JPS61206301A - 偏分波器 - Google Patents
偏分波器Info
- Publication number
- JPS61206301A JPS61206301A JP4718585A JP4718585A JPS61206301A JP S61206301 A JPS61206301 A JP S61206301A JP 4718585 A JP4718585 A JP 4718585A JP 4718585 A JP4718585 A JP 4718585A JP S61206301 A JPS61206301 A JP S61206301A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mode
- circular
- probe
- circular waveguide
- waveguide
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
- H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、円形導波管を伝搬する電気力線が直交する一
対の円形TE11モードを低損失かつ高分離度で分離さ
せる偏分波器に関する。
対の円形TE11モードを低損失かつ高分離度で分離さ
せる偏分波器に関する。
従来の技術
まず、本説明において、一対の円形TK11モード波(
以下、これらをVおよびH波と称する)は、図面の向か
って左から右側の方向(以下、これを伝搬正方向と称す
る)へ伝搬し、これらの2波を分波する場合についての
み述べ、これと逆の2波の合成の場合も同様に説明でき
るので省略する。
以下、これらをVおよびH波と称する)は、図面の向か
って左から右側の方向(以下、これを伝搬正方向と称す
る)へ伝搬し、これらの2波を分波する場合についての
み述べ、これと逆の2波の合成の場合も同様に説明でき
るので省略する。
また、以下の図面において、■または、Hと記された矢
印は、偏波の方向(電界ベクトルの直径上における方向
)を表わす。
印は、偏波の方向(電界ベクトルの直径上における方向
)を表わす。
従来、円形導波管によるVおよびH波の偏分波器として
は、第6図A、Bおよび第7図A、Bのような形式のも
のがあった。
は、第6図A、Bおよび第7図A、Bのような形式のも
のがあった。
第6図A、Bでは、一方の円形TE1.モード波(V波
)は、その電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ
(金属探針)1を管壁と絶縁を保ちつつ円形導波管2内
に適当な長さだけ挿入し、かつこのプローブ1から伝搬
正方向に4分の1管内波長にほぼ近い所定の距離を隔て
た所を始点としてV波の電気力線に平行な直径上に直径
の両端にまたがる直線状金属細棒3を複数個一定間隔で
配し、等価的にこのV波の短絡状態を実現して、プロー
ブ1からV波を円形導波管2外へ導出する。
)は、その電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ
(金属探針)1を管壁と絶縁を保ちつつ円形導波管2内
に適当な長さだけ挿入し、かつこのプローブ1から伝搬
正方向に4分の1管内波長にほぼ近い所定の距離を隔て
た所を始点としてV波の電気力線に平行な直径上に直径
の両端にまたがる直線状金属細棒3を複数個一定間隔で
配し、等価的にこのV波の短絡状態を実現して、プロー
ブ1からV波を円形導波管2外へ導出する。
上記の直線状金属細棒3の太さは、他方の直交するモー
ド波であるHIIEK対しては無視でき得る程度のサセ
プタンス成分しか呈さない程度に細くしており、H波は
この金属細棒3による反射をほとんど受けずに透過して
円形導波管2の右方へ伝搬し、V波とH波が分波される
。
ド波であるHIIEK対しては無視でき得る程度のサセ
プタンス成分しか呈さない程度に細くしており、H波は
この金属細棒3による反射をほとんど受けずに透過して
円形導波管2の右方へ伝搬し、V波とH波が分波される
。
この方法では、プローブ1から取り出すモード波の短絡
状態を実現するのに、円形導波管2の伝搬方向に所定間
隔で複数個の金属細棒3を配さねばならないので、偏分
波器として伝搬方向に寸法が長くなる欠点を有していた
。
状態を実現するのに、円形導波管2の伝搬方向に所定間
隔で複数個の金属細棒3を配さねばならないので、偏分
波器として伝搬方向に寸法が長くなる欠点を有していた
。
また、第7図A、Bでは、直交する一対の円形TE1.
モード波を伝搬する円形導波管4の終端を金属平板6で
終端するという通常の方法で短絡し、その短絡面からほ
ぼ4分の1管内波長だけ伝搬負方向へ戻った所にH波の
電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ6を管内へ
適当な長さだけ挿入して、H波を円形導波管4外へ導出
する。さらに、上記短絡面からほぼ4分の3管内波長だ
け伝搬負方向へ戻った所に、他方のモード波であるV波
の電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ7を管内
へ適当な長さだけ挿入して、V波を円形導波管4外へ導
出する0 この方法では、第8図に示すように、終端短絡の円形導
波管4を伝送線路と見なした場合、仮搬方向上の各点に
おける電位は周波数f0に対して曲線C0のようKなる
0ただし、点Aおよび点Bは周波数10に対して終端か
らそれぞれ4分の1および4分の3管内波長の点である
。周波数がfoから少し離れた周波数f4.f。+ΔI
に対しては曲線C1のようKなり、A点における上記2
つの周波数に対する電位の差Δv、(図3c参照)は明
らかにB点におけるそれΔv2(図3C参照)より小さ
くなる。このことは、点Aおよび点Bにおいて、伝搬正
方向を見た周波数f0およびf。
モード波を伝搬する円形導波管4の終端を金属平板6で
終端するという通常の方法で短絡し、その短絡面からほ
ぼ4分の1管内波長だけ伝搬負方向へ戻った所にH波の
電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ6を管内へ
適当な長さだけ挿入して、H波を円形導波管4外へ導出
する。さらに、上記短絡面からほぼ4分の3管内波長だ
け伝搬負方向へ戻った所に、他方のモード波であるV波
の電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ7を管内
へ適当な長さだけ挿入して、V波を円形導波管4外へ導
出する0 この方法では、第8図に示すように、終端短絡の円形導
波管4を伝送線路と見なした場合、仮搬方向上の各点に
おける電位は周波数f0に対して曲線C0のようKなる
0ただし、点Aおよび点Bは周波数10に対して終端か
らそれぞれ4分の1および4分の3管内波長の点である
。周波数がfoから少し離れた周波数f4.f。+ΔI
に対しては曲線C1のようKなり、A点における上記2
つの周波数に対する電位の差Δv、(図3c参照)は明
らかにB点におけるそれΔv2(図3C参照)より小さ
くなる。このことは、点Aおよび点Bにおいて、伝搬正
方向を見た周波数f0およびf。
におけるインピーダンス差が点Bの方が点Aよりも顕著
になり、第7図におけるプローブ7の方がプローブ6よ
シも広帯域の周波数に亘うてインピーダンス整合がとり
にくいことを示している。
になり、第7図におけるプローブ7の方がプローブ6よ
シも広帯域の周波数に亘うてインピーダンス整合がとり
にくいことを示している。
このように、第7図a、l)の方法でも一方のプローブ
の広帯域整合が困難である″という短所があった0 なお、第7図a、bにおいて、d、寓d2すなわち、伝
搬方向の同一点に一対の直交するプローブを配した場合
、2つのプローブ間の距離が近接しすぎるために、プロ
ーブ近傍の管内電磁界の乱れが互いに相手のプローブに
影響を与え、2つの直交モード波の分離度が劣化するこ
とは実験的に確証できる。
の広帯域整合が困難である″という短所があった0 なお、第7図a、bにおいて、d、寓d2すなわち、伝
搬方向の同一点に一対の直交するプローブを配した場合
、2つのプローブ間の距離が近接しすぎるために、プロ
ーブ近傍の管内電磁界の乱れが互いに相手のプローブに
影響を与え、2つの直交モード波の分離度が劣化するこ
とは実験的に確証できる。
以上、モード波を円形導波管外へ導出する手段としてプ
ローブの場合について述べたが、第9図A、Bのように
、電気力線に垂直な直径上の管壁にその長手方向が伝搬
方向に平行なスロット8をも 設けたものについぞ等価的に扱うことができる。
ローブの場合について述べたが、第9図A、Bのように
、電気力線に垂直な直径上の管壁にその長手方向が伝搬
方向に平行なスロット8をも 設けたものについぞ等価的に扱うことができる。
本説明においては、プローブの場合について述べている
が、上記のスロットの場合にも適用できる。
が、上記のスロットの場合にも適用できる。
なお、第9図において9は円形導波管である。
発明が解決しようとする問題点
以上のように第6図に示す従来例では1.プローブ1か
ら取り出すモード波の短絡状態を実現するのに、円形導
波管2の伝搬方向にある間隔で複数個の金属細棒3を設
置しなければならないため、偏分波器として伝搬方向に
その寸法が長くなるという欠点を有しており、また第7
図に示す従来例では一方のプローブが広帯域の周波数に
わたってインピーダンス整合をとることが困難であると
いう欠点を有していた。
ら取り出すモード波の短絡状態を実現するのに、円形導
波管2の伝搬方向にある間隔で複数個の金属細棒3を設
置しなければならないため、偏分波器として伝搬方向に
その寸法が長くなるという欠点を有しており、また第7
図に示す従来例では一方のプローブが広帯域の周波数に
わたってインピーダンス整合をとることが困難であると
いう欠点を有していた。
本発明は、上記の第1の従来例におけるような伝搬方向
に寸法が長くなるという問題点および第2の従来例にお
けるような広帯域な周波数に亘ってインピーダンス整合
をとるのが困難であるという問題点を解決しようとする
ものである0問題点を解決するための手段 本発明では、電気力線が直交する一対の円形TE11モ
ードに対して、一方のモードに対しては短絡作用をし、
他方のモードに対しては、透過作用をする伝般方向に寸
法が極めて短い金属薄板を円形導波管内に設置すること
を特徴とする0作 用 本発明によれば、上記金属薄板を使用することにより、
従来の伝搬方向に導波管の長さが長くなるという第1番
目の問題点を解決することができる。また、上記金属薄
板から伝搬負方向へほぼ4分の1管内波長の距離にプロ
ーブを設けることにより、金属薄板から反射されるモー
ド波を上記プローブから導波管外へ導出でき、従来例の
第6図のように、2つのプローブを使用する場合でも、
上記金属薄板を2つのプローブ間および終端に配するこ
とによシ、それぞれのプローブと金属薄板間の距離をは
#1F″4分の1管内波長にすることができ、それぞれ
のモード波に対して広帯域な周波数に亘ってインピーダ
ンス整合がとれる。したがうて、上記の第2番目の問題
点も解決することができる。
に寸法が長くなるという問題点および第2の従来例にお
けるような広帯域な周波数に亘ってインピーダンス整合
をとるのが困難であるという問題点を解決しようとする
ものである0問題点を解決するための手段 本発明では、電気力線が直交する一対の円形TE11モ
ードに対して、一方のモードに対しては短絡作用をし、
他方のモードに対しては、透過作用をする伝般方向に寸
法が極めて短い金属薄板を円形導波管内に設置すること
を特徴とする0作 用 本発明によれば、上記金属薄板を使用することにより、
従来の伝搬方向に導波管の長さが長くなるという第1番
目の問題点を解決することができる。また、上記金属薄
板から伝搬負方向へほぼ4分の1管内波長の距離にプロ
ーブを設けることにより、金属薄板から反射されるモー
ド波を上記プローブから導波管外へ導出でき、従来例の
第6図のように、2つのプローブを使用する場合でも、
上記金属薄板を2つのプローブ間および終端に配するこ
とによシ、それぞれのプローブと金属薄板間の距離をは
#1F″4分の1管内波長にすることができ、それぞれ
のモード波に対して広帯域な周波数に亘ってインピーダ
ンス整合がとれる。したがうて、上記の第2番目の問題
点も解決することができる。
実施例
以下、本発明の一実施例について第1図〜第5図を用い
て説明する。
て説明する。
まず、円形導波管11の座標系を第2図A、Bのような
円筒座標系(r+ψt”)にとると、円形TE4.モー
ドの電界ベクトルEの各座標成分(El # Eq)
e ”z )は、つぎのように表わされる。
円筒座標系(r+ψt”)にとると、円形TE4.モー
ドの電界ベクトルEの各座標成分(El # Eq)
e ”z )は、つぎのように表わされる。
ただし、aは、円形導波管11の内半径’1”11は、
ベッセル関数11(z)の1次関数の第1番目の根(”
11> O) eβは、円形TE1.モードの伝搬定数
、Aは、電界の強さに比例する定数である。
ベッセル関数11(z)の1次関数の第1番目の根(”
11> O) eβは、円形TE1.モードの伝搬定数
、Aは、電界の強さに比例する定数である。
なお、電界ベクトルがψ=900のときの半径ベクトル
に平行なモードの場合を考えている。円形TE4.モー
ドの電界ベクトルは円形導波管11の伝搬方向成分E2
をもたず、その電界ベクトルの各点における軌跡である
電気力線は第3図Aのような形状になる。
に平行なモードの場合を考えている。円形TE4.モー
ドの電界ベクトルは円形導波管11の伝搬方向成分E2
をもたず、その電界ベクトルの各点における軌跡である
電気力線は第3図Aのような形状になる。
いま、第3図Aの円形断面上の各点において、省略する
が、上記の第3図Bの曲線群は円形TE11モードの磁
界ベクトルの(r、ψ)成分(transvers+e
成分ともいう)の軌跡に一致する。
が、上記の第3図Bの曲線群は円形TE11モードの磁
界ベクトルの(r、ψ)成分(transvers+e
成分ともいう)の軌跡に一致する。
−第3図Cは第3図Bの曲線群を直線近似したものであ
る。
る。
つぎに、第3図りのような、円形TE11モードの電気
力線に直交するベクトルの軌跡に近似的に一致する狭幅
の帯状金属片12を有する金属薄板13を第1図のよう
に円形導波管11の伝搬方向に垂直な断面に挿入した場
合を考える。第3図りにおいて、円形TE4.モードの
電気力線と金属薄板13の微細径の金属片12とが近似
的に直交する場合、金属薄板13の金属片12の各点に
おいて、ベクトル積nX1!:(nは第3図りに示すよ
うに金属片12における法線ベクトルである。)は近似
的にnXExoの関係が保たれ、当該モード波の管内電
磁界への擾乱は殆んど起らないと考えられる。(nXE
がある有限な値をもてば、電磁界理論によpnXEとい
う点源により擾乱電磁界が生起すると考えることができ
る)。このことは、当該モード波は殆んど何らの影響も
受けずにこの金属薄板13を透過することを意味してい
る。一方、当該モード波と直交するもう一方のモード波
に対しては、第3図りの金属薄板13の各金属片12は
その大部分において、そのモード波の電気力線と近似的
に平行となシ、そのモード波は殆んど短絡状態となる。
力線に直交するベクトルの軌跡に近似的に一致する狭幅
の帯状金属片12を有する金属薄板13を第1図のよう
に円形導波管11の伝搬方向に垂直な断面に挿入した場
合を考える。第3図りにおいて、円形TE4.モードの
電気力線と金属薄板13の微細径の金属片12とが近似
的に直交する場合、金属薄板13の金属片12の各点に
おいて、ベクトル積nX1!:(nは第3図りに示すよ
うに金属片12における法線ベクトルである。)は近似
的にnXExoの関係が保たれ、当該モード波の管内電
磁界への擾乱は殆んど起らないと考えられる。(nXE
がある有限な値をもてば、電磁界理論によpnXEとい
う点源により擾乱電磁界が生起すると考えることができ
る)。このことは、当該モード波は殆んど何らの影響も
受けずにこの金属薄板13を透過することを意味してい
る。一方、当該モード波と直交するもう一方のモード波
に対しては、第3図りの金属薄板13の各金属片12は
その大部分において、そのモード波の電気力線と近似的
に平行となシ、そのモード波は殆んど短絡状態となる。
したがって、このモード波は、金属薄板13により殆ん
ど完全に反射される。この金属薄板13は基本的には上
述のような作用をするが、その金属片12の微細径の故
にも拘らずその集束部分における金属部のサセプタンス
が無視できず、上記透過モード波に対して誘導性サセプ
タンスを呈しく第3図E参照)、これを相殺するための
容量性サセプタンス(第3図F参禰)を付加する必要が
ある。このために帯状金属片12の一部を直線状に配し
容量性をもたせている。
ど完全に反射される。この金属薄板13は基本的には上
述のような作用をするが、その金属片12の微細径の故
にも拘らずその集束部分における金属部のサセプタンス
が無視できず、上記透過モード波に対して誘導性サセプ
タンスを呈しく第3図E参照)、これを相殺するための
容量性サセプタンス(第3図F参禰)を付加する必要が
ある。このために帯状金属片12の一部を直線状に配し
容量性をもたせている。
以上のようにして得られた金属薄板13は、たとえば、
第1図B、Cに示されている。この金属薄板13の透過
および反射特性の実測例を以下に示す。内径15.8m
のAl製円形導波管において、第4図A、Bおよび第6
図A、Bのように、円形導波管11の伝搬軸上の一点に
0.2saI厚の真ちゅう製金属薄板13を伝搬軸に垂
直に挿入し、それぞれ図示のような偏波方向と金属片1
2の向きとの関係で反射損失および透過損失を実測した
。ただし、測定周波数は11.7−12.7 GHzの
掃引信号である。第4図A、Bの場合(円形TK4.モ
ード波が金属薄板13を透過する場合)、反射損失(信
号入力端(図面左側)でのリターン・ロス)の上記周波
数帯域内での最大値は一25dBで、一方、第6図A、
Bの場合(円形TE11モード波が金属薄板13で反射
される場合)、透過損失(信号出力端(図面右側)へ漏
洩する割合)の上記周波数帯域内での最大値は−22d
Bであった。
第1図B、Cに示されている。この金属薄板13の透過
および反射特性の実測例を以下に示す。内径15.8m
のAl製円形導波管において、第4図A、Bおよび第6
図A、Bのように、円形導波管11の伝搬軸上の一点に
0.2saI厚の真ちゅう製金属薄板13を伝搬軸に垂
直に挿入し、それぞれ図示のような偏波方向と金属片1
2の向きとの関係で反射損失および透過損失を実測した
。ただし、測定周波数は11.7−12.7 GHzの
掃引信号である。第4図A、Bの場合(円形TK4.モ
ード波が金属薄板13を透過する場合)、反射損失(信
号入力端(図面左側)でのリターン・ロス)の上記周波
数帯域内での最大値は一25dBで、一方、第6図A、
Bの場合(円形TE11モード波が金属薄板13で反射
される場合)、透過損失(信号出力端(図面右側)へ漏
洩する割合)の上記周波数帯域内での最大値は−22d
Bであった。
本発明の一実施例を以下に述べる。電気力線が直交する
一対の円形TE4.モード波が伝搬する円形導波管の偏
分波器として、分波されたモード波の一方がプローブま
たはスロットで導波管外へ導出され、他方のモードが元
の円形導波管内に留まる形式と両方のモード波とも2つ
のブロードまたはスロットで別々に導波管外へ導出され
る形式があるが、本実施例では後者の形式を述べる。前
者の形式の実施例も同様に可能である。
一対の円形TE4.モード波が伝搬する円形導波管の偏
分波器として、分波されたモード波の一方がプローブま
たはスロットで導波管外へ導出され、他方のモードが元
の円形導波管内に留まる形式と両方のモード波とも2つ
のブロードまたはスロットで別々に導波管外へ導出され
る形式があるが、本実施例では後者の形式を述べる。前
者の形式の実施例も同様に可能である。
第1図A、B、Cは本発明の一実施例を示す図で、電気
力線が直交する一対の円形TE11モード波が円形導波
管11内を右に向かって伝搬し、伝搬方向の点Aおよび
BにおいてそれぞれVおよびHモード波を導波管11外
へ導出するためのプローブ14および16をそれぞれV
およびHモード波の電気力線に平行でかつ円形導波管1
1の直径上にその中心軸を有するように導波管11外か
ら管壁を通して管内へ挿入しである。ただし、プローブ
14.15を管壁から絶縁保持するために、テフロンの
ような誘電体16.17でプローブ14.15の金属棒
の周囲を囲んである。さらに、上記のプローブ14およ
び16よりそれぞれ伝搬正方向に4分の1管内波長にほ
ぼ等しい距離だけ進んだ所で円形導波管11の中心軸に
垂直な面内にそれぞれ前述の金属薄板13aおよび13
bを配している。
力線が直交する一対の円形TE11モード波が円形導波
管11内を右に向かって伝搬し、伝搬方向の点Aおよび
BにおいてそれぞれVおよびHモード波を導波管11外
へ導出するためのプローブ14および16をそれぞれV
およびHモード波の電気力線に平行でかつ円形導波管1
1の直径上にその中心軸を有するように導波管11外か
ら管壁を通して管内へ挿入しである。ただし、プローブ
14.15を管壁から絶縁保持するために、テフロンの
ような誘電体16.17でプローブ14.15の金属棒
の周囲を囲んである。さらに、上記のプローブ14およ
び16よりそれぞれ伝搬正方向に4分の1管内波長にほ
ぼ等しい距離だけ進んだ所で円形導波管11の中心軸に
垂直な面内にそれぞれ前述の金属薄板13aおよび13
bを配している。
このような構成にすれば、前述の金属薄板13.a。
13bの作用とプローブ14.15の働きにより、プロ
ーブ14からはH波が分波出力され、プローブ16から
はV波が分波出力される。なお、プローブ14.15お
よび誘電体16.17の太さ。
ーブ14からはH波が分波出力され、プローブ16から
はV波が分波出力される。なお、プローブ14.15お
よび誘電体16.17の太さ。
形状、管内への挿入長およびプローブ14.15と金属
薄板1311,13bとの距離の最適値は、各モード波
に対してのインピーダンス整合がとれるように、すなわ
ち、円形導波管入力すなわち図の左側から右方を見た定
在波比が最小となるように定められる。ただし、プロー
ブ14.15の出力端は、整合負荷たとえば60オーム
で終端されているものとする。
薄板1311,13bとの距離の最適値は、各モード波
に対してのインピーダンス整合がとれるように、すなわ
ち、円形導波管入力すなわち図の左側から右方を見た定
在波比が最小となるように定められる。ただし、プロー
ブ14.15の出力端は、整合負荷たとえば60オーム
で終端されているものとする。
発明の効果
このように、本発明によれば、円形導波管の伝搬方向の
長さ寸法を極めて小さくでき、かつ広帯域の周波数に亘
ってインピーダンス整合の良好な円形TE11モード偏
分波器が製作可能になる。なお、本発明の金属薄板は、
前述のような微細径の帯状金属片の集合体であるが、フ
ォト・エツチング加工等により高精度に大量に製作でき
る利点もあり、工業的価値大なるものがある。
長さ寸法を極めて小さくでき、かつ広帯域の周波数に亘
ってインピーダンス整合の良好な円形TE11モード偏
分波器が製作可能になる。なお、本発明の金属薄板は、
前述のような微細径の帯状金属片の集合体であるが、フ
ォト・エツチング加工等により高精度に大量に製作でき
る利点もあり、工業的価値大なるものがある。
第1図A、B、Cは本発明の一実施例における円形TE
1.モード偏分波器の一部側断面図、Y−Y′断面図、
X−X/断面図、第2図A、Bは円形導波管の側面図、
正面図、第3図A、B、C,D。 E、Fおよび第4図A、、B、第6図A、Bは本発明に
おける金属薄板の構造およびその作用効果を説明するた
めの図、第6図A、Bおよび第7図A。 Bはおのおの従来例における偏分波器の一部側断面図、
正面図、第8図は第7図の偏分波器の作用を説明するた
めの特性図、第9図A、Bはスロットを有する従来の他
の偏分波器の一部側断面図。 正面図である。 11・・・・・・円形導波管112・・・・・・金属片
113・・・・・・金属薄板。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 (A) (δ) (cλ 第2図 (Aン (β]第
3図 <A) (す 第3図 (D) (E) CF) 第4図 (AI (Bンj fi時 第5図 (A) (s) 1c′++ 塚 塚 第8図
1.モード偏分波器の一部側断面図、Y−Y′断面図、
X−X/断面図、第2図A、Bは円形導波管の側面図、
正面図、第3図A、B、C,D。 E、Fおよび第4図A、、B、第6図A、Bは本発明に
おける金属薄板の構造およびその作用効果を説明するた
めの図、第6図A、Bおよび第7図A。 Bはおのおの従来例における偏分波器の一部側断面図、
正面図、第8図は第7図の偏分波器の作用を説明するた
めの特性図、第9図A、Bはスロットを有する従来の他
の偏分波器の一部側断面図。 正面図である。 11・・・・・・円形導波管112・・・・・・金属片
113・・・・・・金属薄板。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 (A) (δ) (cλ 第2図 (Aン (β]第
3図 <A) (す 第3図 (D) (E) CF) 第4図 (AI (Bンj fi時 第5図 (A) (s) 1c′++ 塚 塚 第8図
Claims (3)
- (1)電気力線が直交する1対の円形TE_1_1モー
ドが伝搬する円形導波管に、少なくとも一方のTE_1
_1モードの電気力線に平行な直径上の管壁に位置する
プローブもしくはその電気力線に垂直な直径上の管壁に
位置し伝搬方向にその長手方向が平行なスロットを設け
、かつ、上記プローブあるいはスロットから伝搬正方向
に一定の距離を隔てかつ伝搬方向に垂直な面内に位置し
て上記TE_1_1モードに対して短絡作用をし他方の
TE_1_1モードに対しては透過作用を有する金属薄
板を設けた偏分波器。 - (2)金属薄板は、プローブまたはスロットにより管外
へ導出しようとするTE_1_1モードでない方のモー
ドの電気力線に直交するかあるいは近似的に直交する複
数の狭幅な帯状金属片から構成された特許請求の範囲第
1項記載の偏分波器。 - (3)円形導波管の管壁近傍で帯状金属片は集束し、こ
の集束する2つの部分が、金属薄板が透過するモードに
対して呈する誘導性成分を相殺するために、一部の帯状
金属片を直線状に配し容量性をもつようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第2項記載の偏分波器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4718585A JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4718585A JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61206301A true JPS61206301A (ja) | 1986-09-12 |
JPH0325081B2 JPH0325081B2 (ja) | 1991-04-05 |
Family
ID=12768037
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4718585A Granted JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61206301A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6399602A (ja) * | 1986-10-16 | 1988-04-30 | Yuniden Kk | 直交偏波用合波または分波器 |
US5440279A (en) * | 1992-11-24 | 1995-08-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electromagnetic radiation converter |
JPWO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 |
-
1985
- 1985-03-08 JP JP4718585A patent/JPS61206301A/ja active Granted
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6399602A (ja) * | 1986-10-16 | 1988-04-30 | Yuniden Kk | 直交偏波用合波または分波器 |
US5440279A (en) * | 1992-11-24 | 1995-08-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electromagnetic radiation converter |
JPWO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | ||
WO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | 三菱電機株式会社 | 導波管モード測定装置、導波管モード測定方法、導波管システム及び導波管装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0325081B2 (ja) | 1991-04-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4268804A (en) | Transmission line apparatus for dominant TE11 waves | |
US4651115A (en) | Waveguide-to-microstrip transition | |
US4376921A (en) | Microwave coupler with high isolation and high directivity | |
US3732508A (en) | Strip line to waveguide transition | |
KR960704369A (ko) | 고주파 전자계 결합형 박막 적층 전극 | |
Jones et al. | Coupled-transmission-line directional couplers | |
US4983933A (en) | Waveguide-to-stripline directional coupler | |
GB2119581A (en) | Waveguide/microstrip mode transducer | |
US3146410A (en) | Strip line to ridged waveguide transition having a probe projecting into waveguide through ridge | |
US2924797A (en) | Finline coupler | |
JPS6235281B2 (ja) | ||
JPS61206301A (ja) | 偏分波器 | |
US3932823A (en) | Microstrip to waveguide adapter | |
US4297658A (en) | 3dB Waveguide directional coupler | |
US4051450A (en) | Waveguides | |
US4894627A (en) | Directional waveguide-finline coupler | |
Gunton et al. | An analysis of the general asymmetric directional coupler with non-mode-converting terminations | |
JPH0746011A (ja) | 電力分配器 | |
JP6219324B2 (ja) | 平面伝送線路導波管変換器 | |
US2963661A (en) | Wave guide filter | |
Jia et al. | Rigorous analysis of rectangular waveguide junctions by Fourier transform technique | |
US3050702A (en) | Capacitively loaded waveguide | |
JPH0680965B2 (ja) | 誘電体装荷テ−パ導波管 | |
JPS604603B2 (ja) | 伝送モ−ド変換器 | |
US3315188A (en) | Very broadband high power waveguide window |