョドーリ・オッケンジエム(B H
C)コードであり、特にこれらのうちで、リード・ソロ
モンコードが最も有効なうちの1つである。多くの研究
や応用技術がこのリード・ソロモンコードに基づいて行
なわれている。得られたコードワ “−ドはガロア体G
F(21′′)の要素の組合せとして考えられ、それら
のコードワードを処理するために、論理ゲートから成る
複雑な特別な回路を使用する必要がある。一般的に、こ
れらの回路は、不規則なレイアウトの図で示され、そし
て相当数の特別の接続を必要とする。したがって、これ
らの回路を集積回路の形態で作ることは難しい。その上
、読み出し専用メモリによって必要な多項式の乗算を行
なうならば、最低の次数を超えるとこれらの演算は、集
積形態では極めて複雑になりかつ実行不能になる。
更に、エラーバーストの訂正を行うには、BCHコード
の場合にも相当数の冗長ビットが必要になる。
発明の要約 本発明の目的は、特に冗長ビットに関してリード・ソロ
モンコードと同様に高価でないコードであって特別でよ
り効果的なものを定義することによって、これらの欠点
を除去するような伝送方法を改良することである。
本発明の他の目的は、容易に集積化されるような完全に
反復する構造を存する符号化装置及び復号化装置を用い
る伝送方法を改良することである。
本発明を厳密に定義する前に、本発明の詳細な説明する
とき、にそして以下の記載にわたって使用する記号につ
いて述べる。
A (X) =]3 (X)     (c(X) )
は多項式A (X)とB (X)とがC(X)について
合同のモジュロであることを意味する。すなわち、 A (X) =C(X) Q (X) +、B (x)
同様に、πmは多項式M (X)の逆多項式%式% ここで、k−1は多項式M (X)の最大次数、つまり
、M (X)の最上位の係数が零でないときの次数であ
る。
di  五 多項式Pi (X) =F、□pjX’の導関数は、多
項式Pr(X)をもって次式で示される。
j奇数 最後に、記号十及びΣは、2進加算、すなわち、モジュ
ロ2加算を示す。特に、回路のハードウェアがこの演算
を実行して排他的論理和を満たすときに、■の記号が用
いられる。
本発明の特徴の1つとして、エラーバーストを訂正する
場合に、サイズdiのブロックSから成るnビットを有
するコードワードによって、kビットを有する情報の伝
送方法が与えられている。
ここでiは1からSまで変化し、Sは2つの要素を有す
るガロア体OF (2)についてX’+1の因数に由来
する多項式Pi (X)の数であり、d。
は多項式Pi (X)の次数を示す。この方法は、伝送
中成の事項を特徴とする。
1゜ 多項式mi (X)の係数から成るブロックのそれぞれ
に対して、伝送情報に関連する次数に−1の多項式M 
(X)の逆数である多項式πゴXYと、多項式Pi(X
)の導関数である多項式pr  (X)の逆数である多
項式Ai(X)との積を計算する。
2、前記の積を多項代打ゴて「で除算をし、mz(X)
=πゴX)At (X)(丙−〇〇−〕の関係式を用い
て、多項式mi (X)の係数としてこの除算の余りの
係数を得る。これらの係数は伝送される対応するブロッ
クのビットを形成する。
さらに受信特に次のことを特徴とする。
3、受信したブロックのそれぞれに対して、受信ブロッ
クに関連する多項式 mi’  (x)の逆数である多
項式−1τmと、再構成多項式たn個の係数を有する多
項式Si CX)を計算する。前記多項式St (X)
の和は、伝送情報M EX>及びエラーシンドロームを
示す。
4、多項式Si (X)の最初の(n−k)個の和によ
って、多項式σ(X)の係数を決定し、この多項式σ(
X)はエラーブロックiに相当する多項式Pi(X)の
積である。
5、訂正多項式K (X) =覧 k、X’の最上位の
係数kを計算する。その結果、次式が示される。
σ1は、有効な訂正をするために最大次数1Xの多項式
σ(X)の係数を示す。
6、多項式St (X)の和と同じ重みの係数を有する
多項式K (X)の前記に個の最上位の係数をそれぞれ
加算し、受信情報のに個の訂正ビットを得る。
その方法を用い、且つ、符号化及び復号化回路の十分な
設計特性によって、エラー検出及び訂正回路が十分に反
復的であって、簡単な構成になっているので、多項式5
t(X)を符号化し“て計算するために同じ構成を採用
することができる。この理由によって集積形態で行う上
で更に大きな利点となる。
さらに、符号化回路が得られ、パイプライン動作が行な
われて最善の方法で使用される。
実施例 本発明による伝送方法で行なわれるサブファミリコード
の選択は、多項式X’+1のS個の因数Pi(X)に分
解されることに基づく。ここで、nは、2要素がロア体
GF (2)において奇数であり、そしてこの分解につ
いて次の性質にも基づいている。
多項式Pi (X)の導関数の多項式がpr (X)で
示され、iが1からSまで変化する場合は、次式が示さ
れる。
この式に対して連続形態の展開ではXn+X2″+・・
・に等しくなる。
についてS個の直列のフィルタを考慮して、この関数に
対して情報多項式の係数を連続して与え、そしてもしこ
れらのS個のフィルタからの出力を合計するならば、n
クロックパルスの遅れ及び周期nを有して人力にnビッ
トが与えられる。
これらの性質から、符号化xp; (X)M (X)を
Pi (X)で除算したときの余りmi  (X)を情
報多項式M (X)に関連付ける伝送方法を認識する。
実際、以下において理解されるように、回路構成に関連
する理由に対しては、この符号化の原則を多少変更して
用いる。
より正確には、kビットを有する情報を仮定すれば、情
報多項式は次式で示される。
M(X)m0+miX +m2Xn  + −−−+m
k−IX’−’2要素のガロア体GF (2)において
次数diのとなる。
本発明によって情報M (X)を符号化するために、情
報をサイズdiのS個のブロックmi(X)からなるn
ビットを有するコードワードの形態で配置する。ここで
iは1からSまで変化し、Sは因数多項式Pi (X)
の数である。多項式mi (X)は次式で示される。
mi (X)=M−〇〇−A= (X)C丙−〇〇−〕
(1)(1)において、多項式Ai (X)は、多項式
Pi (X)の導関数であるp; (X)の逆数であり
、次式で示される。
Aえ (X)  =x”p;  <x −1)S個のブ
ロックmi(X)の係数はこのように伝送され、とりわ
け受信特に復号化演算は、伝送情報Xn−” M (X
)及びエラーシンドロームの和である多項式を計算する
ことからなる。伝送時にエラーがなくて得られた多項式
の最初の(n −k)個の係数が零のときシンドローム
は零であり、最後のに個の係数は再構成された情報を示
す。他方、もしエラーが伝送中に生じれば、シンドロー
ムは零にならず、得られた多項式のに個の最上位係数に
加算されるに個の訂正係数が、情報ビットに復帰するた
めに最初の(n−k)個の係数から計算される。
より正確には、受信されたmi’  (X)(誤りがな
ければ、m’、  (X)=mi (X))のブロック
に対して、多項式Si (X)が計算され、その結果S
t (X ) =17DσRi (X )  次数n−
1で示され、マ「は次式で求められる。
マ!  =Xdiリイi (X−’) S (X)はSt (X)を加算して次式によって得ら
れる。
式である。
伝送ブロックmi(X)のそれぞれに対して、次式が成
り立つ。
mi’ (X)’=mj (X)+Ei (X)ここで
Ei(X)は対応するエラー多項式であり、伝送エラー
がないときは零である。
次式が得られることが証明されている。
ここで2番目の和Σはエラーを含む指数iブロックにの
み関連し、そして多項式Fi (X)は次式に示すよう
にエラー多項式Ei (X)と関係している。
Fi (X) =Xni−’Ei (X−’)式(3)
において、第1項は有益な情報を示しており、第2項は
伝送中に生じるエラーを示している。
フロックによつυとnとの間に存在する具の次数を有し
ている。有用な項のうちの最初のn−に=U個の係数は
零であり、バーレカンプ(BerleKamp)の復号
代数アルゴリズムを利用することになって式(3)の最
初のU個の係数から第2項を得る。
この復号によって次数tdの復号化多項式σa (X)
が生じる。もし次式が成立するならば σd(X)=σv(X)=σ(X)及び1v=1d=1
となり、それから分母を正しく定めることができる。以
下の記載では、この条件が満たされていると仮定してい
る。式(3)の第2項のn−1に対する累乗Uの係数を
再構成してモジュロ2をS (X)の対応する係数に加
算し、訂正され有用なビットm0からm 、 −、を再
構成する。
この再構成は次のようになる。
が成り立ち、K (X)が次の訂正多項式で示され、次
数H(X)<t、−1であって、t8が多項式の(X)
の最大次数であるならば、次式が成立する。
ty (X)K (X)=H(X)  (Xfi+1)
a  (X)S (X)=H(X)  (Xn )積t
y (X) S (X)の係数が次数u、u+l、・・
・、n−1の項について零であり、多項式K (X)が
決定されその係数が次式で定義される。
K (X)ms (X)(Xu) その最上位係数には次式で示される。
Σ σm・kp−m = On  1 > p > u
  (4)2t<u ここでtは多項式σ(X)の有効な次数であり、そして
σ、は多項式σ(X)のランクmの係数で゛ある。
上記の仮定2t<uが真であるならば、p=n、n+1
、・・・n+u−1、に対、して次式が成り立つ。
k、=s、。
ここでkpは式(4)で計算される係数であり、S″9
−7は多項式S (X)の係数を示す。これは、復号演
算が正しく行なわれたということをチェックするための
解決法である。
本発明による伝送方法の原理をこのように説明したが、
第1図は、上記の方法を用いている装置を利用して、符
号化装置の実施例及び多項式S (X)を計算する復号
装置の一部を示している。
−例として、適切な大きさの回路を示すために、奇数で
ある数値21がnの値として選択される。
しかしこの値は最適な値でなく、例えば51又は63が
因数の均一性のために望ましい。
n=21の場合、既約因数に分解して、P+ (X)=
1+X Pg (X)=1 +x+x” P3 (X)=1+X+Xn P4 (X)=1+Xn +X3 Ps (X)=l +X+Xn +X’ +XbPb 
(X)  =1 +X2  +X4  +XS  +X
6が得られる。
符号化装置(第1図)は、線形フィードバックレジスタ
によって形成された計算回路CRIからCR6から構成
されている。このレジスタ原理は、よく知られており、
例えば、ピーターソン(W、W。
Peterson)及びウェルトン・ジュニア(E、J
Weldon、 Jr、)による“エラー訂正コード(
Error−correcting codes) ″
の第2版(1972年、MIT  PRESS)の第7
章に記載されている。
これらのレジスタは、段101.102及び103、・
・・、116から121まで、130から141までか
ら成っている。段101.102及び103、・・・、
116から121は、直接に又はモジュロ2加算器かい
ずれかを介してそれぞれのブロック内で直列に接続され
ている。段130から141は、排他的論理和ゲートで
ある。
それぞれのブロックにおいて、最誌段の出力は、多項式
の割算を可能にする線形組合せによって、排他的論理ゲ
ートを介して各種の段の入力フィードバックされている
。その多項式の係数は、減少する順に、多項式によって
レジスタの入力に与えられている。その多項式の1の値
の係数が効果的なフィードバック結合点に関連付けられ
ている。
従って、計算回路CR6において、段116.117.
118.120及び段121の出力へのフィードバック
結合によって多項式p、(x)の逆数である多項式Nゴ
’YTを除算することが可能である。同様に、計算回路
CRIからCR5までは、それぞれ石○〇−1L−○○
−15−○〇−1乙下C○−及び■πYTによる除算を
実行する。
更に、そのようなレジスタにおいて、前乗算がレジスタ
の各点に入力係数を与えることによって実行されること
が知られている。回路CR1からCR6は、微分多項式
p+(x)からP二(X)までの逆数である多項式Al
 (x)からA6 (x)までが確実に乗算を行うよう
にしている。このようにして、多項式P≦(X)は1+
Xtに等しくて、その逆数は、X2+1である。入力E
1に与えられる入力係数は、排他的論理和ゲート132
に与えられ、このゲート132は最初の段104の入力
になり1を乗算する。さらに、入力E1に与えられる入
力係数は、排他的論理和ゲー)133にも与えられ、こ
のゲート133は第3の段106の入力となりX2を乗
算する。同様に、最大次数5の多項式P6(X)はX2
に等しく、その逆数はXである。入力E1は、このよう
に排他的論理和ゲート139に結合されており、このゲ
ート139は第2の段117の入力となってXを乗算す
る。
最後に、情報M (X)の係数は、全体の符号化装置を
制御するクロックパルスと同期して、増加順、すなわち
no 、mi 、・・・mkに入力E1で連続して与え
られる。この順を得ることで、実際に入力E1に与えら
れるのは多項式薊−〇G−である。結局、それぞれの回
路CR+は、Ai (X)を乗算を実行し、そして多項
式πゴYYを打ゴY)で除算する。最後の係数mkが与
えられるやいなや、それぞれのレジスタの段において、
■ゴTrAム(X)を多項式PrTrYで除算したとの
き余りの係数が得られる。これらの係数は、式(1)に
よるブロックmi (X)の係数である。次のクロック
パルスで直ちに出力シフトレジスタ101′から121
′までに転送されるのはこれらの係数である。その後、
このシフトレジスタは、各種のブロックm6(X)から
m + (X )までの係・・・m6で送信器組立体1
00に伝送する。
この組立体100は、無線や他のタイプのリンクによっ
て伝送することができる。
伝送信号は受信機組立体200によって受信され、この
組立体はnビットコードワードのブロックの係数を抽出
し、係数miを受信して出力S。
とともに入力シフトレジスタ201′から221′まで
にその係数を送出する。コードワードのn個の係数が入
力レジスタに入力されたとき、それらの係数は、排他的
論理和ゲート230から238までを有し計算回路CR
I’からCR6’までを形成するレジスタ段201から
221までに並列に転送される。この計算回路CR1′
からCR6’は、符号化装置の回路CRIからCR6ま
でにそれぞれ類似しており、線形フィードバックリンク
が特に同一である。これらの計算回路において、線形フ
ィードバックレジスタが多項式丙−〇〇−によって再ル
ープされビット1がこのレジスタの入力に取り入れられ
たとき、上のように定義された多項式Ri(X)の連続
する係数は出力で回復されるという性質を利用している
。多項式m:(X)の係数をレジスタに取り入れること
によって、増加順に多項式St (X) =マτDσR
i(X)の係数が出力で連続して得られる。伝送方法及
び選択したコードタイプによって、同じループを有する
同じレジスタが符号化装置及び複合化装置内で使用され
る。復0号化装置は、集積形態で回路を構成すると有利
である。
各種の回路CRI’からCR6’までの出力がバイナリ
イ加算器240から243までによって加算され、出力
SRで増加順に多項式S (X)の連続する係数を与え
る。
第2図は、本発明による復号化装置の関連するエラー検
出及び訂正回路の実施例の図を示す。
n=21の例において、情報ビットk、すなわち、有用
なビット数として9ビツトを選び、結果として冗長ビッ
トU、すなわち、試験ビットとして12ビツトを選ぶ。
第2図の回路によって、完全な反復回路構成を得るため
初期化について修正して、バーレカンプ・マツシイ(B
erlekamp−Massey)の復号代数アルゴリ
ズムに従って多項式σ(X)が計算される。
バーレカンプ・マツシイ、アルゴリズムは、例えば、1
969年1月第1号IT−15のI EEEのInfo
rmation Theory (情報理論)の第12
2頁から第127頁までにJ、L、Massey (マ
ツシイ)によって記載されている” 511i[j−r
egistersynthasis and BCHd
ecoding (シフトレジスタ合成及びBCH復号
化)”に記載されている。このアルゴリズムは、長さん
の最短の線形フィードバックレジスタを明確にしていて
、有限のNビットSjがフィードバック係数C4ととも
に与えられている(iは1からLまで変化する)。その
結果次式が成り立つ。
Sj+’E c、5j−t = Oj >Lここで、多
項式S (X)の最初のU個の係数Stから多項式σ(
X)の計算は、同じタイプである。
それ故、使用する計算アルゴリズムは次の通りである。
F=N−2L Nが処理中のS (X)の係数のランクであるときに上
式が成立するならば、Lは前記の意味を有する。N<2
Lに対してはF<0となり、N>2Lに対してはF>O
となることが明らかである。既知のアルゴリズムにおい
て、Bにたいしてσ′を代入しCに対してσを代入する
ことで次のアルゴリズムが得られる。
1)初期化 N=O1L=0 したがってF=O1 σ(X)=1(σ。は常に1に等しい)σ’(X)=O
(σ=は常に0に等しい)2)  NλUならば、6)
に行く。その他の場合は、次式を計算する。
dN−ks @’f fJ −k14−jJ++l kN=SN Q<l’J<uの場合 kH=ON<0の場合 3) もしdM−0又はF<Oならば、次式が成立する
j上1の場合 F+1−F そして5)に行く 4)dn=1でありF−と−〇ならば、次式が成り立つ
j−と−1の場合 −(F+l)→F そして5)に行く 5)  NをN+1に置き換えて2)に戻る6)N−n
ならば、停止する。その他の場合は次式を計算する。
σ′(X)とFは任意の値である。
7)  N1N+1で置き換えて6)に戻る。
ステップ1)から5)までは、多項式S (X)の最初
のU個の係数を与えている間、多項式σ(X)−n  
Pl(X)の計算に相当する。ステップ6)l誤り 及び7)は、多項式S (X)の最後のに個の係数を与
えている間、誤り訂正の段階に相当し、その間以前計算
した多項式σ(X)の係数はメモリに保持されなければ
ならない。
第2図における図は、このアルゴリズムを実行してエラ
ー訂正を行うことができる回路を示している。これらの
回路は、タイプT2であり直列に接続されている6個の
同じセル261から266までから成っていて、多項式
σ(X)の係数を計算する。それぞれのセルT2は、2
つのデータ人力c、di2つのデータ出力e、f、及び
2つの制御人力g、hを有している。データ出力e、 
fは、次のセルの入力c、dにそれぞれ接続されている
。第1のセルの入力c、dは、それぞれ論理レベルO1
1を受け取る。セルT2の出力fは、ANDゲート28
0から285までにそれぞれ送られる。その入力は、シ
フトレジスタにの出力段271から276までの出力に
接続されている。
ANDゲートの出力の積は、排他的論理和ゲート286
から289によって加算されている。排他的論理和ゲー
ト289の出力は、排他的論理和ゲート290に接続さ
れていてバイナリ加算器として使用されており、更に出
力SRで与えられた多項式S (X)の係数を受けてい
る。このゲート290の出力は、復号化装置出力S0を
形成する。
その上、タイプT1である5つの同一のセル250から
254までから成る制御カウンタは、第2図のバイナリ
計算ユニットを制御する。それぞれのセルT1は、入力
p及び直列化出力q、状態出力t、阻止人力S、及び制
御人力rから成っている。カウンタに加えて、これらの
制御手段は、そのカウンタの最後の段の状態出力をNA
NDゲート295の入力に接続しているインバータ29
4から成っている。このゲート295の出力は、セルT
1の制御人力rに接続されそしてセルT2の制御人力り
に接続されている。最初のセルT1の入力pは、論理レ
ベルOに接続されている。
最後に、スイッチ291から293までから成る制御装
置が与えられている。スイッチ291は、セルT1の阻
止人力Sを論理レベル1又は0のいずれかに接続してい
る。スイッチ292は、レジスタにの入力を多項式S 
(X)の係数を与える出力SRか又は排他的論理和ゲー
ト289の出力にかいずれかに接続されている。スイッ
チ293はNANDゲート295の一方の入力及びセル
T2の制御人力gを加算器290の出力か又は論理レベ
ルOに接続している。
これらの回路の動作を説明する前に、まず第1に第3図
及び第4図を参照してより詳細にセルT1及びT2の構
成について記載する。第3図は入力及び出力Cからhま
でをセルT2とともに示す。
このセルは、第1のシフトレジスタσ′の段305及び
第2のシフトレジスタσの対応する段308から成って
いる。これらの段は、インバータ303とともに、3つ
のNANDゲート301.302.304から成る論理
回路によって相互接続されていて、段305の入力を入
力C及びdの入力のいずれかに接続しているスイッチを
形成している。
そして、これらの段は、制御人力り及びANDゲ−43
06によって制御されている。このANDゲート306
の入力は、段305の出力及び制御入力gにそれぞれ接
続されていて、ゲート306の出力は、排他的論理和ゲ
ート307を介して段308の入力に接続されている。
このゲート307の一方の入力は、この段308の出力
に接続されている。セルT2の出力eS fは、段30
5.308の出力からそれぞれ成っている。入力りが論
理レベル1又は0であるかどうかによって、段305の
入力がデータ人力C又はdに接続されることが明らかに
なる。
その上、段305の出力は、排他的論理和ゲート307
に接続されていて、このゲート307は、入力gが論理
レベルl又はOを受けるかどうかによって加算器として
働いたり働らかなかったりする。
第4図は、その入力及び出力がpからtまでを有するセ
ルT1を示す。このセルは、2つの補数で計数するバイ
ナリ計数器のレジスタFの段313から成っている。す
なわち、最終の段は、F>0の場合に符号ビット0を含
み、F<Oの場合には符号ビット1を含む。それぞれの
セルは、NANDゲ一)310、ANDゲート311、
排他的論理和ゲート312、及びNANDゲート314
から成っている。ゲート310の入力は入力p及びrに
接続されていて、ゲート311の入力はNANDゲート
310の出力と阻止人力Sとに接続されている。ゲート
312の入力はANDゲート311の出力と、段313
の出力とに接続されていて、この段313の出力はこの
段の入力に接続されている。ゲート314の入力は段3
13の出力とANDゲート311の出力とに接続されて
おり、ゲート311の出力がセルの出力qになっている
セルの状態出力tは、段313の出力から成っている。
明らかに、阻止人力Sがレベル0であるときに、AND
ゲート311のみがOレベルを送出し、段313は、ク
ロックパルスごとにこの段を制御して、その状態を維持
する。もし入力Sが論理レベル1であるならば、制御人
力rが論理レベル1又は0であるかどうかによって、段
313は入力pの状態(通常の計算F+1→F)をとる
か又は段313の内容313は反転される(−(F+1
)−F)。段313はそれぞれ“クリア”入力リセット
を有していて初期化する。
セルT1及びT2についてのこの詳細な説明の後に、第
2図における回路動作について指摘する。
最初のU個の係数が、出力SRすなわち最初のU個のク
ロックパルスの間に与えられたときは、スイッチ291
から293の位置はaとなる。計数器のセルT1は解除
される。
セルT2の出力fが第2のレジスタσの存在する係数を
与えて、レジスタkが多項式S (X)の係数SNを連
続して受けとる。ANDゲート280から285が積を
計算する。排他的論理和ゲート286から289が和を
計算して、排他的論理和1にセットされるので加算器2
90の出力で値エラー数が訂正可能数より大きくな(て
レジスタkに6つの段と6つめセルT2があるならば、
tの最大値はtX=u/2=6となる。さらに、2の補
数で計算しているので、計数器段の数eは2′1λ2u
を満たさなければならない。eの4tとして5が選択さ
れた。
値dNが、スイッチ293によって、最初にセルT2の
入力gに送られ、第2にNANDゲート295の入力に
送られる。もしd)l=0か又はもしF<0すなわち計
数器の最終段254の符号ビットが1であるならば、ゲ
ート295はレベル1を送出する。もしd8=1であり
F−≧−〇であるならば、ゲート295はレベル0を送
出する。したがって、第2図の全回路は、前記したアル
ゴリズムの1)から5)までのステップに従って動作す
る。
値dNは、出力S0にも送出されるが無視される。
最初のU個のクロックパルスの後、訂正されるエラー数
が許容数よりも大きくないならば、カウンタの符号ビッ
トはO(正の数)になる。この試験は段254の出力S
lで得られる。
最初のU個の係数を与えた後、有用なビットの訂正段階
が始まる。そうするために、スイッチ291から293
はbの位置にされる。このためスイッチ291によって
カウンタFが制御されるスイッチ293は、論理レベル
OをセルT2の入力gに与えて、多項式σ(X)の係数
が、この第2の段階の間、第2のレジスタσに記憶され
る。
最後に、スイッチ292によって排他的論理和ゲ−)2
89の第3のレジスタにの入力に帰還される。式(4)
によって、積回路及び和回路280から289までによ
って訂正多項式K (X)の最上位係数に、が連続して
得られる。これらの係数は、バイナリ加算器290によ
って多項式S (X)の対応する重みの係数に加えられ
て、出力Sに訂正された有用なビットを生じる。
本発明による復号化装置の利点は、ちょうど受け取られ
たコードワードが処理されている間入力レジスタ201
′から221′までが次のコードワードのブロックと共
に負荷される(第1図)こ゛とである。それ故、時間の
ロスなしに復号化装置の全てにわたって、各クロック周
期を有効利用するパイプライン操作が得られる。
前述において、受け取ったブロックがエラーを含んでい
た場合のみについて考慮している。しかし、ニレ−シャ
の場合も考慮することが可能である。すなわち、伝送チ
ャンネルの一時的な“フエーデングによって、又は欠陥
によって、又はノイズレベルが一時的に上昇した結果に
よって、又は一定数のブロックの消滅となるような原因
によって、あるブロックが受け取られない場合である。
これらの消失は、適当な既知の手段(チャンネルのノイ
ズ測定、パリティビットの追加等)によって受信組立体
で検出される。
これらのニレ−シャを考慮するために、最も簡単な解決
は、レジスタσを1に初期化する代わりで初期化するこ
とである。この多項式は、消去されたブロックに対、応
する多項式Pi (X)の積である。そのような積を得
るために、多項式Pi (X)のそれぞれに対して、σ
(X)←σ(X) Pi ’(X)の演算、すなわちシ
フトタイプの演算d1+1を実行して初期のσ (X)
を加算しなければならない。そうするために、既に記述
した復号代数アルゴリズムを実行可能にする回路を使用
することができる。これらの回路で、実際に、次のタイ
プの演算が実行可能となる。
もし次の多項式 を考慮すれば、係数1)o及びpatが常に1に等しく
てf (X) Pi (X)の乗算を行うので、タイプ
Iのd 4−1回の演算を実行することができ、係数p
1からpat−+までの値がdの連続値として採用され
て次の演算が行なわれる。
演算■の第1のラインが常に1に等しい係数pdiでの
乗算に対応し、第2のラインが1に等しい係数p0を有
する次の多項式P、。I(X)での演算用のレジスタσ
′の初期化に対応する。従って、多項式Pi(X)によ
る乗算はdiサイクルを要し、このサイクルは、実際に
考慮しているビット数diに等しいので、有利である。
処理の開始には、第2図の回路とともに使用される場合
のようにσ(X)が1に初期化され、さらにσ′(X)
がXで初期化され、それは1 (例えば、“プリセット
”入力によって)で最初のセルT2の初期化の段305
によって容易に行なわれる。
αサイクル後、もしαが多項式 のレジスタにおいて多項式σ。、fが得られ既に記載し
たアルゴリズムにより復号化を開始する。この復号化の
第1の段階ではαサイクルが遮断され、ニレ−シャに許
容される最大であるUに高さ等しくなる。第1のレジス
タσ′は、最後のタイプ■の演算によってXσoffで
初期化されて復号化される。このタイプ■は既に記載し
た復号化を正しく行うものである。
当然、消去された多項式Pi(X)の係数を与えること
が可能であり、しかも復号化回路は、第2図の回路の場
合であるタイプI及び■の演算だけでなく、タイプ■の
演算も実行可能であると仮定する。
第5図は第2図のセルT2を置き換えることができて、
3つの全ての演算■、■、■を実行できるセルT2’の
図を、示している。このセルT2’は、データ人力c、
diデータ出力e、f、制御人力g、素子305から3
08までから成っている。しかし、段305の入力を供
給するスイッチは、2つのANDゲート315.316
、及び1つの排他的論理和ゲート317から成る3つの
位置をもつスイッチに置き換えられる。こめ2つのAN
Dゲート315.316は、一方の入力を入力c、dに
それぞれ接続しており、他方の入力をセルの2つの制御
入力h′、h″にそれぞれ接続305の入力でANDゲ
ート315.316の出力のモジュロ2の和を与えてい
る。入力g、h’、h“での論理レベルの値により、セ
ルT2’が次の演算を行う。
第6図は、本発明による誤り検出訂正回路及びニレ−シ
ャ処理回路の図を示す。カウンタがセルT1、セルT2
の代わりに341から352までのセルT2’、361
から372までのレジスタに、381から390までの
バイナリイ乗算及び加算回路、加算器290、インバー
タ294、NANDゲート295.291から293ま
での制御スイッチを使用しているところに第2図と異な
る特徴がある。U個のセルT2’と第2図の場合のu 
/ 2の代わりにレジスタにのU個の段が用いられてい
る。インバータ300とともに、296から299まで
の制御スイッチが更に追加されている。スイッチ296
は、セルT1の阻止人力Sを阻止すべき0の論理レベル
か又は、スイッチ291に接続している。スイッチ29
7は、セルT2’の入力gとNANDゲート295の入
力とを、消去されたブロックに相当する多項式Pi (
X)の係数の記憶回路、R1、R2か又はスイッチ29
3に接続する。スイッチ298は、セルT2’の制御入
力h′を論理レベル1か又はNANDゲー)295の出
力に接続する。スイッチ299は、セルT2’の制御入
力h″を、制御信号Zを受ける入力か又は、インバータ
300を介して、NANDゲート295の出力に接続す
る。最後に、ANDゲー)Pe、計数器C□、ダウン計
数器D 、emp、復号器D II イ時間信号H,L
0、RAZ% uを与えるシーケンサSqから成る制御
回路が更に与えられている。計数器C0は、ANDゲー
トPeを介してクロックパルスHを受ける計数入力を有
していて、ゲー)Peの他の入力は、制御信号C* t
 tと信号RAZを受けるリセット入力とを受ける。カ
ウンタの出力は、ダウン計数器D @capの負荷久方
に接続されていて、計数器D acmpは、クロ・ツク
パルスHを受けるダウン計数入力を有している。負荷制
御人力“負荷”は信号L0を受けとり、ダウン計数用の
端子計数出力Tcは、ダウン計数器が零の地位に達っす
ると、値を変える第1の制御信号を与えて、エネーブル
人力E7が出力Tcに接続される。ダウン計数器のビッ
ト出力は、復号器D0゜の入力に接続されていて、その
出力は、ダウン計数器がある値に達っするときに、論理
レベル1をとる第2の制御信号を与えている。
それぞれのコードワードを受け始める前に、入力レジス
タ201′から221′まで(第1図)が、例えば、入
力レジスタの“プリセット”及び“クリア”入力を適切
にワイヤ接続することによって、多項式Pi(X)のそ
れぞれの係数p、からplまでで負荷される。このよう
にして、段201′は係数pIを含み、段216′から
221′は係数p6からp6を含む。組立体200から
ブロックm 、’ (X )の係数が受け入れ始められ
ると、同時にそれらの係数は入力レジスタに入力され、
この入力レジスタが、出力Scで、減少順で受け取られ
たブロックに相当する多項式Pi (X)の係数を再生
する。さらに、受信組立体200がブロックm = (
x )を入力レジスタに送出しなければならないと同時
に、ブロックが消去されているかどうかを示す信号C*
 f fを与える。シフトレジスタR1(第6図)の入
力は出力Scに接続されている。右シフトレジスタはサ
イズUを有していて、信号Ce f fをエネーブル人
力Eイに与えることによってそのように可能化されたと
き、主クロツクパルスHと同期してシフトされる。それ
故に、信号C@tfによって消去されたブロックが現在
受け取られていると知られるときにのみ、このレジスタ
は、出力Seによって与えられる多項式Pi (X)の
係数を記憶する。3個のブロックm 1’ (X )の
入力レジスタに記憶が人力されてしまうと、シーケンサ
S、Iは最初に信号L0を与える。
この信号L0はシフトレジスタR2の入力S/Lに与え
られ、このレジスタR2によってレジスタR1の内容が
レジスタR2に負荷される(さらに、入力レジスタから
CRI’からCR6’の計算回路への転送も同様)。そ
れからシーケンサSQは、レジスタR1をリセットする
ために特にリセット信号RAZを与える。レジスタR1
は、このように、次のコードワードを受け取る準備をし
ている。サイズ容量Uを有する左シフトレジスタR2に
よって、消去されたブロックに対応する多項式Pi(X
)の係数が増加順に連続して再生される。
以後に理解されるように、実際に使用されたX’+1の
因数の多項式の大きさは常に等しくなるようにされ、こ
のようにして制御回路がこの簡単化された場合について
記載されており、この場合に全ての多項式Pi(X)が
同じ次数になる。
信号C@ffの制御のもとで消去されたブロックごとの
間に、計数器Cff1.、は、ゲートPeの送るクロッ
クパルスHを計数する。コードワードを受信を完了する
と、計数器の内容がレジスタR1に記録された係数の数
に等しくなる。この内容は、ダウン計数器り、cmに負
荷され、その負荷制御人力は、信号L0を受けとり、そ
の後計数器C,Spが信号RAZによって零にリセット
されて次のワードを受け取る。係数がレジスタR2によ
って再生されると、ダウン計数器は、零になるまで、ク
ロックパルスHを減少方向に数えて、レジスタR2に含
まれる最後の係数の再生に相当する。その後、ダウン計
数器の出力TCは、新たな値が負荷されるまで、ダウン
計数器を阻止する信号Yを与える。
ダウン計数器D ec+sg+がパルスを計数するとき
、そのビット出力は、ダウン計数器の内容が多項式Pi
 (X)の次数の倍数に等しくするたびに、制御パルス
Zを与える復号器D lieによって復号化される。
ダウン計数の終了を示す信号Yがない限り、スイッチ2
96から299までが位置a“にセットされる。ニレ−
シャ処理帰還中こうすることで計数器Fを阻止して、レ
ジスタR2の与える係数が値d9に対して置き換えられ
、論理レベル1をセルT2’の制御入力h′に、信号Z
を入力h“にそれぞれ与える。信号ZがOである限り、
セルT2−′がタイプIの演算を実行し、そして多項式
Pi(X)の最後のそれぞれの係数を消去したブロック
に対応させて、信号Zが状態1に行くことによってタイ
プ■の演算を制御する。
多項式σ。11の計算段階を終りを示す記号Yが現われ
るや否や、スイッチ296から299までを制御して位
置a″にセットする。セルT2’の制御入力h′及びh
“を直接に又はインバータ300を介してNANDゲー
ト295の出力に接続した状態で、第2図の復号化装置
の場合に似た演算に戻り、その結果タイプI又は■の演
算が行なわれる。
既に述べたように、ある低い゛次数の多項式をグループ
化することによって同じサイズの多項式Pi(X)の場
合になり、Xn+1の因数項の次数を多項式Pi(X)
の最大次数にもたらす。例えば、n=63の場合、因数
分解によって第6の次数の9つの多項式(psからPI
3まで)、第3の次数の2つの多項式(p、及びF4)
、第2の次数のうちの1つの多項式(pz ) 、第1
の次数の1つの多項式(Pl)が与えられる。従って、
第6の次数の多項式を更に得るために積Pz F4か又
は積PI F2 F3を一緒にグループ化することが可
能である。他と同じ次数を有しない少なくとも1つの多
項式が常に存在する。対応するブロックが普遍的に零で
あるとする符号化によって、その多項式を除去する最も
簡単な解決法が存在しており、その多項式が送出されな
いようにする。そうするためには、計算された付加ビッ
トを情報rTY)に加算して、その結果このようにして
完了した結果として生じた情報が除去されるべき多項代
打の倍数であるようにすることで十分である。そのよに
するため、剰余計算は次式によって行なわれる。
R(X )  =T;V”UK”V  (Pj−t i
−)そしてこの余りは77丁「の後に加えられる。この
計算はPJ*timによる除算を行うために、通常の方
法でループ化されたレジスタで行なわれる。
これまで記載されてきた実施例は、バーレカンプ・マツ
シイアルゴリズムに極めて類似する復号化バイナリイア
ルゴリズムに基づいていて、サイる。結果は、次の計算
を続行するために使用される。さて、この積の和は、−
緒に接続された加算器によって行なわれて“ホ”を形成
し、結果がフィードバック結合により計算の余りに使用
されているために、パイプラインタイプの演算を採用す
ることができないので、処理スピードを相当減少するこ
とができる。
本発明の一つの特徴によれば、以前のアルゴリズムから
導入され、且つ、特に多項式S (X)の係数sNが全
てのセルに分散されているという事実によって識別され
た新たなアルゴリズムが開発されてきている。類似して
いる記号及び4つのシフトレジスタσ′、σ、q′、q
を用いて、次のアルゴリズムを用いる。
(σ及びσ′の新たな値を決定する場合1<i<u q及びq′の新たな値を決定する場合 Q<i<u−1) 1)初期化 N=OL=0  よッテF=。
σ(X)=1  σ’(X)=O q’ (X) =Oq (X) =0 2) もしN2Hならば、7)へ行く。その他の場合は
次式を計算する。
di=5N■q。
3) もしdN=0ならば、次式が成り立つ。
も      リ 2  ■ 碧           y  ■ 腐      −力 − く       ↑ (′FJ ←   −g9 o     o     eIlcr        
   If■  も ゛び  ■ −2・  −・、−; 〜、・・  ■    ■ ゲ  ■ ゛も°“ ■    ■ 一↓  ↓  ↓  ↑ ■ も  +15  も  、、 a;       zσ
  ■ く口                   ■騨 e         ↓   ↓ Φ       :  :   壇   峙口S  ↑
 ↑ Q(− さ           b       品メ ■ 以前使用したアルゴリズムにおけるように、最初のステ
ップ1)から6)までが、多項式S (X)の最初のU
個の係数を与えている間、多項式ブ7)から8)までが
、多項式S (X)の最後のに個の係数を与えている間
、エラー訂正段階に一致する。この間以前計算された多
項式σ(X)の係数がメモリに保持されなければならな
い。
第7図は、この新たなアルゴリズムを与えて誤り訂正及
びニレ−シャ訂正をする回路を示している。これらの回
路は、縦続形態をなしていてタイプT3といわれる同゛
−の12個のセル400.0か・ら400.11までか
ら成っている。このタイプのうちの1つのセルが第8図
に示されている。このセルは、4つのレジスタσ′、σ
、q′、qに属する4つの段420から423までから
成っている。
4つの段は同じランクを有していない。段422及び4
23はランクiを有しており、段420及び421はラ
ンクi+lを有している。ここでiはOからu−1まで
変化する。セルT3は、第1グループの2つのデータ入
力C′、d′及び2つのデータ出力e′、f′1.第2
グループの2つのデータ人カポ、n′及び2つのデータ
出力p′、q′、2つの制御入力h′、h″、2つの係
数人力j、kから成っている。段420及び422の入
力は、第5図のT2’に使用されているのと同じタイプ
の3つの位置を有するスイッチの出力にそれぞれ接続さ
れている。段420に接続されたスイッチは、2つのA
NDゲート424.425、及び1つの排他的論理和ゲ
ート426から成っており、制御入力h′、h″Iに存
在する論理レベルにより、段420に人力C′に存在す
るデータか又は入力d′に存在するデータか又は2人力
でのデータのモジュロ2の和を与えている。段422に
接続しているスイッチは、2つのANDゲート427.
428.1つの排他的論理和ゲート429から成ってい
て、制御入力h′、h″に存在する論理レベルにより、
段422に排他的論理和ゲート433の出力におけるデ
ータか又はセルの出力q′に存在するデータか又はその
スイッチの両方の入力に存在するデータのモジュロ2の
相かを与える。排他的論理和ゲート433の出力はセル
の出力p′にも接続されていて、一方その入力は段42
2の出力とANDゲート432の出力とに接続されてい
る。ゲート432の入力は、セルの入力C′、jにそれ
ぞれ接続されている。
段423の出力は、排他的論理和ゲート435を介して
出力q′に接続されていて、ゲート435の他の入力は
、ANDゲート434に接続されている。このANDゲ
ートの入力は、セルの入力d′、jにそれぞれ接続され
ている。段421の入力は、排他的論理和ゲート431
の出力を受けていて、このゲート431の入力は、段4
21の出力とANDゲー)430の出力とにそれぞれ接
続されている。このゲート430の入力は、入力にとセ
ルの出力e′とに接続されていて、この出力e′自体は
、段420の出力に接続されている。セルの入力n′が
排他的論理和ゲート437を介して段4230入力に接
続されていて、その他方の入力がANDゲート436の
出力を受けている。このANDゲートの入力がセルの入
力m′及びkに接続されている。最後に、セルの出力f
′は段421の出力から成っている。
第7図に戻って、セルT3が一緒に接続されている結果
第1グループのセルの出力e′、f′が次のセルの第1
グループの入力C′、d′に接続されており、一方この
次のセルの第2グループの出力p′、q′が関係するセ
ルの第2のグループの入力m′、n′に接続されている
その上、最初のセルT3.400.0の入力C′が論理
レベルOであり、このセルの入力d′は、制御スイッチ
405により、S (X)の最初のU個の係数を与えて
いる間レベル1か又はその時間の残りの間レベル0かに
結合される。ところが一方、この最初のセルの出力q′
は、バイナリ加算器406(排他的論理和ゲート)の入
力に結合されていて、この加算器406の出力は復号化
装置の出力S。
を形成しており、その入力は出力SR(第1図)が与え
る多項式S (X)の係数sNを受け入れている。その
上、セルT3の全ての入力j及び全ての入力kにそれぞ
れ接続された2本の配線ライン401、及び402が与
えられている。σ(X)の計算の第1の段階の間、すな
わちS (X)の最初のU個の係数を与える間、ライン
401は、スイッチ404を介して係数39を受けとり
、そしてライン402は、スイッチ403を介して第1
のセルの出力q′の計算されたdNを受けとる。最後の
セルT3.400.11の出力e′、f′は、ANDゲ
ート408.409を介してこのセルの入力m′、n′
に帰還されている。このANDゲート408.409の
他の入力は、配線ライン401に接続されている。
その上、第2図の回路のように、第7図の回路は、セル
250から254までセルT1から成る計数器Fより構
成されている。その阻止人力Sはスイッチ291に接続
されていて、その最終段254の状態出力tは、インバ
ータ294を介してNANDゲート295に接続されて
いて、ゲート295の他の入力は配線ライン402に接
続されている。ゲート295の出力は、セルT1の制御
人力rと、直接セルT3の入力h′と、インバータ41
0を介してこれらのセルT3の入力h″とに常に接続さ
れてりる。多項式S (X)の最初のU個の係数を与え
る間、スイッチ291と403から405まではaの位
置にあり、回路は今まで説明した新たなアルゴリズムの
ステップ1)から6)までによって動作する。次のに個
の最上位の係数を与える間、スイッチ291と403か
ら405までがbに位置している。計数器Fが阻止され
、ライン402は論理レベルOを受けと袷、ライン40
1係数sHの代わりに係数dNを受けとる。
ところが一方出力S0ば、新たなアルゴリズムのステッ
プ7)及び8)によって、情報M (X)の訂正された
有用なビットを与えている。
第2図の回路のように、第7図の回路図は、セルT3が
3つの位置をもつスイッチを備えているとき、一層容易
に第6図の場合と同じ制御回路を別に加えることによっ
て、ニレ−シャの処理に適応できるようにされているこ
とが明らかである。
第6図の場合のように、σ(X)を1に、そして/(X
)をXに、それぞれ初期化しなければならない。
新たなアルゴリズムの明らかな利点のうちの1つは次の
通りである。明らかに簡単に解決しえる問題として認識
されている係数dN及びsNのU個のセルに対する分散
の問題によって、乗算及び加算の樹枝状のバイナリ回路
における遷移時間の問題をU入力に置き換えて、長いコ
ードワードに対しても処理速度を大幅に向上させるとい
うことである。
本発明は、最も実際的であって好ましい実施例であると
考えられるものについて記載されているけれども、本発
明が開示された実施例に制限されるものではなく、反対
に特許請求の範囲の精神及び範囲内に含まれる各種の変
更や等価装置にも及ぶものである。特許請求の範囲には
、そのような全ての変更や等測的な構造体を含むものと
して最も広い解釈が与えられるべきものである。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例における符号化回路及び情報
の和を計算するための回路を示す機能図、及び受信時の
シンドロームを示す機能図、第2図は本発明によるエラ
ー検出及び訂正回路を示す図、 第3.4図は第2図の回路に使用されるセルを示す図、 第5図はニレ−シャを処理するための修正セルを示す図
、 第6図はニレ−シャを処理するための第2図によるエラ
ー検出及び訂正回路を示す図、第7図は修正アルゴリズ
ムで動作し、本発明によるエラー検出及び訂正回路を示
す図、第8図は第7図の回路に使用されるセルを示す図
である。 100・・・送信器組立体、101−121・・・レジ
スタ、130〜141・・・排他的論理和ゲート、10
1′〜121′・・・レジスタ、CRI〜CR6・・・
計算回路、200・・・受信器組立体、201〜221
−・・レジスタ、230〜243・・・排他的論理和ゲ
ート、201′〜221′・・・レジスタ、T1、T2
・・・セル、k、σ′、σ、k・・・シフトレジスタ。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)iが1からsまで変化し、ガロア体GF(2)が
    2つの要素と多項式Pi(X)の次数d_iとを有して
    いるときにsがガロア体GF(2)についてX^n+1
    の因数分解から生ずる前記多項式Pi(X)の数である
    場合に、サイズd_iのsブロックを形成しているnビ
    ットを有するコードワードによって、エラーバーストを
    訂正するkビットの情報伝送方法において、伝送時に、
    (a)多項式@M(X)@が伝送情報に関連する次数k
    −1の多項式M(X)の逆数であり、多項式A_i(X
    )が多項式Pi(X)の導関数である多項式P_i′(
    X)の逆数である場合に、多項式m_i(X)の係数を
    構成するブロック毎に@M(X)@とA_i(X)との
    積を計算し、(b)前記の積を多項式@Pi(X)@で
    除算し、多項式m_i(X)の係数として、m_i(X
    )≡@M(X)@A_i(X)〔Pi(X)〕の関係式
    によって前記除算の余りの係数を採用し、前記係数が伝
    送された対応するブロックのビットを構成し、さらに、
    受信時に (c)多項式@m_i(X)@が受け取られたブロック
    に関連する多項式m_i(X)の逆数であり、再構成多
    項式R_i(X)=(X^n+1)/(Pi(X))が
    伝送情報X^n^−^k・M(X)と、エラーシンドロ
    ームとの重ね合わせを示す多項式Si(X)の和である
    場合に、受信したブロック毎に、m_i′(X)とRi
    (X)との積であるn個の係数を有する多項式Si(X
    )を計算し、 (d)前記多項式Si(X)の和の最初の(n−k)個
    の係数によって、誤りのあるブロックiに一致する多項
    式Pi(X)の積である多項式σ(X)の係数を決定し
    、 (e)σ_mが有効な訂正用に認められる最大次数t_
    xの、前記多項式σ(X)の係数を示し、k_p_−_
    mが訂正多項式K(x)の係数を示し、K(x)≡Σ^
    s_j_=_1S_j(X)〔X^n^−^k〕且つΣ
    ^(t_x)_m_=_0σm・k_p_−_m=0n
    −1≧p≧n−kの場合が成り立つ場合に、前記訂正多
    項式K(X)のk個の最上位の係数を計算し、(f)受
    信した情報をkビット訂正するために、多項式Si(X
    )の前記和の同じ重みの係数とともに前記多項式K(X
    )の前記最大次数の係数それぞれを合計する段階から成
    ることを特徴とする方法。
  2. (2)iが1からsまで変化し、ガロア体GF(2)が
    2つの要素と多項式Pi(X)の次数d_iとを有して
    いるときにsがガロア体GF(2)についてX^n+1
    の因数分解から生ずる前記多項式Pi(X)の数である
    場合に、サイズd_iのsブロックを形成しているnビ
    ットを有するコードワードによって、エラーバーストを
    訂正するkビットの情報伝送システムにおいて、 (a)伝送されるべきs個のブロックをそれぞれ計算す
    るためのs個の計算回路であって、前記回路のそれぞれ
    は線形帰還レジスタから成っていて、前記帰還レジスタ
    は増加順に前記kビットの情報を所定の入力で受け取り
    、前記所定の入力が多項式Pi(X)の導関数である多
    項式P_i′(X)の逆数のA_i(X)による前乗算
    を確実に行うように配置されていて、前記Pi(X)は
    、考慮されている計算回路に関連付けられていて、前記
    線形帰還レジスタのそれぞれの帰還接続は関連する多項
    式 Pi(X)の逆数の多項式@Pi(X)@による除算を
    行うように配置されていて、 (b)前記情報の最後のビットが前記計算回路に導入さ
    れるやいなや、前記線形帰還レジスタに存在する伝送さ
    れるべきnビットのコードワードを前記線形帰還レジス
    タから抽出するための抽出手段と、 (c)前記nビットのコードワードを伝送するための伝
    送器組立体及び受信手段と、 前記受信手段が (d)前記伝送されたnビットのコードワードを受信す
    るための受信器組立体と、 (e)@m_i′(X)@が多項式m_i′(X)の逆
    数の多項式であり、R_i(X)=(X^n+1)/(
    Pi(X))が再構成多項式であり、s個の計算回路が
    線形帰還レジスタをそれぞれ備えていて、その帰還レジ
    スタの帰還接続が多項式Pi(X)の逆数の@Pi(X
    )@によって除算するように配置されている場合に、次
    の関係式 Si(X)=@m_i′(X)R_i@(X)によって
    それぞれの多項式Si(X)の係数を計算するために、
    m_i′(X)の多項式を有していて、受け取られたs
    個のブロックをそれぞれs個の計算回路に転送するため
    の手段と、(f)前記全ての多項式Si(X)を合計す
    るための加算手段と、 (g)第1のシフトレジスタσ′及び第2のシフトレジ
    スタσ、前記第1のシフトレジスタと第2のシフトレジ
    スタとを相互接続するための論理回路、第3のシフトレ
    ジスタK、前記第2及び第3のレジスタの内容の積を項
    ごとに計算して前記積の和を求めるためのバイナリ乗算
    ・加算回路、前記和を多項式Si(X)の加算多項式の
    対応する係数に加算するためのバイナリ加算器、及び前
    記論理回路を監視するための制御係数器を備える監視回
    路を有するバイナリ計算装置と、 (h)F=N−2Lのとき 1)初期化 N=0、L=0よってF=0、 σ(X)=1(σ_0は常に1に等しい) σ′(X)=0(σ′は常に0に等しい) 2)もしN≧uならば、6)へ行く。その他の場合次式
    を計算する。 d_N=k_N^■Σ^(t_x)_j_=_1σ_j
    ・k_N_−_jここでt_x=u/2 そしてk_N=s_N 0≦N<uの場合 そしてk_N=0 N<0の場合 3)もしd_N=0又はF<0ならば、次式が成り立つ
    。 i≧1の場合 {Xσ′(X)→σ′(X)、 σ(X)■d_Nσ′(X)→σ(X)}すなわち{σ
    ′^(^N^+^1^)_i←σ′^(^N^)_i_
    −_1、σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N^)
    _i■d_Nσ′^(^N^)_i}F+1→F そして5)に行く 4)もしd_N=1であってF≧0ならば、次式が成り
    立つ。 i≧1の場合 {Xσ(X)→σ′(X)、 σ(X)■σ′(X)→σ(X)}すなわち{σ′^(
    ^N^+^1^)_i←σ^(^N^)_i_−_1、
    σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N^)_i■σ
    ′^(^N^)_i}そして5)へ行く 5)NをN+1に置き換えて2)に戻る。 6)もしN=nならば、停止する。その他の場合次式を
    計算する。 k_N=Σ^(t_x)_j_=_1σ_j・k_N_
    −_jσ(X)→σ(X)すなわちσ^(^N^+^1
    ^)_i←σ^(^N^)_i7)NをN_tに置き換
    えて6)に戻る。 ここでd_Nは前記バイナリ計算装置のバイナリ加算器
    の出力で与えられる係数であり、Fは前記監視回路の制
    御計数器に書き込まれた数であり、u=n−kであり、
    その結果誤りブロックiに一致する多項式Pi(X)の
    積である多項式σ(X)の係数はその周期の終りに前記
    第2のレジスタに存在し、その周期の間前記加算手段は
    前記多項式Si(X)の和の最初のn−k個の係数を与
    え、そしてその結果、前記周期の終りに前記多項式 σ(X)が、前記多項式Si(X)の和のk個の最上位
    の係数を与える周期の間、前記第2のレジスタに維持さ
    れ、前記乗算・和算回路が訂正多項式K(X)のk個の
    最上位の係数k_Nを与えて、前記バイナリ加算器が受
    信情報のk個の訂正ビットを与える前記のアルゴリズム
    により前記バイナリ計算装置を操作するための制御手段
    とから成る伝送手段を備えることを特徴とする伝送シス
    テム。
  3. (3)iが1からsまで変化し、ガロア体GF(2)が
    2つの要素と多項式Pi(X)の次数d_iを有してい
    るときにsがガロア体GF(2)についてX^n^+^
    1の因数分解から生ずる前記多項式Pi(X)の数であ
    る場合に、サイズd_iのsブロックを形成しているn
    ビットを有するコードワードによって、エラーバースト
    を訂正するkビットの情報伝送システムにおいて、 (a)伝送されるべきs個のブロックをそれぞれ計算す
    るためのs個の計算回路であって、前記回路のそれぞれ
    は線形帰還レジスタから成っていて、前記帰還レジスタ
    は増加順に前記kビットの情報を所定の入力で受け取り
    、前記所定の入力が多項式Pi(X)の導関数である多
    項式P_i′(X)の逆数のA_i(X)よる前乗算を
    確実に行うように配置されていて、前記Pi(X)は、
    考慮されている計算回路に関連付けられていて、前記線
    形帰還レジスタのそれぞれの帰還接続は関連する多項式 Pi(X)の逆数の多項式@Pi(X)@による除算を
    行うように配置されていて、 (b)前記情報の最後のビットが前記計算回路に導入さ
    れるやいなや、前記線形帰還レジスタに存在する伝送さ
    れるべきnビットのコードワードを前記線形帰還レジス
    タから抽出するための抽出手段と、 (c)前記nビットのコードワードを伝送するための伝
    送器組立体及び受信手段と、 前記受信手段が (d)前記伝送されたnビットのコードワードを受信す
    るための受信器組立体と、 (e)@m_i′(X)@が多項式m_i′(X)の逆
    数の多項式であり、R_i(X)=(X^n+1)/(
    Pi(X))が再構成多項式であり、s個の計算回路が
    線形帰 還レジスタをそれぞれ備えていて、その帰還レジスタの
    帰還接続が多項式Pi(X)の逆数の@Pi(X)@に
    よって除算するように配置されている場合に、次の関係
    式 Si(X)=@m_i′(X)@Ri(X)によってそ
    れぞれの多項式Si(X)の係数を計算するために、m
    _i′(X)の多項式を有していて、受け取られたs個
    のブロックをそれぞれs個の計算回路に転送するための
    手段と、 (f)前記全ての多項式Si(X)を合計するための加
    算手段と、 (g)第1のシフトレジスタσ′及び第2のシフトレジ
    スタσと、前記第1のシフトレジスタと第2のシフトレ
    ジスタとを相互接続するための第1の論理回路と、第3
    のシフトレジスタq′及び第2のシフトレジスタqと、
    前記第3のレジスタ及び第4のレジスタをそれらの間で
    あって前記第1のレジスタ及び第2のレジスタと共に相
    互接続するための第2の論理回路と、前記第4のレジス
    タの最後の出力に存在する係数を多項式Si(X)の和
    多項式の対応する係数に加算するためのバイナリ加算器
    と、一方では最初のn−k個の係数を与える周期の間多
    項式Si(X)の和多項式の連続する係数によって、他
    方では最後のk個の係数を与える周期の間前記第4のレ
    ジスタの出力係数によって、前記第1のレジスタ及び第
    2のレジスタの最終段の出力の積を前記第3のレジスタ
    及び第4のレジスタの最初の段の入力にそれぞれ与える
    ための2つの相互接続ANDゲートと、制御係数器から
    成り前記第1の論理回路及び第2の論理回路を監視する
    ための監視回路とを備えるバイナリ計算装置と、 (h)F=N−2Lのとき 1)初期化 N=0、L=0よってF=0、 σ(X)=1、σ′(X)=0 q′(X)=0、q(X)=0 2)もしN≧uならば、7)へ行く。その他の場合次式
    を計算する。 d_N=s_N■q^(^N^)_0 3)もしd_N=0ならば、次式が成り立つ。 {Xσ′(X)→σ′(X)、 σ(X)→σ(X)、 q′(X)■s_Nσ′(X)→q′(X)、〔q(X
    )■s_Nσ(X)〕X^−^1→q(X)}すなわち
    {σ′^(^N^+^1^)_i←σ′^(^N^)_
    i_−_1、σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N
    ^)_i、q′^(^N^+^1^)_i←q′^(^
    N^)_i■s_Nσ′^(^N^)_i、q^(^N
    ^+^1^)_i←q^(^N^)_i_+_1■s_
    Nσ^(^N^)_i_+_1}F+1→F そして6)へ行く 4)もしd_N=1であってF<0ならば、次式が成り
    立つ。 {Xσ′(X)→σ′(X)、 σ(X)■σ′(X)→σ(X)、 q′(X)■s_Nσ′(X)→q′(X)}すなわち
    {σ′^(^N^+^1^)_i←σ′^(^N^)_
    i_−_1、σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N
    ^)_i■σ′^(^N^)_i、q′^(^N^+^
    1^)_i←q′^(^N^)_i■s_Nσ′^(^
    N^)_i}〔q(X)■s_Nσ(X)〕X^−^1
    ■〔q′(X)■s_Nσ′(X)〕X^−^1→q(
    X)i.e.q^(^N^+^1^)_i←q^(^N
    ^)_i_+_1■s_Nσ^(^N^)_i_+_1
    ■q′^(^N^)_i_+_1■s_Nσ′^(^N
    ^)_i_+_1F+1→F そして6)へ行く 5)もしd_N=1であってF≧0ならば、次式が成り
    立つ。 {Xσ(X)→σ′(X)、 σ(X)■σ′(X)→σ(X)、 q(X)■s_Nσ(X)→q′(X)}すなわち{σ
    ′^(^N^+^1^)_i←σ^(^N^)_i_−
    _1、σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N^)_
    i■σ′^(^N^)_i、q^(^N^+^1^)_
    i←q^(^N^)_i■s_Nσ^(^N^)_i}
    〔q(X)■s_Nσ(X)〕X^−^1■〔q′(X
    )■s_Nσ′(X)〕X^−^1→q(X)i.e.
    q^(^N^+^1^)_i←q^(^N^)_i_+
    _1■s_Nσ^(^N^)_i_+_1■q′^(^
    N^)_i_+_1■s_Nσ′^(^N^)_i_+
    _1−(F+1)→F そして6)へ行く 6)NをN+1に置き換えて2)に戻る。 7)もしN=nならば、停止する。その他の場合次式が
    成り立つ。 k_N=q^(^N^)_0 {σ(X)→σ(X)、 〔q(X)■k_Nσ(X)〕X^−^1→q(X)}
    すなわち{σ^(^N^+^1^)_i←σ^(^N^
    )_i、q^(^N^+^1^)_i←q^(^N^)
    _i_+_1■k_Nσ^(^N^)_i_+_1}σ
    ′(X)、q′(X)及びFは任意の値 8)NをN+1に置き換8て7)に戻る。 ここでiは1からn−k=uまで変化してσ及びσ′の
    値を決定し、そして0からn−k−1まで変化してq及
    びq′を決定し、 d_Nは、前記加算手段によって最初のn−k個の係数
    を与える第1周期の間、前記第4のレジスタの出力で与
    えられる係数であり、Fは前記監視回路の制御係数器に
    書き込まれた数であり、k_Nは訂正多項式K(X)の
    k個の最上位の係数であり、前記訂正多項式 K(X)は、前記多項式S_i(X)の和のk個の最上
    位係数を与える第2周期中、前記第4のレジスタの出力
    で与えられ、前記制御手段は、前記第1周期の終りに前
    記第2のレジスタに存在する多項式の係数が前記第2周
    期中前記第2レジスタに保持されるようにし、前記バイ
    ナリ加算器は、前記第2周期中、受けとった情報のうち
    k個のビットを与えるように前記のアルゴリズムによる
    バイナリ計算装置を動作させるための制御手段とから成
    る伝送手段を備えることを特徴とする伝送システム。
JP61125553A 1985-05-30 1986-05-30 エラ−バ−スト訂正を行う情報伝送方法及びこの方法を使用する符号化・復号化装置 Pending JPS61277231A (ja)

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FR8508098 1985-05-30

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JP (1) JPS61277231A (ja)
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DE (1) DE3673078D1 (ja)
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4937829A (en) * 1987-04-24 1990-06-26 Ricoh Company, Ltd. Error correcting system and device
US4821268A (en) * 1987-10-26 1989-04-11 Cyclotomics, Inc. Soft decision Reed-Solomon decoder
DE4105860C2 (de) * 1991-02-25 1995-04-20 Broadcast Television Syst Schaltungsanordnung zum Erkennen und Korrigieren von Fehlern in Datenworten
US5278826A (en) * 1991-04-11 1994-01-11 Usa Digital Radio Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception
US5315583A (en) * 1991-04-11 1994-05-24 Usa Digital Radio Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception
DE69409418T2 (de) * 1993-01-22 1998-08-20 Canon Kk Vorrichtung und Verfahren zur Ableitung von Polynomialmengen
US5425038A (en) * 1993-07-02 1995-06-13 International Business Machines Corporation Error plus single bit error detection
TW311189B (en) * 1996-09-30 1997-07-21 United Microelectronics Corp The error-corrected decoding method and its apparatus for Reed-Soloman code
NL1006174C2 (nl) * 1997-04-17 1998-12-01 United Microelectronics Corp Foutdecoderingswerkwijze alsmede apparaat voor het decoderen.
KR101177948B1 (ko) * 2006-01-13 2012-08-28 삼성전자주식회사 PoC 시스템에서 미디어 전송 시간 정보 제공을 위한단말 장치 및 방법과 미디어 전송 시간 정보 제공을 위한PoC 시스템
US10193358B2 (en) * 2012-04-23 2019-01-29 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Deep-charging power resources of power resource group having identifier corresponding to range within which modulo falls based on charging time
US9317352B2 (en) * 2012-09-12 2016-04-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Galois field arithmetic operation circuit and memory device
US9236890B1 (en) 2014-12-14 2016-01-12 Apple Inc. Decoding a super-code using joint decoding of underlying component codes

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4162480A (en) * 1977-01-28 1979-07-24 Cyclotomics, Inc. Galois field computer
JPS57155667A (en) * 1981-03-23 1982-09-25 Sony Corp Arithmetic circuit of galois matter
JPS58147807A (ja) * 1982-02-26 1983-09-02 Toshiba Corp 誤り訂正回路
US4633470A (en) * 1983-09-27 1986-12-30 Cyclotomics, Inc. Error correction for algebraic block codes
US4665523A (en) * 1984-02-15 1987-05-12 Stanford University Method and means for error detection and correction in high speed data transmission codes

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Publication number Publication date
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FR2582888A1 (fr) 1986-12-05
EP0204612B1 (fr) 1990-08-01
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