JPS6121000A

JPS6121000A - Ｃｓｍ型音声合成器

Info

Publication number: JPS6121000A
Application number: JP59143045A
Authority: JP
Inventors: 哲田口
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-07-10
Filing date: 1984-07-10
Publication date: 1986-01-29
Also published as: JPH051957B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明はＣＳＭ型音声合成器、すなわち高々４〜６波の
周波数で表現されるＣ　Ｓ　Ｍ　（Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ
Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　Ｍｏｄｅｌｉｎｇ　：複合正弦
波モデル）を用いて音声を合成する音声合成器に関する
。

（従来技術）音声合成器として従来ＬＰＣ型音声合成器が広く用いら
れているが、ＬＰＣ型音声合成器は一般に構造が複雑で
ある。また音声合成に用いるＬＰＣフィルタの巷性が、
パラメータ伝送時のエラー等によシその安定性が損なわ
れるという欠点がある。

１これに対してＣＳＭを用いて音声合成を行なうＣＳＭ
型音声合成器は、後に詳述するように、　フィルタを有
しておらずその構造が非常に簡単であり１本質的に合成
時における安定性の問題を生ずることはない。

しかしながら、高々４〜６波の周波数で表現されるＣＳ
Ｍを用いて音声を合成するためには、単にこれらを線形
結合するだけでは全く不充分で、これ以外にいくつかの
特別の処理をすることが必要である。これらの処理につ
いては現在一般に知られておらず、とくにＣＳＭを用い
て音声合成を行なう場合におけるスペクトルの拡散法、
無声音の発生法、パラメータの補間法等が確立しておら
ず、従ってＣＳＭ型音声合成器はまだ実用化されている
とはいい難い。

（発明の目的）本発明の目的は、０８Ｍを用いて音声合成な行なう場合
における上述の種々の問題を解決して、　　、実用的な
ＣａＭ型音声合成器を提供することにある。

（発明の構成）本発明の合成器は、ＣＳＭの指定する各周波数に設定さ
れる複数の位相リセット機能付可変周波数発振器と、こ
れに対応して前記各発振器の出力を０８Ｍの指定する各
強度に設定する複数の可変利得増幅器と、可変長窓関数
発生器と、乱数発生器とを備え有声音合成時にはピッチ
周期に対応して前記各発振器の位相リセットを行ないま
た無声音合成時には前記乱数発生器の出力の乱数よシ算
出される分布幅と下限値とを設定された周期に対応して
前記各発振器の位相リセットを行ない前記可変長窓関数
発生器で発生される窓関数の開始時点および終止時点が
上記位相リセットの時点とはぼ一致するようにしている
。

（原理）最初にＣａＭ型音声合成器の原理について説明する。

０８Ｍとは、音声信号を、振幅と周波数とを自由に選べ
るパラメこ夕としてもつ特定の個数の正弦波の和として
、表現するものである。この正弦波の個数としては高々
４〜６個の予め定めた数が用−られる。

従９てＣＳＭ音声合成を行なう場合には％まず、音声信
号を０８Ｍ音声分析によシ、予め定められた個数の正弦
波の和として表現する必要がある。

ＣＳＭ音声分析にクーては後に詳述することとし、ここ
ではその要点のみを説明する。

０８Ｍ分析においてもＬＰＣ分析の場合と同様に、位相
情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分による不安
定性の回避等を目的に、中間パラメータとして自己相関
係数を使用する。

すなわち、０８Ｍ分析は、各分析７″レーム毎に表現さ
れるべき音声波形から直接算出される標本自己相関係数
の低次のタップのＮ個を１合成波の自己相関係数の低次
のタップのＮ個と一致するように、合成すべき各正弦波
の周波数およびその強度（電力振幅）を決定することで
ある。

今、合成すべき正弦波の個数をｎとし、各正弦波の゛角
周波数をω１（ｉ＝１．　２．・・・ｎ）、各正弦波の
強度をｍｌとすると、ＣＳＭの合成波ｙ、は、となるが
、このタップｇの自己相関係数ｒｔは０１９ｍ１　を用
いて容易に表わされ、である。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルをＸ、とする
と、ある７レームにおけるタッグ−の標本自己相関係数
Ｖｚはとして与えられる。但し、Ｍは１分析フレームにおける
サンプル数である。

さて、０８Ｍ分析においては、上述のｒｔが、与えちれ
た一Ｖｚと低次のＮ個について等しくなるように各ｍｌ
、ω轟の値を決定することである。

すなわち、ｒｚ　＝＝　Ｖｔ：但し、ｅ＝０．　１．　２．−Ｎが
成立するようにｍｌ、　　ω籠　の値を決定することで
ある。

この具体的な方法については後に詳述することにして、
ここでは、上述のｎ個の正弦波のｍｌおよびω、が、与
えられた音声信号に応答して各分析フレームごとに次次
に得られるものとする。

こうして得られだＣＳＭパラメータｍｉ、　　ωｉによ
る音声特徴ベクトルパターンの一例を第１図に示す。

まだ、分析フレームの窓長を３０ｍ５ＥＣとして分析し
た９次（Ｎ＝９）のＣＳＭ（正弦波の個数ｎ−５）ライ
ンスペクトルと、同一の音声サンプルより求めた９次の
ＬＰＣスペクトル包絡（ＬＰＧ合成フィルタの周波数伝
送特性）との対応例を第２図に示す。

なお、上述の次数Ｎと、正弦波の個数ｎとの間には、後
述するようにＮ＝２ｎ−１の関係がある。

これらの図よ、９．０８Ｍは表現すべき原音−の特徴を
抽出した情報を含んでいることが窺える。

しかしながら、こうしてＣＳＭ分析の結果得られたｎ組
のｍｌ、　　ω１　の値を用いて、このｍｌ。

ω、で指定される強度（実際の振幅は前述のようにＶ／
□Ｉ　）および角周波数をもつｎ個の正弦波を作シ、こ
れを単純に加算合成しただけでは、人間の耳には、単に
正弦波が合成された音として聞えるだけで、もとの音声
を再現するという目的は達成できない。

これは、正弦波を単純加算しても、発生された信号のス
ペクトルは、離散化されたｎ個の線スペクトルに過ぎず
、一方、音声信号のスペクトルは連続的なスペクトル包
絡を有し、さらにまた、有声音ではピッチ構造で表現さ
れ、また無声音では確率過程で表現される微細なスペク
トル構造を合せもっていて、単純加算したＣＳＭと音声
信号とはスペクトル構造が全く異々っでいることに起因
すると考えられる。

そこで、０８Ｍを用いて音声を合成するには、何らかの
方法を用いて線スペクトルを連続的なスペクトルへ拡散
することが必要となる。つまＢＳＭ音声合成とは、第１
図、第２図で示されるような線スペクトルで表現された
音声特徴ベクトルパターンから音声スペクトルパターン
を発生させることと考えることができる。

本発明においては、０８Ｍ音声合成において上述のスペ
クトル拡散を行なうために、以下のような手法を用いる
。

すなわち、有声音は明確なピッチ構造を有するため、前
述のようにして指定されるｎ個の各正弦波を、このピッ
チ周期ごとに位相のリセットを行なう。これによシ、簡
単にスペクトル包絡の発生とピッチの微細スペクトル構
造の発生とが可能になる。

さらにまた、実施例の説明において詳述するような特殊
の時間窓処理を上述の位相リセット波形に施すことによ
シ位相すセット時における合成波形の不連続性を除き、
音声波形のもつ連続性を確保している。

以上の実施によシ第２図に示したＣＳＭのラインスペク
トルは、第３回向に示されるように拡散され、スペクト
ル包絡とピッチの微細構造とを有するスペクトルに変化
し、聴覚的にも充分実用に耐える音質が得られることが
実験結果明らかとなっている。

なお診考のため、上述の処理を行なわず、単純加算をし
ただけのＣＳＭのスペクトルを第３図（坊に示す。前述
のように、このようなスペクトルをもつ波形では聴覚的
には単に正弦波が合成された音として聞えるだけで、音
声を再現するという目的は達成されない。

以上は有声音の場合であるが、無声音の場合には以下の
ように行なう。すなわち、上述の有声音の場合に、ピッ
チ周期毎に行なった位相のリセットと特殊の時間窓処理
とを、無声音の場合にはピッチ周期のかわシに、確率過
程としてランダムに発生するその周期が分布幅と下限値
とを設定されたパルスを用い、このパルスの発生時点ご
とに上述の処理を実施するようにする。

以上の手法を用いることにより聴覚的に充分実用に耐え
るＣＳＭ合成を行なうことができる。なお、以上のＣＳ
Ｍ合成はフィルタを用いない合成法であるため、合成側
の安定性に対する考慮を必要としない。このため、ｍｌ
、ω、の情報を合成側に伝送し、合成側で音声を再現す
るような通信手段に用いる場合礼、回線品質が比較的に
劣悪で伝送途中にエラーを発生するようなときにはボコ
ーダよりも良好な音質が得られるという特徴が考えられ
る。

（実施例）次に本発明を実施例を用いて詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

本実施例は送信側ｌと、受信側２よシなる。

送信側ｌは、さらに、Ａ／Ｄ変換器１０１　、ハミング
窓処理器１０２．自己相関係数計測器１ｏ３゜ＣＳＭ分
析器１０４，０８Ｍ量子化器１０５　、電力量子化器１
０６．ピッチ抽出器１０７．有声音／無声音判定器ｌＯ
８およびマルチプレクサ１０９を含む。

また、受信側２は、さらに、デマルチプレクサおよび復
号化器２０１．補間器２０２．有声音／無声音切替器２
０３１周期算出器２０４．乱数発生器２０５、ｎ個の位
相ＩＪ−ｔ＝ット機能付可変周波数発振器２０６−１．
２０６−２．−２０６−ｎ、　ｎ個の可変利得増幅器２
０７−１．２０７−２．・・・２０７−ｎ、　加算合成
器２０８．可変長窓関数発生器２０９、乗算器２１０お
よび乗算器２１１を含んでいる。

さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝送される
べき音声波形は、入力ライン１０００を介して、Ａ／Ｄ
変換器１０１に供給され、ここで振幅および時間軸が量
子化されたディジタルデータに変換され、この出力はそ
れぞれ、ハミング窓処理器１０２．　　ピッチ抽出器１
０７．有声音／無声音判定器１０８の入力側に供給され
る。

ハミング窓処理器１０２に供給されたディジタルデータ
は、予め定められているｌフレームごとに、公知のハミ
ング窓関数による荷重乗算がなされ、各フレームのデー
タごとに自己相関係数計測器１０．３に供給される。

自己相関係数計測器１０３は、こうして入力された各フ
レームのデータごとに前述した下記の演算によυ低位の
１１個の自己相関係数Ｖｔ　（但しｅ−１，２，・・Ｎ
）を求める。

すなわち、ｌフレーム分のデータをＸＩ　（但し、ｔ＝
０．ｌ、　　・・・、Ｍ−１）とすると、の演算処理を
行なうことにより、Ｎ個の各Ｖｚを求める。

こうして求められた各フレームごとのＶ２Ｏ組を次の０
８Ｍ分析器に供給するとともに、この中−λにおける電
力情報として、電力量子化器１０６に供給する。

さて、上述の各フレームごとの自己相関係数Ｖ２Ｏ組の
供給を受けたＣＳＭ分析器１０４は後に詳述する演算を
行なうことによって、対応するフレームのＣＳＭのｎ個
の各正弦波の強度および角周波数を指定するｍｌ、　　
ωＩ　（但しｔ＝ｔ、　　２゜・・・ｎ）の組を決定し
、これをＣＳＭ量子化器１０５に供給す、る。、ＣＳＭ量子化器１０５はこれらｍｌ、　　ω、の値の組
を、再生音質に対する要求と回線の伝送容量とを勘案し
て定まる適当な粗さで量子化した後、マルチプレク？１
０９に供給する。

また前述のＶＯの供給を受けた電力量子化器１０６も、
ｖｏを上述の観点から定まる適当な粗さで量子化した後
、同様にマルチプレクサ１０９に供給する。

また、Ａ１Ｄ変換器１０１から原音声信号のディジタル
データの供給を受けたピッチ抽出器１０７は、このディ
ジタルデータよ）ピッチ周期を抽出してこれを適当に量
子化したデータとしてマルチプレクサ１０９に供給し、
同様に有声音／無声音判定器１０８も供給されたディジ
タルデータより有声音／無声音の判定を行ないこれを２
値信号としてマルチプレクサ１０９に供給する。

以上の信号の供給を受けたマルチプレクサ１０９は、こ
れらの信号を、受信側における分離が容易に行なえ、ま
た与えられた伝送路を伝送するのに適した形に合成し、
伝送路１２００を介して受信側２に伝送する。

さて受信側２においては、こうして伝送された信号をデ
マルチプレクサおよび復号化器２０１において、復号化
および分離を行なうことによって、送信側ｌのマルチプ
レクサ１０９の入力側における各信号を復元する。

こうして復元された各信号は、メモリ機能を有する補間
器２０２に供給され、必要な補間がほどこされた後、そ
れぞれ次のように用いられる。

まず、ＣＳＭのｎ個の６波の角周波数を指定するω１（
ωｌ〜ω（１）は、前記ｎ個の位相リセット機能付可変
周波数発振器２０６−１〜２０６−Ｈの周波数制御入力
に加えられ、これらの発振器の出力角周波数を指定され
た角周波数ω１〜ω。に設定する。

また、ＣＳＭのｎ個の６波の強度（電力振幅）と指定す
るｍ１〜ｍｍは前記ｎ個の可変利得増幅器２０７−１〜
２０７−Ｈの利得制御端子に供給され、これによって各
周波数の発振電力が指定された値になるように制御する
。

こうして得られたｎ個の出力は、加算合成器２０８にお
いて加算合成が行なわれた後、次の乗算器２１０に供給
される。

さて、デマルチプレクサおよび復号化器２０１から出力
されるピッチ周期゛情報は、メモリを含む゛補間器２０
２において、必要に応じて補間が施され、ピッチ周期を
表わすディジタルデータとして　。

有声音／無声音切替器、２０３に供給される。

一方、乱数発生器２０５で発生された乱数が、パルス間
隔演算器２０４に供給され、ここで乱数の分布幅および
その下限値が特定の値になるように変換され、無声音時
の位相リセット時間間隔を決定するデータ列として有声
音／無声音切替器２０３の他方の入力に供給される。

まだデマルチプレクサおよび復号化器２０１から出力さ
れる有声音無声音を区別する２値信号（Ｖ／Ｕ）は前述
の切替器２０３の切替制御信号として供給され、有声音
の場合には、切替器２０３が、補間器２０２から出力す
る前述のピッチ周期を表わすディジタルデータ側を選択
して、これを窓関数発生器２０９に供給する。

またもし前記２値信号（Ｖ／Ｕ）が、無声音を指定する
場合には切替器２０３は、前述の周期演算器２０４の出
力の確率過程で発生するランダムな時間間隔を表わすデ
ータ列側を選択し、これを上述のピッチ周期を表わすデ
ィジタルデータ列のかわりに、窓関数発生器２０９に供
給する。

さて、窓関数発生器２０９は、位相リセットによって出
力波形に生ずる不連続を除き音声波形のもつ連続性を確
保する窓関数を発生するためのもので、またさらにこの
窓関数と密接な時間関係を有する位相リセット用パルス
をも発生する。

前述のように窓関数発生器２０９には切替器２０３を介
して、次次の位相リセット用パルス間の間隔を指定する
データ列が入力されるが、窓関数発生器２０９は、この
データで指定される時間間隔を有するインパルスを次次
に発生し、これをライン２０９０を介して位相リセット
機能付可変周波数発振器２０６−１〜２０６−ｎの位相
リセット端子に供給し、これによってこれら発振器の位
相リセットを行なう。またこれをライン２０９０を介し
て補間器２０２に供給し、角周波数データωｉおよび強
度データｍｌを補間するためのタイミング信号として使
用する。

さて、窓関数発生器２０９は上述の位相リセット用パル
スの発生と同期して下記のような可変長の窓関数ｗ（８
）を発生する。

すなわち、入力されたデータによシ指定されたその時点
における位相リセット相パルス間間隔の値をＴとし、前
の位相リセット用パルスが発生してからの経過時間をＸ
とするとＷ（＊）　＝０．５＋〇、５　ｃｏｓ　（、π−）但し
　Ｏ（ｘ　＜Ｔで表わされるような窓関数を発生する。この窓関数Ｗ（
８）を第５回向に示す。上述のＴの値は、有声音の場合
にはピッチ周期を表わし、無声音の場合には確率過程で
発生する変数を表わすので時間とともに変化する。従っ
て、この窓関数Ｗ（８）は可変長であり、上述の位相リ
セット用パル゛スの発生と第５図（均に示すような相対
時間関係で同期している（窓関数の開始時点および終止
時点が位相リセット用パルスの発生時点とほぼ一致して
いる）。

こうして発生された窓関数はライン２０９１を介して乗
算器２１０に供給される。この結果、乗算器２１０にお
いて、加算合成器２０８で合成された各位相リセット用
パルスごとに位相リセットされるｎ個の正弦波形と、各
位相リセット用パルスに同期して発生される上述の窓関
数Ｗ（８）との積が得られる。こうして得られる波形は
、各正弦波が位相リセットされる直前で窓関数Ｗ（ア）
の乗算によシ連続的にＯに収束されておシ、また位相リ
セット時点では各正弦波はＯから立ち上るので波形の連
続性が確保され、かくして窓関数Ｗ（、）の乗算により
位相リセット波形に生ずる不連続性を除くことができる
。

不ｆｌ性を除かれた乗算器２１０の出力は、次の乗算器
２１１に供給され、ここで送信側ｌから送られた各フレ
ームの電力情報によって加重され、合成音声としてライ
ン２０００から出力される。

以上に説明したように、本実施例の受信側２においては
、前述した音声合成に必要なＣＳＭ合成が実行され、こ
の結果、送信Ｉｌｌ　ｌに入力した原音声の再現が、伝
送路１２００における情報量の圧縮や伝送エラーにもか
かわらず比較的良好な音質をもって行なわれることにな
る。

以上で説明した補間器２０２における各伝送データに対
する補間は、送信側１で各伝送データを量子化する際の
粗さに応じて種種の組合せ゛（例えば町だけ、あるいは
ωｌ、ｍｌだけ、等）で行なうことが可能で、また補間
の方法も、直線補間あるいはさらに高級な関数による補
間を用いることも可能である。なお、ω−、ｍｌに対す
る補間に関しては、上述の位相リセット用パルスの発生
時点ごとに補間データが得られるように補間点を選定す
ることが有利であり、ωｌ、ｍｌＯ値の更新をこのタイ
ミングで行なうために前述のように位相リセット用パル
スをライン２０９０を介して補間器２０２に供給してい
る。

このような補間を行なうためには、必要な後のデータが
到着するかまたは発生するかした後に、補間データが求
められるため、発振器２０６に対する位相のリセットお
よび周波数ω、の設定、また増幅器２０７に対する強度
ｍｌの設定等の実際の処理は、実時間よシ必要な一定時
間だけ遅れて実行されることになる。このため補間器２
０２には必要な情報を必要時点まで記憶しておくだめの
メモリが含まれている。

次に、位相リセット機能付可変周波数発振器２０６の回
路例を第６図に示す。周波数制御端子２０６１に加わる
電圧によって、定電流電源２０６２および２０６３に流
れる、容８２０６４に対する充放電電流値を制御し、こ
れによって発振周波数を可変とする。７点の発振電圧波
形は基準電圧の＋Ｖｒと一■「　との間を直線的に上下
する三角波形となる。位相リセット端子２０６５にイン
パルスを加えると、７点は瞬間的に接地されて、強制的
に０電位に引き戻され、そこから発振を再スタートして
位相リセットが行なわれる。この７点の三角波発振出力
を正弦波変換器２０６６に入力し正弦波に変換して端子
２０６７よシ出力し、これを発振器２０６の出力として
用いる。正弦波変換器２０６６は例えばＲＯＭに格納し
たサイン関数値を入力波形で胱出す等の方法により容易
に実現できる。

またこのような位相リセット機能付可変周波数発振器は
計算機のプログラムを用いて実現することも容易である
。

次に可変利得増幅器２０７の回路例を第７図に示す。増
幅すべき信号を端子２０７１に加え、制御信号を端子２
０７２に加えることによって負帰還量を制御し出力端子
２０７３に制御された振幅を有する出力を得る。

またこのほかに、アナログ乗算器を用いて実現すること
もできるし、またＤ／Ａ変換器の基準電圧にアナログ波
形入力を用い、ディジタル入力に、ディジタル量で表現
された制御情報を用いる等の方法によっても容易に実現
することができる。

次に乱数発生器２０５の一回路例を第８図に示す。１５
段のシフトレジスタ２０５１と１個の中加算器２０５２
とによシ２−１の同期を有する１５次のＭ系列の疑似乱
数を発生する。必要な時点でクロック端子２０５３にシ
フトパルスを加えることによシ、次の乱数値が得られる
。

次に周期算出器２０４のブロック図を第９区内に示す。

これは上述の乱数発生器２０５から出力されるＯから２
−１の範囲に一様に分布している乱数を、無声音時の位
相リセット用パルスの時間間隔を指定する乱数として用
いるのに適した分布に変換するもので、定数乗算器２０
４１と定数加算器２０４２よシなる。これによって、第
９図（Ｂ）に示すよう罠、乱数の分布幅りと下限値りと
を適当な値に設定することができる。− 次に窓関数発生器２０９の一実施例を第１０図に示す。

これは、レジスタ２０９１．　　プリセット可能なダウ
ンカウンタ２０９２．　　カウンタ２０９３．読出し専
用メモリ（ＲＯＭ）２０９４を含んでいる。

切替器２０３から供給された位相リセット用パルス間隔
を指定するデータＴは、レジスタ２０９１に格納される
。ダウンカウンタ２ｏ９２は一定周期の高速クロックＣ
ＬＫをカウントするカウンタで、まず、レジスタ２０９
１の内容Ｔをプリセッ゛トし、これをクロックＣＬＫを
用いてダウンカウントする。カウンタ２０９２の内容が
０になると出方端子よりパルスを発生し、これによシ再
びレジスタ２０９１の内容をプリセットしてこの値のダ
ウンカウントを開始する。かくしてダウンカウンタ２０
９２の出力２０９２−１にはＴに比例した周期（例えば
Ｔ／ｋ）をもつパルス列が発生する。このパルス列はカ
ウンタ２０９３のクロックとして加えられる。このクロ
ックで歩進されるカウンタ２０９３＜Ｄカウント出力２
０９３−１はＲＯＭ２０９’４にアドレス指定信号とし
て加えられ、そこに書き込まれている窓関数ｗ（８）の
データを順番に読出してライン２０９１に出力する。カ
ウンタ２ｏ９３の内容がｋになると、ＲＯＭ２０９４の
窓関数ｗ＜、）ＣＤＲ後゛のデータが読出され、これと
ともにカウンタ２０９３はリセットされてライン２０９
ｏにリセットパルスを出力する。このリセットパルスは
、発振器２０６−１〜２０６−ｎの位相リセット用端子
および補間器２０２に供給される前述の位相リセット用
パルスとして用いられると共に、し身スタ２０９１に次
の入力データをセットするために用いられる。またＲＯ
Ｍ２０９４の中にに個のサンプルとして予め格納されて
いる窓関数ｗ（８）のデータはライン２０９１に読出さ
れて乗算器２１０に供給される。かくして、パルス間間
隔がつぎつぎに指定された値をもつ位相リセット用パル
スと、これと第５図（Ｂ）に示すように同期された可変
長の窓関数Ｗ（、）とが生成される。

最後にＣＳＭ分析について説明する。

前述のように、ＣＳＭ分析は、各分析フレーム毎に、表
現されるべき音声波形から直接算出される標本自己相関
係数のＮ個の低次のタップ値と、合成波（ｎ個の正弦波
の和）のＮ個の低次のタップ値とが一致するように、合
成すべき各正弦波の周波数ω１とその強度（電力振幅）
ｍ＋　とを決定することである。

今、合成波のタップｅの自己相関係数をγｔとすると、
前述のように、。

となる。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルＸｔから、あ
るフレームの、タップｅの標本自己相関係数Ｖｌはである。

これより、 γｔ−ｖｔ　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・
・・（２）ｅ＝０．　１，２．−Ｎ、但しＮ　＝　２　
ｎ　−ｔとすると下記のマトリックス表現が得られる。

しかし上式は、ω１およびｍｌが未知のため単純な行列
演算では解けない。そこで、 ωｌ：ｃＯ８ｘｌ　　　　　　　　　　　　・・・・・
・（４）とおき。

ｃｏｓｇω１＝＝ｃｏｓｅｃｏｓ　’ｘｔ三Ｔｚ（ｘ＋
）　　　・−・−（５）の置換を行なう。このＴｚｔＸ
ｌはＴｃｈｅｂｙｃｈｅｆｆ　（チェビシェフ）の多項
式である。この置換を行なうと（３）式は次のように変
換される。

ところが、一般にｘ″はＴｏ（ト）、Ｔｌ（９）・・・
Ｔｔ（２）の線形結合として表わすことができる。

すなわち、但しｓ　（？は逆Ｔｃｈｅｂｙｃｈｅｆｆ　（チェビシ
ェフ）係数である。

この岬を用いて、前述の標本自己相関係数ＶＨの線形結
合Ａｔを下式のように定義する。

但し””’＋　　ｌｔ　　２＋　”・ｒ　、２ｎ　　１
こうすると、（６）式の左辺および右辺にそれぞれ（９
式および（８）式の関係を用いることによシ、下記の関
係式が成立する。

・・・・・・（９）さて、ここで、ｘ１＋　ｘ２＋　・・・、Ｘｌｌ　　に
零点をもつ、０次の多項式を定義し、このＰｎ（ｘ）を用いて、（９）式の左辺と
似た式の Σ　ｍｌ　Ｐｎ（ｘｌ　）ｘｌｉ＝１を作シ、これを検討してみる。上式がＯであることは明
らかであるが、さらにこれは次のように書き変えること
ができる。

以上よシ、ｅ二Ｏ，ｌ、　　２．・・・ｎとして下式が
得られる。

しかるにｐ實＝１であるから・・・・・・叫が成立する。左辺のＡ１でできるマ）　ＩＪクスは一般
にＨａｎｋｅｌ　　（／％ンケル）行列と呼ばれている
ものである。前述のように各Ａｉは、表現すべき音声波
形の標本自己相関係数Ｖ、から（８）式により与えられ
るもので既知である。

従って０（））式を解くことにより、ｐ黴；　ｐ（ｎ）
・・・ｐ３だ−、の値を求めることができる。

この各ｐ（、、）が求まると、ｎ次方程式％式％（８）の解として、（ｘｌ、Ｘ２・・・、ｘｎ）’が求められ
る。

これより各０８Ｍ周波数ω、は（４）式のωｉ　　　　
ＣＯ５Ｘｉよシ求められ、またＣＳＭ強度ｍｌ　は（９）式よシ導
かれる下式を用いて求められる。

なお、上式の左辺の行列は一般にＶａｎｄｅ　ｒ　Ｍｏ
ｎｄｅ（ファンデルモンデ）行列と呼ばれているもので
ある。

以上をまとめると、ＣＳＭ分析の分析アルゴリズムは以
下のようになる。

（１）　　標本自己相関係数を計算する（２）逆チュビ
シェフ係数を用いてＡｔを定義する。

（３）ＡｔによるＨａｎｋｅｌ　（バンケル）行列方程
式を解いてｐ（？）を求める（４）　　ｐ”；”を係数としてもつｎ次代数方程式を
解いてｎ個のＸ、を求める。

Ｐ＋＋（ｘｌ三Ｘ　”＋１）’１’−Ｉ　Ｘ　ｎ−１＋
Ｉ）”、、’−２Ｘ　”　”＋　・”　十ｐ（ｒ’　Ｘ
＋ｐｏ＝＝０（５）　　ｃｏｓ逆変換を行なってＣＳＭ
角周波数（ω１）を求める。

６ＪＩ　　　Ｃ１）Ｓ　　　Ｘｌ（５１Ｖａｎｄｅｒ　Ｍｏｎｄｅ　（７７ｙデルモンデ
）行列方程式を解いてＣＳＭ強度（ｍＩ）を求める。

以上の各ステップを実行することによりＣＳＭの各周波
数（ω１．ω２・・・ω□　）および各波の強度（ｍｌ
　、　ｍ　２．−ｍｒ、）を求めることができる。

なお、上述のＨａｎｋｅｌ　（／％ンケル）行列方程式
の能率的解法として、初期条件をルえて遂次的に解を求
める方法が知られている。

また、上記ｎ次の代数方程式は実根のみを有することが
証明されているため、ニュートン・ラプンンの方法等を
用いて根を求めることができる。

さらに、上記Ｖａｎｄｅｒ　Ｍｏｎｄｅ　　（７７ンデ
ルモ／デ）行列方程式の能率的解法として三角行列化を
行なって順次に解を求める方法を用いることができる。

なお、上述の分析法は嵯峨山氏らの論文１１複合正弦波
モデルによる音声スペクトル分析”電子通信学会論文誌
’　８１　／　２　Ｖｏｌ、Ｊ６４−ＡＡ２Ｐ、１０５
〜１１２に詳しく述べられている。

以上は本発明の一実施例を示したもので、本発明は以上
の実施例に限定されるものではない。

例えば、送信側の０８Ｍ分析において、本実施例では、
標本自己相関係数とＣＳＭの自己相関係数とを等しいと
する方程式を解く方法を用いたが、このかわシに、ＬＰ
Ｇ係数の無損失化による線スペクトル周波数の算出およ
び留数計算による方法を用いることもできる。いずれに
せよ、ＣＳＭ分析によって得られた適正なＣＳＭパラメ
ータと他の必要なパラメータとを上述の実施例の受信側
に供給することによシ良好な音質をもつ０８Ｍ音声合成
が可能となる。こうしてＣＳＭ型音声分析合成装置を構
成することもできる。

丑だ本実施例においては、補間器によシ、位相リセット
時点で、パラメータ補間を行なうようにしたが、これは
省略することもできる。

さらに、本実施例においては、特定の関数形をもつ可変
長窓関数を用いたが、どの関数形は一例を示したもので
、他の関数形が用いられることも明らかである。

さらに乱数発生器９周期算出器等も一例を示したもので
、これに限定される必要はない。

（発明の効果）以上述べたよりに本発明を用いると、ＣＳＭパラメータ
を用いて音声信号を良好な音質をもって合成するＣＳＭ
型音声合成器を提供できる。

この合成器は構造が簡単でフィルータを含まず。

このため合成側における安定性の問題が生じない等の利
点を有し、これを用いて音声伝送装置、音声分析合成装
置等の性能向上を達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は０８Ｍパラメータによる音声特徴ベクトルパタ
ーンの一例を示す図、第２図はＣＳＭラインスペクトル
と、同一音声サンプルよシ求めたＬＰＣスペクトル包絡
との対応例を示す図、第３図向は拡散されたＣＳＭのス
ペクトル包絡とピッチの微細構造とを示す図、第３図（
均は単純加算しただけのＣＳＭスペクトルを示す図、第
４図は本発明の一実施例を示すブロック図、第５図向は
可変長窓関数の関数形を示す図、第５図ＦＢ）は前記可
変長窓関数と位相リセット用パルスとの相対時間関係を
示す図、第６図は位相リセット機能付可変周波数発振器
の一回路例を示す図、第７図は可変利得増幅器の一回路
例を示す図、第８図は乱数発生器の一回路例を示す図、
第９図向は周期算出器のブロック図、第９図向は前記周
期算出器の出力の乱数の分布を示す図および第１０図は
可変長窓発生器の一例を示すブロック図である。図において、ｌ・・・・・・送信側、２・・・・・・受
信側、１０１・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、１０２・・・
・・・ハミング窓処理器、１０３・・・・・・自己相関
係数計測器、１０４器、ｉｏｓ・・・・・・有声音／無
声音判定器、１０９・・・・・・マルチプレクサ、２０
１・−・・・・デマルチプレクサおよび復号化器、２０
２・・・・・・補間器、２ｏ３・山・・有声音／無声音
切替器、２ｏ４・山・・周期算出器、２０５・・・・・
・乱数発生器、２０６−１〜２０６−　ｎ　ｔ・・・・
・位相リセット機能付可変周波数発振器、２ｏ７−１〜
２０７−ｎ・・・・・・可変利得増幅器、２ｏ８・・・
・・・加算合成器、２Ｑ９・−・・・：可変長窓関数発
生器、２１０．２１１・・・・・・乗算器。代理人　弁理士　　内　原　　　晋／′’；：”−ｙ　− 卓２回＋３７ｎ　（Ａ少牛３回（８）ズ□ 綺懇□ 茅ぶ頂猶に回峯７川卒　２１￥Ｉ　（Δ）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＣＳＭの指定する各周波数に設定される複数の位
相リセット機能付可変周波数発振器と、これに対応して
前記各発振器の出力をＣＳＭの指定する各強度に設定す
る複数の可変利得増幅器と、可変長窓関数発生器と、乱数発生器とを備え、有声音合成時にはピッチ周期に対応して前記各発振器の
位相リセットを行ないまた無声音合成時には前記乱数発
生器の出力の乱数より算出される分布幅と下限値とを設
定された周期に対応して前記各発振器の位相リセットを
行ない前記可変長窓関数発生器で発生される窓関数の開
始時点および終止時点が上記位相リセットの時点とほぼ
一致するようにしたことを特徴とするＣＳＭ型音声合成
器。
（２）前記位相リセットの時点でパラメータの補間を実
施するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項記載のＣＳＭ型音声合成器。
（３）特許請求の範囲第（１）項記載のＣＳＭ型音声合
成器を合成側とするＣＳＭ型音声分析合成装置。
（４）特許請求の範囲第（２）項記載のＣＳＭ型音声合
成器を合成側とするＣＳＭ型音声分析合成装置。