JPS61227419A - チヤンネルセレクタ装置 - Google Patents
チヤンネルセレクタ装置Info
- Publication number
- JPS61227419A JPS61227419A JP6871185A JP6871185A JPS61227419A JP S61227419 A JPS61227419 A JP S61227419A JP 6871185 A JP6871185 A JP 6871185A JP 6871185 A JP6871185 A JP 6871185A JP S61227419 A JPS61227419 A JP S61227419A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tuning
- tuning voltage
- signal
- circuit
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビシロン受信装置等におけるチャンネル選
局に関するものである。
局に関するものである。
従来の技術
テレビシロン受信装置におけるチャンネル選局において
は、ＲＦ信号選択用のトラッキングフィルタ部とローカ
ル周波数を発生するローカル選局部とでチャンネル選局
を行なっているが、従来において上記ＲＦ）ラフキング
フィルタ制御電圧とローカル周波数制御電圧を同一電圧
で共用してチャンネル選局を行なっていた。このような
従来例ではチャンネル選局に対応するローカル周波数選
局特性と、ＲＦ）ラフキングフィルタ特性を全チャンネ
ルに渡って最適に合わすことが出来ない欠点があった。
は、ＲＦ信号選択用のトラッキングフィルタ部とローカ
ル周波数を発生するローカル選局部とでチャンネル選局
を行なっているが、従来において上記ＲＦ）ラフキング
フィルタ制御電圧とローカル周波数制御電圧を同一電圧
で共用してチャンネル選局を行なっていた。このような
従来例ではチャンネル選局に対応するローカル周波数選
局特性と、ＲＦ）ラフキングフィルタ特性を全チャンネ
ルに渡って最適に合わすことが出来ない欠点があった。
従来のテレビシロン受信装置例を第６図に示す。
第６図で１はアンテナ（あるいはＣＡＴＶのケーブル入
力）を示し、アンテナ１より得られたＲＦ傷信号とのＲ
Ｆ増幅部に供給され、２ａの入力同調回路でＣからの同
調制御電圧（ＢＴＲ）Ｋより、同調選択されたＲＦ傷信
号２ｂのＲＦ増幅器で増幅され、再び２Ｃの出力同調回
路で、同じ同調電圧で同調選択され、次段のＭｉｘｅｒ
回路で中間周波数（ＩＦ周波数２日本では５８．７５Ｍ
Ｈｚ） に変換されてＩＦ同調増幅器６でＩＦ増幅さ
れＩＦ比出力してａより＠り出される。２−２のＲＦ増
幅器へはｂよ！ＪＡＧＣ：電圧と電源電圧ＢＳが加えら
れ、ＢｓはスイッチでＯＮ 、 ＯＦ１’される。４は
ローカル発振器でＲＦ同調回路の同調制御電圧と同じ電
圧がローカル制御電圧（ＢＴＩ、）として加えられて、
チャンネル選局周波数を発生する。なおこの第６図の従
来例に示すように、従来のテレビジ１ン受信装置では、
ローカル発振器４の同調電圧ＢＴＬと同じ電圧をＲＦ同
調フィルタ（２ａ。
力）を示し、アンテナ１より得られたＲＦ傷信号とのＲ
Ｆ増幅部に供給され、２ａの入力同調回路でＣからの同
調制御電圧（ＢＴＲ）Ｋより、同調選択されたＲＦ傷信
号２ｂのＲＦ増幅器で増幅され、再び２Ｃの出力同調回
路で、同じ同調電圧で同調選択され、次段のＭｉｘｅｒ
回路で中間周波数（ＩＦ周波数２日本では５８．７５Ｍ
Ｈｚ） に変換されてＩＦ同調増幅器６でＩＦ増幅さ
れＩＦ比出力してａより＠り出される。２−２のＲＦ増
幅器へはｂよ！ＪＡＧＣ：電圧と電源電圧ＢＳが加えら
れ、ＢｓはスイッチでＯＮ 、 ＯＦ１’される。４は
ローカル発振器でＲＦ同調回路の同調制御電圧と同じ電
圧がローカル制御電圧（ＢＴＩ、）として加えられて、
チャンネル選局周波数を発生する。なおこの第６図の従
来例に示すように、従来のテレビジ１ン受信装置では、
ローカル発振器４の同調電圧ＢＴＬと同じ電圧をＲＦ同
調フィルタ（２ａ。
２ｃ）にＲＦ同調電圧ＢＴＲとして加えてＲＦ）ラフキ
ングフィルタとして同調１に取っている。このような場
合、ＶＨＦ 、ＵＨＦ帯では受信帯域が広いため、受信
帯域の高域と低域でトラッキング条件がかなシずれる現
象が生ずる。したがって、受信装置の周波数選択度特性
が一部で悪くなシ、混信、混変調特性及び画質特性をも
劣化させる。
ングフィルタとして同調１に取っている。このような場
合、ＶＨＦ 、ＵＨＦ帯では受信帯域が広いため、受信
帯域の高域と低域でトラッキング条件がかなシずれる現
象が生ずる。したがって、受信装置の周波数選択度特性
が一部で悪くなシ、混信、混変調特性及び画質特性をも
劣化させる。
発明が解決しようとする問題点
ここで、前述の従来例における同調ずれについて説明す
る。一般に単同調回路では共振周波数をｆとすると、 ここでリアクタンスＬは一定とし、Ｃは同調用のバラク
タ容量とする。バラクタ容量Ｃは一般にＣ＝ ＣｏＶ”
（Ｃｏ ｔｄ定ｔｊｌ 、 Ｖｔｊ：同Ｈ１１に圧
−ｎは定数）で表わされる。したがって電圧に対する周
波数変化はｆｔ−微分して、 となる。今、ＲＦとローカルのそれぞれの単同調回路共
振回路の同じ同調電圧近傍の周波数変化をみてみると、
ＲＦおよびローカルの同調電圧ＢＴでの周波数ｔ ｆＨ
、ｆＬ、同調電圧Ｂ７および周波 ゛数ｆＨ，ｆＬの微
小変動をΔＢ７．ΔｆＲ，ΔｆＬとするとＬＲ，Ｌ、
ｔ−ＲＦ 、ローカルに対応するりアクタンス（Ｌ）と
して、同じ同調電圧ｖＴに対し、＝ｆＨ（−ＨＢτ ）
ΔＢ７ ・・・・・・・・・・・・川（１）＝ｆＬ
（−−ｉＢＴ ）ｉＢＴ ・・・・・・・・・・・
・・・・（謁これより したがって、あるチャンネルで同調電圧ＢＴでＲＦ、ロ
ーカルともに同調を合わせたとすると、そこから別のチ
ャンネルに同調を取るためにロー周波数ｆｌ とローカ
ル周波数ｆＬ、！、ＸＦ周波数’ｉｆの間には、 ｆｉｉ ＝ ｆＬ−ｆＲ＝ 一定 ・・・・・・・
・・・・・・・・・・団・（４１の関係が常に保たれる
必要がある（これが成シ立たないとテレビ画像が出て来
ない）。したがって、ｆｉ１＝（ｆＬ＋ΔｆＬｙ−Ｃｆ
Ｒ＋ΔｆＲ）＝ ｆｌ、−ｆＲ＋ΔｆＬ−ΔｆＲ ＝ｆＬｉ”ｆＬ ’ｆＲ すなわち ΔｆＬ＝ΔｆＨ・・・・旧・・・・・・・
・・・・・・・（６）が常に成り立つ必要がある。とこ
ろが同調電圧Ｂ７をＲＦ）７フキングフイルタとローカ
ル同調に共用する限り式（３）よりΔｆＲ＝ΔｆＬは成
シ立たない。すなわち ことになる。このずれの周波数偏差をΔｆｆｔとすると 穴像）より、 以上より、例えばＶＨＦチャンネルのａｔｇｈチャンネ
ル（ａｈ４〜ｏｈ１３）を例にとれば、ａｈ４（映像搬
送波１７１．２５ＭＨｚ ）とｃｈｌ ２ （映像搬送
波２）７．２５ＭＨｚ ）ではＲＦ倍信号おいて４６Ｍ
Ｈｚの間隔であるが、今、仮に誤差を少なくするために
２３ＭＨｚの中点（ａｈ７〜ａｈ８）でプリセットされ
ているとすると、ＩＦ周波数５８．７５ＭＨ２として、
ａｈｌ ２では４．９ＭＨｚのずれ、ａｈ４では、５．
８６ＭＨｚのずれが生ずることになり、いずれも許容度
を越七燭る。
る。一般に単同調回路では共振周波数をｆとすると、 ここでリアクタンスＬは一定とし、Ｃは同調用のバラク
タ容量とする。バラクタ容量Ｃは一般にＣ＝ ＣｏＶ”
（Ｃｏ ｔｄ定ｔｊｌ 、 Ｖｔｊ：同Ｈ１１に圧
−ｎは定数）で表わされる。したがって電圧に対する周
波数変化はｆｔ−微分して、 となる。今、ＲＦとローカルのそれぞれの単同調回路共
振回路の同じ同調電圧近傍の周波数変化をみてみると、
ＲＦおよびローカルの同調電圧ＢＴでの周波数ｔ ｆＨ
、ｆＬ、同調電圧Ｂ７および周波 ゛数ｆＨ，ｆＬの微
小変動をΔＢ７．ΔｆＲ，ΔｆＬとするとＬＲ，Ｌ、
ｔ−ＲＦ 、ローカルに対応するりアクタンス（Ｌ）と
して、同じ同調電圧ｖＴに対し、＝ｆＨ（−ＨＢτ ）
ΔＢ７ ・・・・・・・・・・・・川（１）＝ｆＬ
（−−ｉＢＴ ）ｉＢＴ ・・・・・・・・・・・
・・・・（謁これより したがって、あるチャンネルで同調電圧ＢＴでＲＦ、ロ
ーカルともに同調を合わせたとすると、そこから別のチ
ャンネルに同調を取るためにロー周波数ｆｌ とローカ
ル周波数ｆＬ、！、ＸＦ周波数’ｉｆの間には、 ｆｉｉ ＝ ｆＬ−ｆＲ＝ 一定 ・・・・・・・
・・・・・・・・・・団・（４１の関係が常に保たれる
必要がある（これが成シ立たないとテレビ画像が出て来
ない）。したがって、ｆｉ１＝（ｆＬ＋ΔｆＬｙ−Ｃｆ
Ｒ＋ΔｆＲ）＝ ｆｌ、−ｆＲ＋ΔｆＬ−ΔｆＲ ＝ｆＬｉ”ｆＬ ’ｆＲ すなわち ΔｆＬ＝ΔｆＨ・・・・旧・・・・・・・
・・・・・・・（６）が常に成り立つ必要がある。とこ
ろが同調電圧Ｂ７をＲＦ）７フキングフイルタとローカ
ル同調に共用する限り式（３）よりΔｆＲ＝ΔｆＬは成
シ立たない。すなわち ことになる。このずれの周波数偏差をΔｆｆｔとすると 穴像）より、 以上より、例えばＶＨＦチャンネルのａｔｇｈチャンネ
ル（ａｈ４〜ｏｈ１３）を例にとれば、ａｈ４（映像搬
送波１７１．２５ＭＨｚ ）とｃｈｌ ２ （映像搬送
波２）７．２５ＭＨｚ ）ではＲＦ倍信号おいて４６Ｍ
Ｈｚの間隔であるが、今、仮に誤差を少なくするために
２３ＭＨｚの中点（ａｈ７〜ａｈ８）でプリセットされ
ているとすると、ＩＦ周波数５８．７５ＭＨ２として、
ａｈｌ ２では４．９ＭＨｚのずれ、ａｈ４では、５．
８６ＭＨｚのずれが生ずることになり、いずれも許容度
を越七燭る。
さらに、１１周波数を５８．７５ＭＨｚよりも大きくす
るアップコンバートＸＦ方式の受信装置ではｆｉｆが大
きくなるため式（＠から分かるように周波数ずれがさら
に大きくなる。
るアップコンバートＸＦ方式の受信装置ではｆｉｆが大
きくなるため式（＠から分かるように周波数ずれがさら
に大きくなる。
本発明の目的はこのような欠点をなくするため、前述の
ＲＦ）ラッキング同調周波数ｆＲとローカル周波数ｆＬ
とのトラッキングエラーを除去する手段を提供しようと
するものである。
ＲＦ）ラッキング同調周波数ｆＲとローカル周波数ｆＬ
とのトラッキングエラーを除去する手段を提供しようと
するものである。
問題点を解決するための手段
本発明は前述の従来例の問題点を解決するため、ローカ
ル同調電圧ＢＴＬとＲＦ）ラッキング同調電圧ＢＴＲを
別々に加え、ローカル周波数ｆＬ（！、ＦＬＹトラッキ
ング同調周波数ｆＲが常にｆｘ、 ｆｎ＝ｆｓｔの関
係を保つことにより、周波数選択特性のよい良好なテレ
ビ画像を得ることを目的とする。式（２）、（３）より
ＲＦ同調周波数ｆＨのローカル周波数変化分ΔｆＬ
に対するｆＨの変化分ΔｆＲはこれより、ΔｆＲをΔｆ
Ｌ に一致させるためには式そこで、弐〇）と式＠）に
おけるΔＢ７ を同じにせず、式（１）２式（至））
においてΔｆＲに加えるΔＢＴ（ΔＢＴＲとする）をΔ
ｆＬに加えるΔＢＴ（ΔＢＴＬとする）よとする。
ル同調電圧ＢＴＬとＲＦ）ラッキング同調電圧ＢＴＲを
別々に加え、ローカル周波数ｆＬ（！、ＦＬＹトラッキ
ング同調周波数ｆＲが常にｆｘ、 ｆｎ＝ｆｓｔの関
係を保つことにより、周波数選択特性のよい良好なテレ
ビ画像を得ることを目的とする。式（２）、（３）より
ＲＦ同調周波数ｆＨのローカル周波数変化分ΔｆＬ
に対するｆＨの変化分ΔｆＲはこれより、ΔｆＲをΔｆ
Ｌ に一致させるためには式そこで、弐〇）と式＠）に
おけるΔＢ７ を同じにせず、式（１）２式（至））
においてΔｆＲに加えるΔＢＴ（ΔＢＴＲとする）をΔ
ｆＬに加えるΔＢＴ（ΔＢＴＬとする）よとする。
このように、本発Ｆ！ＡＦｉローカル同調電圧ｖＴＬと
ＲＦ同調電圧ＶＴＲを別々に発生させる。すなわちＢＴ
Ｌよ！”ＴＲをディジタル、あるいはアナログ演算回路
を用いて作シ出すことにより、ＲＦ同調電圧にはローカ
ル同調電圧ＢＴＬとは別の新たに作った同調電圧ＢＴＲ
を加える。
ＲＦ同調電圧ＶＴＲを別々に発生させる。すなわちＢＴ
Ｌよ！”ＴＲをディジタル、あるいはアナログ演算回路
を用いて作シ出すことにより、ＲＦ同調電圧にはローカ
ル同調電圧ＢＴＬとは別の新たに作った同調電圧ＢＴＲ
を加える。
作 用
本発明は上記した構成により、ＲＦ）ラッキングフィル
タの同調電圧ＢＴＲをローカル周波数同調電圧ＢＴＬと
を受信周波数バンドの各チャンネルで全て同一にせず、
受信周波数バンドの中心付近のチャンネルでのみでＢＴ
ＲとＢＴＬを同一にしてＲＦトラッキングフィルタ特性
と、ローカル周波数を調整し、その他のチャンネルは、
ローカル周波数同調電圧をまず調整し、ＲＦ）ラッキン
グフィルタの同調整電圧については、ローカル同調電圧
の初期値からの変動電圧ΔＢＴＬに対し、式（９）より
せる。以上により、ＲＦ）ラッキングフィルタの同調特
性は受信したいチャンネルのＲＦ信号に対して最適なＲ
Ｆフィルタを構成することが出来、最適なテレビ信号を
受信することが出来る。
タの同調電圧ＢＴＲをローカル周波数同調電圧ＢＴＬと
を受信周波数バンドの各チャンネルで全て同一にせず、
受信周波数バンドの中心付近のチャンネルでのみでＢＴ
ＲとＢＴＬを同一にしてＲＦトラッキングフィルタ特性
と、ローカル周波数を調整し、その他のチャンネルは、
ローカル周波数同調電圧をまず調整し、ＲＦ）ラッキン
グフィルタの同調整電圧については、ローカル同調電圧
の初期値からの変動電圧ΔＢＴＬに対し、式（９）より
せる。以上により、ＲＦ）ラッキングフィルタの同調特
性は受信したいチャンネルのＲＦ信号に対して最適なＲ
Ｆフィルタを構成することが出来、最適なテレビ信号を
受信することが出来る。
実施例
第１図は本発明の実施例である。同図で１はアンテナあ
るいはＣＡＴＶ等の入力ＲＦ信号で、この入力信号はＶ
ＨＦ帯、［７ＨＦ帯等により一般にｎ系路に分割される
。分割された各バンドの信号はＲＦ同調増幅部２にそれ
ぞれ供給され、選局チャンネルのバンドのみに電源が供
給されるのでそのＲＦ同調増幅器の出力信号だけが６の
信号合成器より、ミキサ回路３に与えられ中間周波数に
周波数変換され、中間周波増幅器６で帯域増幅されてＡ
より中間周波信号（以下ＩＦ倍信号略す）として取シ出
される。第１図でブロック２には利得制御するＡＧＣ端
子、同調電圧を与えるＢＴＲ端子。
るいはＣＡＴＶ等の入力ＲＦ信号で、この入力信号はＶ
ＨＦ帯、［７ＨＦ帯等により一般にｎ系路に分割される
。分割された各バンドの信号はＲＦ同調増幅部２にそれ
ぞれ供給され、選局チャンネルのバンドのみに電源が供
給されるのでそのＲＦ同調増幅器の出力信号だけが６の
信号合成器より、ミキサ回路３に与えられ中間周波数に
周波数変換され、中間周波増幅器６で帯域増幅されてＡ
より中間周波信号（以下ＩＦ倍信号略す）として取シ出
される。第１図でブロック２には利得制御するＡＧＣ端
子、同調電圧を与えるＢＴＲ端子。
糸路の信号を通過あるいは遮断させるＢＢ端子が接続さ
れている。４は選局用局部発振回路で７の選局ブロック
からの信号で制御されて各チャンネルのローカル信号を
発生する。８はＲＦ同調電圧を記憶し演算するディジタ
ル演算回路でメモリ８−１に貯えた選局用データを８−
２のＤ／Ａ変換回路でパルス幅変換し、８−３のローパ
スフィルタでＢＴＲを供給する。７の選局ブロックでは
４なるローカル出力信号を７−１０なる固定分周回路を
介して７−９なるプログラマブル分周器で分周比指定器
７−４からの分周比指定信号に従って分周し、７−６な
る水晶発振器回路の発振周波数を７−７なる固定分周回
路で分周した周波数と位相比較回路７−８で比較し、そ
の出力をループフィルタとなるローパスフィルタ７−１
１を介してローカル発振器４を制御する。こむで選局ブ
ロックの選局指定は７−１なるキーが操作されると７−
２なるキー人力信号処理回路を介して、キーのチャタリ
ング除去、チャンネル１０位の桁、１位の桁の振シ分は
処理等を行ない、７−３なるラッチに記憶される。この
チャンネル選局信号に従い、ローカル用の分局比を７−
４で指定して７−９なるプログラマブル分周器に分局用
データを与える。バンドスイッチ回路７−５は７−３か
らの選局信号に従ってＶＨＦのＬｏｗ Ｂａｎｄ 、Ｈ
ｉｇｈ ＢａｎｄあるいはＵＨＦ Ｂａｎｄ とい
うようにバンド切換えを行ない、 ＢＴＲ作成部のディ
ジタル演算回路８においては、このチャンネル選局信号
に従って前述のＲＦ）ランキングフィルタの同調を取る
ためのＲＦ同調電圧ＢＴＲ’ｅ作シ出すためのデータを
貯えたメモリー８−１の情報に従って８−２にてパルス
幅変換し、ローパスフィルタ（Ｌ、Ｐ、Ｆ）８−３ｆｔ
介してＢＴＲを作シ出す。
れている。４は選局用局部発振回路で７の選局ブロック
からの信号で制御されて各チャンネルのローカル信号を
発生する。８はＲＦ同調電圧を記憶し演算するディジタ
ル演算回路でメモリ８−１に貯えた選局用データを８−
２のＤ／Ａ変換回路でパルス幅変換し、８−３のローパ
スフィルタでＢＴＲを供給する。７の選局ブロックでは
４なるローカル出力信号を７−１０なる固定分周回路を
介して７−９なるプログラマブル分周器で分周比指定器
７−４からの分周比指定信号に従って分周し、７−６な
る水晶発振器回路の発振周波数を７−７なる固定分周回
路で分周した周波数と位相比較回路７−８で比較し、そ
の出力をループフィルタとなるローパスフィルタ７−１
１を介してローカル発振器４を制御する。こむで選局ブ
ロックの選局指定は７−１なるキーが操作されると７−
２なるキー人力信号処理回路を介して、キーのチャタリ
ング除去、チャンネル１０位の桁、１位の桁の振シ分は
処理等を行ない、７−３なるラッチに記憶される。この
チャンネル選局信号に従い、ローカル用の分局比を７−
４で指定して７−９なるプログラマブル分周器に分局用
データを与える。バンドスイッチ回路７−５は７−３か
らの選局信号に従ってＶＨＦのＬｏｗ Ｂａｎｄ 、Ｈ
ｉｇｈ ＢａｎｄあるいはＵＨＦ Ｂａｎｄ とい
うようにバンド切換えを行ない、 ＢＴＲ作成部のディ
ジタル演算回路８においては、このチャンネル選局信号
に従って前述のＲＦ）ランキングフィルタの同調を取る
ためのＲＦ同調電圧ＢＴＲ’ｅ作シ出すためのデータを
貯えたメモリー８−１の情報に従って８−２にてパルス
幅変換し、ローパスフィルタ（Ｌ、Ｐ、Ｆ）８−３ｆｔ
介してＢＴＲを作シ出す。
第１図のＲＦ同調増幅部２では、ｎ本の分割された入力
信号をそれぞれのＲＦ増幅器２−１゜２−２．・・・・
・・２− ｎで増幅する。各入力信号の分は方はテレビ
信号帯域を５ｓＭＨｚ〜９００ＭＨｚ （日本の場合９
０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ ）を任意の区分により分割す
る。−例として、ｐ ５ＭＨｚ 〜３００ＭＨｚ 。
信号をそれぞれのＲＦ増幅器２−１゜２−２．・・・・
・・２− ｎで増幅する。各入力信号の分は方はテレビ
信号帯域を５ｓＭＨｚ〜９００ＭＨｚ （日本の場合９
０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ ）を任意の区分により分割す
る。−例として、ｐ ５ＭＨｚ 〜３００ＭＨｚ 。
３００ＭＨｚ 〜４７０ＭＨｚ、４７０ＭＨｚ 〜９０
０ＭＨｚ のような３段階に分ける方法が考えられる。
０ＭＨｚ のような３段階に分ける方法が考えられる。
５５ ＭＨｚ〜３００ＭＨｚまでのＲＦ回路は第２図ａ
の形式の回路で実現出来る。実際の回路では、バラクタ
−ダイオードの可変範囲からこれをさらに細かく切り替
え（リアクタンスＬｉビンダイオードで切替える）、第
２図すのように、５５〜１１０ＭＨｚ 、 １００〜２
）０ＭＨｚ、２）０〜３３０ＭＨｚＯ！うニ切替エテイ
ル。
の形式の回路で実現出来る。実際の回路では、バラクタ
−ダイオードの可変範囲からこれをさらに細かく切り替
え（リアクタンスＬｉビンダイオードで切替える）、第
２図すのように、５５〜１１０ＭＨｚ 、 １００〜２
）０ＭＨｚ、２）０〜３３０ＭＨｚＯ！うニ切替エテイ
ル。
３００〜９００ＭＨｚ ＯＲＦ同調回路は第２図ｃの分
布定数回路構成で実現出来る。ＲＦ同調電圧ＢＴＲおよ
びローカル同調電圧ＢＴＬ の変化分をΔＢＴＲ１Δ
Ｂ ７ ｒ、とすると、式（＠よりであるが、ＢＴＲ＝
ＢＴＬ の各初期値（あるチャンネルに同調を合わせ
た時の各電圧値）をＢＴＲｏ。
布定数回路構成で実現出来る。ＲＦ同調電圧ＢＴＲおよ
びローカル同調電圧ＢＴＬ の変化分をΔＢＴＲ１Δ
Ｂ ７ ｒ、とすると、式（＠よりであるが、ＢＴＲ＝
ＢＴＬ の各初期値（あるチャンネルに同調を合わせ
た時の各電圧値）をＢＴＲｏ。
ＢＴＬ。とすると、
ＪＲ
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１ｏ）
ＢＴＬ”ＢＴＬｏ＋ΔＢＴＬ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（１１）となる。これより、本
発明では、式（１１）より既知の初期値ＢＴＬｏと各チ
ャンネルのローカル同調電圧ＢＴＬ から、＆藩〒４
→阿ＢＴＬの変化分ΔＢＴＬを求め、式（１ｏ）より既
知の初期値ＢＴＲｏ と式（１１）からΔＢＴＬより演
算回路で処理して各チャンネルのＲＦ同調電圧ＢＴＲを
得るものである。第４図は本実施例に使用するローカル
発振回路の同調電圧ＢＴＬ と発振周波数ｆＬおよび
ＲＦ同調フィルタ回路の同調電圧ＢＴＲとＲＦ同調周波
数ｆＨの特性を示している。同図はバラクタ−ダイオー
ドを使用したタンク回路を用いた同調回路でＢＴＬおよ
びＢＴＲ（ＢＴ で両方を示す）をｏＶから順に上げて
いくとローカル周波数ｆＬおよびＲＦ同調周波数ｆＨは
増加する。ＢＴがＢ１点に来るまではｆＲ，ｆＬの変化
は非直線的であシ、ＢＴが８１からＢｎまでは比較的直
線的にｆＨ，ｆＬが変化し九まで来るが、Ｂ７からＢｎ
を過ぎるとｆＨ，ｆＬの変化量は少なくなシ飽和して来
る。本発明で使用するバラクタ−ダイオードはローカル
発振用およびＲＦ同調用とも特性の比較的そろったもの
とし、使用範囲は図３のＢ１〜Ｂｎの間で考える。今、
同調電圧ＢａでｆＬ、ｆＲを調整しｆＬ ｆＲ＝ｆｉｆ
と設定したとすると、同図から分かるように同調電
圧がＢａから離調するにしたがってｆＬ ｆＲ＝ｆｉ
ｆの関係がずれて来る。テレビ受信機では同図に示すよ
うに、Ｂ１〜Ｂｎの範囲においてＲＦ同調電圧は理想的
にはｆＲはｆＬと平行な、Ｍ となる事が望ましく、こ
の時ｆＬ ｆＲ＝ｆｉｆ の関係が常に成立するから
である。しかしながら実際にはｆＲとならずｆＲとなる
のでＲＦ同調電圧ＢＴＲを補正することによりｆＲを出
来るだけｆＲに近づけようとするのが本願の目的である
。今、補正電圧量について考えるＯＩＦ周波数ｆｉｆを
９００ＭＨｚ と非常に高くした場合、ｆ Ｒ＝４７
０ＭＨＺ 、ｆＬ＝ （４７０＋９００）ＭＨｚ に
おいて同調させ、次にＲＦ周波数を他の周波数に変えて
受信すると、Ｒ・Ｆ周波数ｆＲのずとなる。ここで、例
えばｆＲ＝６００ＭＨｚでΔｆ＝６２ｋｌＨｚ。
ＢＴＬ”ＢＴＬｏ＋ΔＢＴＬ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（１１）となる。これより、本
発明では、式（１１）より既知の初期値ＢＴＬｏと各チ
ャンネルのローカル同調電圧ＢＴＬ から、＆藩〒４
→阿ＢＴＬの変化分ΔＢＴＬを求め、式（１ｏ）より既
知の初期値ＢＴＲｏ と式（１１）からΔＢＴＬより演
算回路で処理して各チャンネルのＲＦ同調電圧ＢＴＲを
得るものである。第４図は本実施例に使用するローカル
発振回路の同調電圧ＢＴＬ と発振周波数ｆＬおよび
ＲＦ同調フィルタ回路の同調電圧ＢＴＲとＲＦ同調周波
数ｆＨの特性を示している。同図はバラクタ−ダイオー
ドを使用したタンク回路を用いた同調回路でＢＴＬおよ
びＢＴＲ（ＢＴ で両方を示す）をｏＶから順に上げて
いくとローカル周波数ｆＬおよびＲＦ同調周波数ｆＨは
増加する。ＢＴがＢ１点に来るまではｆＲ，ｆＬの変化
は非直線的であシ、ＢＴが８１からＢｎまでは比較的直
線的にｆＨ，ｆＬが変化し九まで来るが、Ｂ７からＢｎ
を過ぎるとｆＨ，ｆＬの変化量は少なくなシ飽和して来
る。本発明で使用するバラクタ−ダイオードはローカル
発振用およびＲＦ同調用とも特性の比較的そろったもの
とし、使用範囲は図３のＢ１〜Ｂｎの間で考える。今、
同調電圧ＢａでｆＬ、ｆＲを調整しｆＬ ｆＲ＝ｆｉｆ
と設定したとすると、同図から分かるように同調電
圧がＢａから離調するにしたがってｆＬ ｆＲ＝ｆｉ
ｆの関係がずれて来る。テレビ受信機では同図に示すよ
うに、Ｂ１〜Ｂｎの範囲においてＲＦ同調電圧は理想的
にはｆＲはｆＬと平行な、Ｍ となる事が望ましく、こ
の時ｆＬ ｆＲ＝ｆｉｆ の関係が常に成立するから
である。しかしながら実際にはｆＲとならずｆＲとなる
のでＲＦ同調電圧ＢＴＲを補正することによりｆＲを出
来るだけｆＲに近づけようとするのが本願の目的である
。今、補正電圧量について考えるＯＩＦ周波数ｆｉｆを
９００ＭＨｚ と非常に高くした場合、ｆ Ｒ＝４７
０ＭＨＺ 、ｆＬ＝ （４７０＋９００）ＭＨｚ に
おいて同調させ、次にＲＦ周波数を他の周波数に変えて
受信すると、Ｒ・Ｆ周波数ｆＲのずとなる。ここで、例
えばｆＲ＝６００ＭＨｚでΔｆ＝６２ｋｌＨｚ。
ｆＲ＝４ｙｏＭＨｚで約２．９倍、ｆＲ＝８９０ＭＨｚ
で約２倍のΔＢ の補正がＲＦ同調電圧に必要であ
Ｒ る。このため同じＵＨＦ帯域内であってもその補正量は
ＲＦ周波数により変えてやらねばならなへそこで、１つ
の方法として、受信バンド帯域をｎ個に分割し、第１図
に示すようにｎ個のＲＦ同調増幅器をもちかつ、各分割
領域内は一定の補正量になる様に直線近似する。この場
合、各分割バンド帯域内で同じ比率の補正をすればよい
ので補正かやシやすい。次に、他の方法として、受信バ
ンドの分割を少なくシ、受信チャンネル毎に電圧補同調
電圧ＢＴＬ およびローカル同調電圧の変化分ΔＢＴ
Ｌ（”ＢＴＬ ”ＴＬｏ、ＢＴＬｏは調整時の初期値）
とにより式（１ｏ）を用いて演算回路によりＢＴＲを求
めることが出来る。この時、ＢＴＲとＢＴＬの初期値Ｂ
ＴＲｏ＊ ＢＴＬｏを同じ値にしておいて、基準チャン
ネルのＲＦ同調周波数、ローカル同調周波数の調整する
と演算回路を簡単にすることが出来る。したがって、例
えばＶＨＦのＬｏｗバンド。
で約２倍のΔＢ の補正がＲＦ同調電圧に必要であ
Ｒ る。このため同じＵＨＦ帯域内であってもその補正量は
ＲＦ周波数により変えてやらねばならなへそこで、１つ
の方法として、受信バンド帯域をｎ個に分割し、第１図
に示すようにｎ個のＲＦ同調増幅器をもちかつ、各分割
領域内は一定の補正量になる様に直線近似する。この場
合、各分割バンド帯域内で同じ比率の補正をすればよい
ので補正かやシやすい。次に、他の方法として、受信バ
ンドの分割を少なくシ、受信チャンネル毎に電圧補同調
電圧ＢＴＬ およびローカル同調電圧の変化分ΔＢＴ
Ｌ（”ＢＴＬ ”ＴＬｏ、ＢＴＬｏは調整時の初期値）
とにより式（１ｏ）を用いて演算回路によりＢＴＲを求
めることが出来る。この時、ＢＴＲとＢＴＬの初期値Ｂ
ＴＲｏ＊ ＢＴＬｏを同じ値にしておいて、基準チャン
ネルのＲＦ同調周波数、ローカル同調周波数の調整する
と演算回路を簡単にすることが出来る。したがって、例
えばＶＨＦのＬｏｗバンド。
ＨｔｇｈバンドおよびＵＨＦバンドにおいて、各バンド
の最低チャンネル又は最高チャンネル（一般にはどこで
も良い）でＲＦ）ラフキングフィルタ２を調整しておけ
ば、他のチャンネルに対しては、選局チャンネル信号と
この時のローカル同調電圧ＢＴＬと変化分ΔＢＴＬから
演算回路により各バンド内の任意のチャンネルのトラッ
キング同調電圧を得ることが出来る。また、−変容チヤ
ンネルのＲＦ）ラッキング同調電圧ＢＴＲが決めれば、
各ＢＴＲをメモリ回路８−１に記憶させておけば、７−
１からのチャンネル選局指定信号により即時に呼び出す
ことも出来、応答の速いＲＦ同調動作を行なわせること
か出来る。
の最低チャンネル又は最高チャンネル（一般にはどこで
も良い）でＲＦ）ラフキングフィルタ２を調整しておけ
ば、他のチャンネルに対しては、選局チャンネル信号と
この時のローカル同調電圧ＢＴＬと変化分ΔＢＴＬから
演算回路により各バンド内の任意のチャンネルのトラッ
キング同調電圧を得ることが出来る。また、−変容チヤ
ンネルのＲＦ）ラッキング同調電圧ＢＴＲが決めれば、
各ＢＴＲをメモリ回路８−１に記憶させておけば、７−
１からのチャンネル選局指定信号により即時に呼び出す
ことも出来、応答の速いＲＦ同調動作を行なわせること
か出来る。
第３図に本発明の他の実施例を示す。第３図で第２図と
同一記号は同一物を示す。第３図では、テレビチャンネ
ルのＲＦキャリア信号発生器１０を内蔵し、７−１から
のチャンネル選局指定信号により、１０よりＲＦキャリ
アＢを送出し、アンテナ１０代わりに加え、ＩＦＡＭＰ
５よりのＩＦ比出力９のＲＦ同調電圧決定回路に送られ
る。ここでは、９−１のＩＦキャリアＡＭＰでＩＦキャ
リア（例えば５８．７５ＭＨｚ）を増幅し、９−２の振
幅検出回路で最大値を検出し、この最大振幅検出信号を
９−４のＲＦ同調電圧用の掃引電圧（例えば０〜ａｏＶ
まで可変する）をストップさせる掃引ストップ命令回路
９−３に加え９−４の電圧掃引回路をその時点でストッ
プさせ、この時の電圧がＲＦ同調用最適電圧として、８
−４のＡ／Ｄ及び演算回路に加えられ、８−１にメモリ
される。
同一記号は同一物を示す。第３図では、テレビチャンネ
ルのＲＦキャリア信号発生器１０を内蔵し、７−１から
のチャンネル選局指定信号により、１０よりＲＦキャリ
アＢを送出し、アンテナ１０代わりに加え、ＩＦＡＭＰ
５よりのＩＦ比出力９のＲＦ同調電圧決定回路に送られ
る。ここでは、９−１のＩＦキャリアＡＭＰでＩＦキャ
リア（例えば５８．７５ＭＨｚ）を増幅し、９−２の振
幅検出回路で最大値を検出し、この最大振幅検出信号を
９−４のＲＦ同調電圧用の掃引電圧（例えば０〜ａｏＶ
まで可変する）をストップさせる掃引ストップ命令回路
９−３に加え９−４の電圧掃引回路をその時点でストッ
プさせ、この時の電圧がＲＦ同調用最適電圧として、８
−４のＡ／Ｄ及び演算回路に加えられ、８−１にメモリ
される。
すなわち、電圧掃引回路とＲＦキャリア発生回路の内蔵
により、ローカル電圧とは全く独立にＲＦ同調電圧をあ
らかじめ決定し、メモリ回路８−１に記憶させておき、
選局時にすぐに取シ出せるように出来る。ＲＦキャリア
発生回路は、一度同調電圧のメモリが終るとＲＦキャリ
ア発生をストップさせるようにし、アンテナ１からのテ
レビ信号受信時に影響しないようにしている。
により、ローカル電圧とは全く独立にＲＦ同調電圧をあ
らかじめ決定し、メモリ回路８−１に記憶させておき、
選局時にすぐに取シ出せるように出来る。ＲＦキャリア
発生回路は、一度同調電圧のメモリが終るとＲＦキャリ
ア発生をストップさせるようにし、アンテナ１からのテ
レビ信号受信時に影響しないようにしている。
発明の効果
以上述べたように、従来のテレビチューナのチャンネル
セレクタ装置では選局ローカル信号同調電圧とＲＦフィ
ルタ同調電圧（いわゆるトラッキングフィルタ同調電圧
）を同一の電圧を共通に加えておシ、この場合、ローカ
ル信号の同調を優先しているので、ＲＦ同調は最適な同
調電圧からずれておシ、完全なＲＦ同調フィルタのトラ
ッキングが取られなかった。これに対して本発明ではＲ
Ｆ同調電圧のずれをアナログ又はディジタル演算回路で
補正する事が出来るのではソ完全なＲＦ同調フィルタの
トラッキングを取る事が出来る。
セレクタ装置では選局ローカル信号同調電圧とＲＦフィ
ルタ同調電圧（いわゆるトラッキングフィルタ同調電圧
）を同一の電圧を共通に加えておシ、この場合、ローカ
ル信号の同調を優先しているので、ＲＦ同調は最適な同
調電圧からずれておシ、完全なＲＦ同調フィルタのトラ
ッキングが取られなかった。これに対して本発明ではＲ
Ｆ同調電圧のずれをアナログ又はディジタル演算回路で
補正する事が出来るのではソ完全なＲＦ同調フィルタの
トラッキングを取る事が出来る。
したがって、チューナの混変調、相互変調等の妨害特性
、帯域周波数特性、ＮＦ特性等が大幅に改善される。ま
た、ＲＦフィルタ同調電圧用のメモリ機能を備えている
ので、ローカル同調電圧とは独立に最適なＲＦ同調電圧
を設定出来、また選局チャンネルに応答して最適ＲＦ同
調電圧をすぐに注出してＲＦフィルタの同調を得ること
が出来＆すなわち、初期値さえ設定すれば、ローカル同
調電圧から補正電圧を演算回路で作成できるので、すべ
てのチャンネルのＲＦ同調電圧が得られる。
、帯域周波数特性、ＮＦ特性等が大幅に改善される。ま
た、ＲＦフィルタ同調電圧用のメモリ機能を備えている
ので、ローカル同調電圧とは独立に最適なＲＦ同調電圧
を設定出来、また選局チャンネルに応答して最適ＲＦ同
調電圧をすぐに注出してＲＦフィルタの同調を得ること
が出来＆すなわち、初期値さえ設定すれば、ローカル同
調電圧から補正電圧を演算回路で作成できるので、すべ
てのチャンネルのＲＦ同調電圧が得られる。
したがって、これらの値を一度メモリ回路に設定してお
けばチャンネル選局時に入力キーボードより、ローカル
信号選局と同時にＲＦフィルタ同調を瞬時に行なうこと
が出来る。このメモリ回路はＲＯＭ回路又はＲＡＭ回路
どちらでも可能である。
けばチャンネル選局時に入力キーボードより、ローカル
信号選局と同時にＲＦフィルタ同調を瞬時に行なうこと
が出来る。このメモリ回路はＲＯＭ回路又はＲＡＭ回路
どちらでも可能である。
第１図は本発明の一実施例におけるチャンネルセレクタ
装置のブロック図、第２図ａ、ｂ、ａは同装置に用いる
入力同調増幅回路の回路図、第３図は同他の実施例にお
けるチャンネルセレクタ装置のブロック図、第４図は同
装置説明のための特性図、第６図は従来例におけるチャ
ンネルセレクタ装置のブロック図である。 ２・・・・・・ＲＦ同調増幅器、３・・・・・・ミキサ
回路、４・・・・・・ローカル回路、６・・・・・・Ｉ
Ｆ同調増幅器、７・・・・・・選局ブロック、８・・・
・・・デジタル演算回路ブロック。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第４図 第５図
装置のブロック図、第２図ａ、ｂ、ａは同装置に用いる
入力同調増幅回路の回路図、第３図は同他の実施例にお
けるチャンネルセレクタ装置のブロック図、第４図は同
装置説明のための特性図、第６図は従来例におけるチャ
ンネルセレクタ装置のブロック図である。 ２・・・・・・ＲＦ同調増幅器、３・・・・・・ミキサ
回路、４・・・・・・ローカル回路、６・・・・・・Ｉ
Ｆ同調増幅器、７・・・・・・選局ブロック、８・・・
・・・デジタル演算回路ブロック。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 第４図 第５図
Claims (5)
- （１）少なくとも１つの可変同調ＲＦフィルタと、周波
数混合回路と、可変局部発振回路とによりチャンネル選
択して中間周波数信号ｆ＿ｉを得る周波数変換回路を備
え、各チャンネルに対応する前記可変同調ＲＦフィルタ
への同調電圧Ｂ＿Ｔ＿Ｒを前記可変局部発振器の同調電
圧Ｂ＿Ｔ＿Ｌとは別に、メモリ回路又は演算回路で記憶
又は演算させることにより、各チャンネル選択信号に対
応して前記メモリ回路又は演算回路より前記ＲＦ同調電
圧を選出し、前記ＲＦ同調フィルタへ加える事を特徴と
するチャンネルセレクタ装置。 - （２）あるＲＦ信号ｆ＿Ｒ＿ｏを受信時のＲＦ同調電圧
Ｂ＿Ｔ＿Ｒ＿ｏ、この時の局部発振信号をｆ＿Ｌ＿ｏ、
発振同調電圧をＢ＿Ｔ＿Ｌ＿ｏとし、他のＲＦ信号ｆ＿
Ｒ′を受信時における局部発振周波数及び同調電圧をｆ
＿Ｌ′、Ｂ′＿Ｔ＿Ｌとしたとき、ＲＦ信号ｆ＿Ｒ′の
ＲＦ同調電圧Ｂ′＿Ｔ＿Ｒを Ｂ′＿Ｔ＿Ｒ＝Ｂ＿Ｔ＿Ｒ＿ｏ＋（１＋ｆ＿ｉ／ｆ＿Ｒ
）（Ｂ′＿Ｔ＿Ｌ−Ｂ＿Ｔ＿Ｌ＿ｏ）として演算回路で
演算させることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のチャンネルセレクタ装置。 - （３）ＩＦ周波数を入力ＲＦ信号よりも高くした事を特
徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載のチャ
ンネルセレクタ装置。 - （４）ＲＦ同調電圧Ｂ′＿Ｔ＿Ｒとして、Ｂ＿Ｔ＿Ｒ＿
ｏと（１＋ｆ＿ｉ／ｆ＿Ｒ）（Ｂ′＿Ｔ＿Ｌ−Ｂ＿Ｔ＿
Ｌ＿ｏ）を別々にＲＦ同調フィルタに加える事を特徴と
する特許請求の範囲第２項記載のチャンネルセレクタ装
置。 - （５）任意のチャンネルのＲＦキャリア信号レベルがピ
ークになるようＲＦ同調電圧を可変出来る電圧掃引回路
をもち、ローカル同調電圧とは独立にＲＦ同調電圧を発
生させ、メモリー回路に各チャンネルに対応する最適Ｒ
Ｆ同調電圧を記憶させ、チャンネル選局信号により前記
メモリ回路からＲＦ同調電圧を抽出する事を特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のチャンネルセレクタ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6871185A JPS61227419A (ja) | 1985-04-01 | 1985-04-01 | チヤンネルセレクタ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6871185A JPS61227419A (ja) | 1985-04-01 | 1985-04-01 | チヤンネルセレクタ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61227419A true JPS61227419A (ja) | 1986-10-09 |
| JPH0368565B2 JPH0368565B2 (ja) | 1991-10-29 |
Family
ID=13381636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6871185A Granted JPS61227419A (ja) | 1985-04-01 | 1985-04-01 | チヤンネルセレクタ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61227419A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57211818A (en) * | 1981-06-22 | 1982-12-25 | Mitsubishi Electric Corp | Radio receiver |
| JPS58173943U (ja) * | 1982-05-17 | 1983-11-21 | パイオニア株式会社 | ス−パ−ヘテロダイン受信機 |
-
1985
- 1985-04-01 JP JP6871185A patent/JPS61227419A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57211818A (en) * | 1981-06-22 | 1982-12-25 | Mitsubishi Electric Corp | Radio receiver |
| JPS58173943U (ja) * | 1982-05-17 | 1983-11-21 | パイオニア株式会社 | ス−パ−ヘテロダイン受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0368565B2 (ja) | 1991-10-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2104182C (en) | Double conversion digital tuning system | |
| JPH04290013A (ja) | 放送信号受信装置 | |
| CA1216666A (en) | Double conversion tuner for broadcast and cable television channels | |
| JPH0678227A (ja) | 放送信号の受信方法及び装置 | |
| JPS6062723A (ja) | テレビジヨン同調器 | |
| EP1630950B1 (en) | High-frequency receiver and portable device using the same | |
| US4736456A (en) | Tuning system for television sets | |
| KR920009487B1 (ko) | 다중 대역 동조 시스템 | |
| US5179726A (en) | Automatic tuning method and apparatus of double conversion tuner | |
| JPS6217904B2 (ja) | ||
| US6683656B1 (en) | Video intermediate frequency processing apparatus | |
| US5203032A (en) | Station selecting apparatus | |
| US6091943A (en) | Combining oscillator with a phase-indexed control circuit for a radio receiver | |
| US20010024241A1 (en) | Television tuner having simple layout and capable of receiving FM broadcast signals without interference | |
| JPS61227419A (ja) | チヤンネルセレクタ装置 | |
| JPH09181628A (ja) | ダブルスーパチューナ | |
| KR960000141B1 (ko) | 업컨버젼을 이용한 라디오파 수신회로 | |
| JP2000174652A (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JP2856767B2 (ja) | 受信装置とそこに用いる局部発振回路 | |
| JP2944019B2 (ja) | Ａｆｔ回路およびこれを用いた電子同調チューナ | |
| KR0130840Y1 (ko) | 주파수 선국회로 | |
| GB1565899A (en) | Circuit arrangemnt for receiving one of the sidebands of a double sideband signal | |
| KR0177689B1 (ko) | 알 에프 타입의 튜너 | |
| JPS63217830A (ja) | 周波数シンセサイザチユ−ナ | |
| KR200291723Y1 (ko) | 튜너의비트주파수방지장치 |