JPS61206301A - 偏分波器 - Google Patents
偏分波器Info
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- JPS61206301A JPS61206301A JP4718585A JP4718585A JPS61206301A JP S61206301 A JPS61206301 A JP S61206301A JP 4718585 A JP4718585 A JP 4718585A JP 4718585 A JP4718585 A JP 4718585A JP S61206301 A JPS61206301 A JP S61206301A
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- circular
- probe
- circular waveguide
- waveguide
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
- H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、円形導波管を伝搬する電気力線が直交する一
対の円形ＴＥ１１モードを低損失かつ高分離度で分離さ
せる偏分波器に関する。
対の円形ＴＥ１１モードを低損失かつ高分離度で分離さ
せる偏分波器に関する。
従来の技術
まず、本説明において、一対の円形ＴＫ１１モード波（
以下、これらをＶおよびＨ波と称する）は、図面の向か
って左から右側の方向（以下、これを伝搬正方向と称す
る）へ伝搬し、これらの２波を分波する場合についての
み述べ、これと逆の２波の合成の場合も同様に説明でき
るので省略する。
以下、これらをＶおよびＨ波と称する）は、図面の向か
って左から右側の方向（以下、これを伝搬正方向と称す
る）へ伝搬し、これらの２波を分波する場合についての
み述べ、これと逆の２波の合成の場合も同様に説明でき
るので省略する。
また、以下の図面において、■または、Ｈと記された矢
印は、偏波の方向（電界ベクトルの直径上における方向
）を表わす。
印は、偏波の方向（電界ベクトルの直径上における方向
）を表わす。
従来、円形導波管によるＶおよびＨ波の偏分波器として
は、第６図Ａ、Ｂおよび第７図Ａ、Ｂのような形式のも
のがあった。
は、第６図Ａ、Ｂおよび第７図Ａ、Ｂのような形式のも
のがあった。
第６図Ａ、Ｂでは、一方の円形ＴＥ１．モード波（Ｖ波
）は、その電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ
（金属探針）１を管壁と絶縁を保ちつつ円形導波管２内
に適当な長さだけ挿入し、かつこのプローブ１から伝搬
正方向に４分の１管内波長にほぼ近い所定の距離を隔て
た所を始点としてＶ波の電気力線に平行な直径上に直径
の両端にまたがる直線状金属細棒３を複数個一定間隔で
配し、等価的にこのＶ波の短絡状態を実現して、プロー
ブ１からＶ波を円形導波管２外へ導出する。
）は、その電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ
（金属探針）１を管壁と絶縁を保ちつつ円形導波管２内
に適当な長さだけ挿入し、かつこのプローブ１から伝搬
正方向に４分の１管内波長にほぼ近い所定の距離を隔て
た所を始点としてＶ波の電気力線に平行な直径上に直径
の両端にまたがる直線状金属細棒３を複数個一定間隔で
配し、等価的にこのＶ波の短絡状態を実現して、プロー
ブ１からＶ波を円形導波管２外へ導出する。
上記の直線状金属細棒３の太さは、他方の直交するモー
ド波であるＨＩＩＥＫ対しては無視でき得る程度のサセ
プタンス成分しか呈さない程度に細くしており、Ｈ波は
この金属細棒３による反射をほとんど受けずに透過して
円形導波管２の右方へ伝搬し、Ｖ波とＨ波が分波される
。
ド波であるＨＩＩＥＫ対しては無視でき得る程度のサセ
プタンス成分しか呈さない程度に細くしており、Ｈ波は
この金属細棒３による反射をほとんど受けずに透過して
円形導波管２の右方へ伝搬し、Ｖ波とＨ波が分波される
。
この方法では、プローブ１から取り出すモード波の短絡
状態を実現するのに、円形導波管２の伝搬方向に所定間
隔で複数個の金属細棒３を配さねばならないので、偏分
波器として伝搬方向に寸法が長くなる欠点を有していた
。
状態を実現するのに、円形導波管２の伝搬方向に所定間
隔で複数個の金属細棒３を配さねばならないので、偏分
波器として伝搬方向に寸法が長くなる欠点を有していた
。
また、第７図Ａ、Ｂでは、直交する一対の円形ＴＥ１．
モード波を伝搬する円形導波管４の終端を金属平板６で
終端するという通常の方法で短絡し、その短絡面からほ
ぼ４分の１管内波長だけ伝搬負方向へ戻った所にＨ波の
電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ６を管内へ
適当な長さだけ挿入して、Ｈ波を円形導波管４外へ導出
する。さらに、上記短絡面からほぼ４分の３管内波長だ
け伝搬負方向へ戻った所に、他方のモード波であるＶ波
の電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ７を管内
へ適当な長さだけ挿入して、Ｖ波を円形導波管４外へ導
出する０ この方法では、第８図に示すように、終端短絡の円形導
波管４を伝送線路と見なした場合、仮搬方向上の各点に
おける電位は周波数ｆ０に対して曲線Ｃ０のようＫなる
０ただし、点Ａおよび点Ｂは周波数１０に対して終端か
らそれぞれ４分の１および４分の３管内波長の点である
。周波数がｆｏから少し離れた周波数ｆ４．ｆ。＋ΔＩ
に対しては曲線Ｃ１のようＫなり、Ａ点における上記２
つの周波数に対する電位の差Δｖ、（図３ｃ参照）は明
らかにＢ点におけるそれΔｖ２（図３Ｃ参照）より小さ
くなる。このことは、点Ａおよび点Ｂにおいて、伝搬正
方向を見た周波数ｆ０およびｆ。
モード波を伝搬する円形導波管４の終端を金属平板６で
終端するという通常の方法で短絡し、その短絡面からほ
ぼ４分の１管内波長だけ伝搬負方向へ戻った所にＨ波の
電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ６を管内へ
適当な長さだけ挿入して、Ｈ波を円形導波管４外へ導出
する。さらに、上記短絡面からほぼ４分の３管内波長だ
け伝搬負方向へ戻った所に、他方のモード波であるＶ波
の電気力線に平行な直径上の管壁からプローブ７を管内
へ適当な長さだけ挿入して、Ｖ波を円形導波管４外へ導
出する０ この方法では、第８図に示すように、終端短絡の円形導
波管４を伝送線路と見なした場合、仮搬方向上の各点に
おける電位は周波数ｆ０に対して曲線Ｃ０のようＫなる
０ただし、点Ａおよび点Ｂは周波数１０に対して終端か
らそれぞれ４分の１および４分の３管内波長の点である
。周波数がｆｏから少し離れた周波数ｆ４．ｆ。＋ΔＩ
に対しては曲線Ｃ１のようＫなり、Ａ点における上記２
つの周波数に対する電位の差Δｖ、（図３ｃ参照）は明
らかにＢ点におけるそれΔｖ２（図３Ｃ参照）より小さ
くなる。このことは、点Ａおよび点Ｂにおいて、伝搬正
方向を見た周波数ｆ０およびｆ。
におけるインピーダンス差が点Ｂの方が点Ａよりも顕著
になり、第７図におけるプローブ７の方がプローブ６よ
シも広帯域の周波数に亘うてインピーダンス整合がとり
にくいことを示している。
になり、第７図におけるプローブ７の方がプローブ６よ
シも広帯域の周波数に亘うてインピーダンス整合がとり
にくいことを示している。
このように、第７図ａ、ｌ）の方法でも一方のプローブ
の広帯域整合が困難である″という短所があった０ なお、第７図ａ、ｂにおいて、ｄ、寓ｄ２すなわち、伝
搬方向の同一点に一対の直交するプローブを配した場合
、２つのプローブ間の距離が近接しすぎるために、プロ
ーブ近傍の管内電磁界の乱れが互いに相手のプローブに
影響を与え、２つの直交モード波の分離度が劣化するこ
とは実験的に確証できる。
の広帯域整合が困難である″という短所があった０ なお、第７図ａ、ｂにおいて、ｄ、寓ｄ２すなわち、伝
搬方向の同一点に一対の直交するプローブを配した場合
、２つのプローブ間の距離が近接しすぎるために、プロ
ーブ近傍の管内電磁界の乱れが互いに相手のプローブに
影響を与え、２つの直交モード波の分離度が劣化するこ
とは実験的に確証できる。
以上、モード波を円形導波管外へ導出する手段としてプ
ローブの場合について述べたが、第９図Ａ、Ｂのように
、電気力線に垂直な直径上の管壁にその長手方向が伝搬
方向に平行なスロット８をも 設けたものについぞ等価的に扱うことができる。
ローブの場合について述べたが、第９図Ａ、Ｂのように
、電気力線に垂直な直径上の管壁にその長手方向が伝搬
方向に平行なスロット８をも 設けたものについぞ等価的に扱うことができる。
本説明においては、プローブの場合について述べている
が、上記のスロットの場合にも適用できる。
が、上記のスロットの場合にも適用できる。
なお、第９図において９は円形導波管である。
発明が解決しようとする問題点
以上のように第６図に示す従来例では１．プローブ１か
ら取り出すモード波の短絡状態を実現するのに、円形導
波管２の伝搬方向にある間隔で複数個の金属細棒３を設
置しなければならないため、偏分波器として伝搬方向に
その寸法が長くなるという欠点を有しており、また第７
図に示す従来例では一方のプローブが広帯域の周波数に
わたってインピーダンス整合をとることが困難であると
いう欠点を有していた。
ら取り出すモード波の短絡状態を実現するのに、円形導
波管２の伝搬方向にある間隔で複数個の金属細棒３を設
置しなければならないため、偏分波器として伝搬方向に
その寸法が長くなるという欠点を有しており、また第７
図に示す従来例では一方のプローブが広帯域の周波数に
わたってインピーダンス整合をとることが困難であると
いう欠点を有していた。
本発明は、上記の第１の従来例におけるような伝搬方向
に寸法が長くなるという問題点および第２の従来例にお
けるような広帯域な周波数に亘ってインピーダンス整合
をとるのが困難であるという問題点を解決しようとする
ものである０問題点を解決するための手段 本発明では、電気力線が直交する一対の円形ＴＥ１１モ
ードに対して、一方のモードに対しては短絡作用をし、
他方のモードに対しては、透過作用をする伝般方向に寸
法が極めて短い金属薄板を円形導波管内に設置すること
を特徴とする０作 用 本発明によれば、上記金属薄板を使用することにより、
従来の伝搬方向に導波管の長さが長くなるという第１番
目の問題点を解決することができる。また、上記金属薄
板から伝搬負方向へほぼ４分の１管内波長の距離にプロ
ーブを設けることにより、金属薄板から反射されるモー
ド波を上記プローブから導波管外へ導出でき、従来例の
第６図のように、２つのプローブを使用する場合でも、
上記金属薄板を２つのプローブ間および終端に配するこ
とによシ、それぞれのプローブと金属薄板間の距離をは
＃１Ｆ″４分の１管内波長にすることができ、それぞれ
のモード波に対して広帯域な周波数に亘ってインピーダ
ンス整合がとれる。したがうて、上記の第２番目の問題
点も解決することができる。
に寸法が長くなるという問題点および第２の従来例にお
けるような広帯域な周波数に亘ってインピーダンス整合
をとるのが困難であるという問題点を解決しようとする
ものである０問題点を解決するための手段 本発明では、電気力線が直交する一対の円形ＴＥ１１モ
ードに対して、一方のモードに対しては短絡作用をし、
他方のモードに対しては、透過作用をする伝般方向に寸
法が極めて短い金属薄板を円形導波管内に設置すること
を特徴とする０作 用 本発明によれば、上記金属薄板を使用することにより、
従来の伝搬方向に導波管の長さが長くなるという第１番
目の問題点を解決することができる。また、上記金属薄
板から伝搬負方向へほぼ４分の１管内波長の距離にプロ
ーブを設けることにより、金属薄板から反射されるモー
ド波を上記プローブから導波管外へ導出でき、従来例の
第６図のように、２つのプローブを使用する場合でも、
上記金属薄板を２つのプローブ間および終端に配するこ
とによシ、それぞれのプローブと金属薄板間の距離をは
＃１Ｆ″４分の１管内波長にすることができ、それぞれ
のモード波に対して広帯域な周波数に亘ってインピーダ
ンス整合がとれる。したがうて、上記の第２番目の問題
点も解決することができる。
実施例
以下、本発明の一実施例について第１図〜第５図を用い
て説明する。
て説明する。
まず、円形導波管１１の座標系を第２図Ａ、Ｂのような
円筒座標系（ｒ＋ψｔ”）にとると、円形ＴＥ４．モー
ドの電界ベクトルＥの各座標成分（Ｅｌ ＃ Ｅｑ）
ｅ ”ｚ ）は、つぎのように表わされる。
円筒座標系（ｒ＋ψｔ”）にとると、円形ＴＥ４．モー
ドの電界ベクトルＥの各座標成分（Ｅｌ ＃ Ｅｑ）
ｅ ”ｚ ）は、つぎのように表わされる。
ただし、ａは、円形導波管１１の内半径’１”１１は、
ベッセル関数１１（ｚ）の１次関数の第１番目の根（”
１１＞ Ｏ） ｅβは、円形ＴＥ１．モードの伝搬定数
、Ａは、電界の強さに比例する定数である。
ベッセル関数１１（ｚ）の１次関数の第１番目の根（”
１１＞ Ｏ） ｅβは、円形ＴＥ１．モードの伝搬定数
、Ａは、電界の強さに比例する定数である。
なお、電界ベクトルがψ＝９００のときの半径ベクトル
に平行なモードの場合を考えている。円形ＴＥ４．モー
ドの電界ベクトルは円形導波管１１の伝搬方向成分Ｅ２
をもたず、その電界ベクトルの各点における軌跡である
電気力線は第３図Ａのような形状になる。
に平行なモードの場合を考えている。円形ＴＥ４．モー
ドの電界ベクトルは円形導波管１１の伝搬方向成分Ｅ２
をもたず、その電界ベクトルの各点における軌跡である
電気力線は第３図Ａのような形状になる。
いま、第３図Ａの円形断面上の各点において、省略する
が、上記の第３図Ｂの曲線群は円形ＴＥ１１モードの磁
界ベクトルの（ｒ、ψ）成分（ｔｒａｎｓｖｅｒｓ＋ｅ
成分ともいう）の軌跡に一致する。
が、上記の第３図Ｂの曲線群は円形ＴＥ１１モードの磁
界ベクトルの（ｒ、ψ）成分（ｔｒａｎｓｖｅｒｓ＋ｅ
成分ともいう）の軌跡に一致する。
−第３図Ｃは第３図Ｂの曲線群を直線近似したものであ
る。
る。
つぎに、第３図りのような、円形ＴＥ１１モードの電気
力線に直交するベクトルの軌跡に近似的に一致する狭幅
の帯状金属片１２を有する金属薄板１３を第１図のよう
に円形導波管１１の伝搬方向に垂直な断面に挿入した場
合を考える。第３図りにおいて、円形ＴＥ４．モードの
電気力線と金属薄板１３の微細径の金属片１２とが近似
的に直交する場合、金属薄板１３の金属片１２の各点に
おいて、ベクトル積ｎＸ１！：（ｎは第３図りに示すよ
うに金属片１２における法線ベクトルである。）は近似
的にｎＸＥｘｏの関係が保たれ、当該モード波の管内電
磁界への擾乱は殆んど起らないと考えられる。（ｎＸＥ
がある有限な値をもてば、電磁界理論によｐｎＸＥとい
う点源により擾乱電磁界が生起すると考えることができ
る）。このことは、当該モード波は殆んど何らの影響も
受けずにこの金属薄板１３を透過することを意味してい
る。一方、当該モード波と直交するもう一方のモード波
に対しては、第３図りの金属薄板１３の各金属片１２は
その大部分において、そのモード波の電気力線と近似的
に平行となシ、そのモード波は殆んど短絡状態となる。
力線に直交するベクトルの軌跡に近似的に一致する狭幅
の帯状金属片１２を有する金属薄板１３を第１図のよう
に円形導波管１１の伝搬方向に垂直な断面に挿入した場
合を考える。第３図りにおいて、円形ＴＥ４．モードの
電気力線と金属薄板１３の微細径の金属片１２とが近似
的に直交する場合、金属薄板１３の金属片１２の各点に
おいて、ベクトル積ｎＸ１！：（ｎは第３図りに示すよ
うに金属片１２における法線ベクトルである。）は近似
的にｎＸＥｘｏの関係が保たれ、当該モード波の管内電
磁界への擾乱は殆んど起らないと考えられる。（ｎＸＥ
がある有限な値をもてば、電磁界理論によｐｎＸＥとい
う点源により擾乱電磁界が生起すると考えることができ
る）。このことは、当該モード波は殆んど何らの影響も
受けずにこの金属薄板１３を透過することを意味してい
る。一方、当該モード波と直交するもう一方のモード波
に対しては、第３図りの金属薄板１３の各金属片１２は
その大部分において、そのモード波の電気力線と近似的
に平行となシ、そのモード波は殆んど短絡状態となる。
したがって、このモード波は、金属薄板１３により殆ん
ど完全に反射される。この金属薄板１３は基本的には上
述のような作用をするが、その金属片１２の微細径の故
にも拘らずその集束部分における金属部のサセプタンス
が無視できず、上記透過モード波に対して誘導性サセプ
タンスを呈しく第３図Ｅ参照）、これを相殺するための
容量性サセプタンス（第３図Ｆ参禰）を付加する必要が
ある。このために帯状金属片１２の一部を直線状に配し
容量性をもたせている。
ど完全に反射される。この金属薄板１３は基本的には上
述のような作用をするが、その金属片１２の微細径の故
にも拘らずその集束部分における金属部のサセプタンス
が無視できず、上記透過モード波に対して誘導性サセプ
タンスを呈しく第３図Ｅ参照）、これを相殺するための
容量性サセプタンス（第３図Ｆ参禰）を付加する必要が
ある。このために帯状金属片１２の一部を直線状に配し
容量性をもたせている。
以上のようにして得られた金属薄板１３は、たとえば、
第１図Ｂ、Ｃに示されている。この金属薄板１３の透過
および反射特性の実測例を以下に示す。内径１５．８ｍ
のＡｌ製円形導波管において、第４図Ａ、Ｂおよび第６
図Ａ、Ｂのように、円形導波管１１の伝搬軸上の一点に
０．２ｓａＩ厚の真ちゅう製金属薄板１３を伝搬軸に垂
直に挿入し、それぞれ図示のような偏波方向と金属片１
２の向きとの関係で反射損失および透過損失を実測した
。ただし、測定周波数は１１．７−１２．７ ＧＨｚの
掃引信号である。第４図Ａ、Ｂの場合（円形ＴＫ４．モ
ード波が金属薄板１３を透過する場合）、反射損失（信
号入力端（図面左側）でのリターン・ロス）の上記周波
数帯域内での最大値は一２５ｄＢで、一方、第６図Ａ、
Ｂの場合（円形ＴＥ１１モード波が金属薄板１３で反射
される場合）、透過損失（信号出力端（図面右側）へ漏
洩する割合）の上記周波数帯域内での最大値は−２２ｄ
Ｂであった。
第１図Ｂ、Ｃに示されている。この金属薄板１３の透過
および反射特性の実測例を以下に示す。内径１５．８ｍ
のＡｌ製円形導波管において、第４図Ａ、Ｂおよび第６
図Ａ、Ｂのように、円形導波管１１の伝搬軸上の一点に
０．２ｓａＩ厚の真ちゅう製金属薄板１３を伝搬軸に垂
直に挿入し、それぞれ図示のような偏波方向と金属片１
２の向きとの関係で反射損失および透過損失を実測した
。ただし、測定周波数は１１．７−１２．７ ＧＨｚの
掃引信号である。第４図Ａ、Ｂの場合（円形ＴＫ４．モ
ード波が金属薄板１３を透過する場合）、反射損失（信
号入力端（図面左側）でのリターン・ロス）の上記周波
数帯域内での最大値は一２５ｄＢで、一方、第６図Ａ、
Ｂの場合（円形ＴＥ１１モード波が金属薄板１３で反射
される場合）、透過損失（信号出力端（図面右側）へ漏
洩する割合）の上記周波数帯域内での最大値は−２２ｄ
Ｂであった。
本発明の一実施例を以下に述べる。電気力線が直交する
一対の円形ＴＥ４．モード波が伝搬する円形導波管の偏
分波器として、分波されたモード波の一方がプローブま
たはスロットで導波管外へ導出され、他方のモードが元
の円形導波管内に留まる形式と両方のモード波とも２つ
のブロードまたはスロットで別々に導波管外へ導出され
る形式があるが、本実施例では後者の形式を述べる。前
者の形式の実施例も同様に可能である。
一対の円形ＴＥ４．モード波が伝搬する円形導波管の偏
分波器として、分波されたモード波の一方がプローブま
たはスロットで導波管外へ導出され、他方のモードが元
の円形導波管内に留まる形式と両方のモード波とも２つ
のブロードまたはスロットで別々に導波管外へ導出され
る形式があるが、本実施例では後者の形式を述べる。前
者の形式の実施例も同様に可能である。
第１図Ａ、Ｂ、Ｃは本発明の一実施例を示す図で、電気
力線が直交する一対の円形ＴＥ１１モード波が円形導波
管１１内を右に向かって伝搬し、伝搬方向の点Ａおよび
ＢにおいてそれぞれＶおよびＨモード波を導波管１１外
へ導出するためのプローブ１４および１６をそれぞれＶ
およびＨモード波の電気力線に平行でかつ円形導波管１
１の直径上にその中心軸を有するように導波管１１外か
ら管壁を通して管内へ挿入しである。ただし、プローブ
１４．１５を管壁から絶縁保持するために、テフロンの
ような誘電体１６．１７でプローブ１４．１５の金属棒
の周囲を囲んである。さらに、上記のプローブ１４およ
び１６よりそれぞれ伝搬正方向に４分の１管内波長にほ
ぼ等しい距離だけ進んだ所で円形導波管１１の中心軸に
垂直な面内にそれぞれ前述の金属薄板１３ａおよび１３
ｂを配している。
力線が直交する一対の円形ＴＥ１１モード波が円形導波
管１１内を右に向かって伝搬し、伝搬方向の点Ａおよび
ＢにおいてそれぞれＶおよびＨモード波を導波管１１外
へ導出するためのプローブ１４および１６をそれぞれＶ
およびＨモード波の電気力線に平行でかつ円形導波管１
１の直径上にその中心軸を有するように導波管１１外か
ら管壁を通して管内へ挿入しである。ただし、プローブ
１４．１５を管壁から絶縁保持するために、テフロンの
ような誘電体１６．１７でプローブ１４．１５の金属棒
の周囲を囲んである。さらに、上記のプローブ１４およ
び１６よりそれぞれ伝搬正方向に４分の１管内波長にほ
ぼ等しい距離だけ進んだ所で円形導波管１１の中心軸に
垂直な面内にそれぞれ前述の金属薄板１３ａおよび１３
ｂを配している。
このような構成にすれば、前述の金属薄板１３．ａ。
１３ｂの作用とプローブ１４．１５の働きにより、プロ
ーブ１４からはＨ波が分波出力され、プローブ１６から
はＶ波が分波出力される。なお、プローブ１４．１５お
よび誘電体１６．１７の太さ。
ーブ１４からはＨ波が分波出力され、プローブ１６から
はＶ波が分波出力される。なお、プローブ１４．１５お
よび誘電体１６．１７の太さ。
形状、管内への挿入長およびプローブ１４．１５と金属
薄板１３１１，１３ｂとの距離の最適値は、各モード波
に対してのインピーダンス整合がとれるように、すなわ
ち、円形導波管入力すなわち図の左側から右方を見た定
在波比が最小となるように定められる。ただし、プロー
ブ１４．１５の出力端は、整合負荷たとえば６０オーム
で終端されているものとする。
薄板１３１１，１３ｂとの距離の最適値は、各モード波
に対してのインピーダンス整合がとれるように、すなわ
ち、円形導波管入力すなわち図の左側から右方を見た定
在波比が最小となるように定められる。ただし、プロー
ブ１４．１５の出力端は、整合負荷たとえば６０オーム
で終端されているものとする。
発明の効果
このように、本発明によれば、円形導波管の伝搬方向の
長さ寸法を極めて小さくでき、かつ広帯域の周波数に亘
ってインピーダンス整合の良好な円形ＴＥ１１モード偏
分波器が製作可能になる。なお、本発明の金属薄板は、
前述のような微細径の帯状金属片の集合体であるが、フ
ォト・エツチング加工等により高精度に大量に製作でき
る利点もあり、工業的価値大なるものがある。
長さ寸法を極めて小さくでき、かつ広帯域の周波数に亘
ってインピーダンス整合の良好な円形ＴＥ１１モード偏
分波器が製作可能になる。なお、本発明の金属薄板は、
前述のような微細径の帯状金属片の集合体であるが、フ
ォト・エツチング加工等により高精度に大量に製作でき
る利点もあり、工業的価値大なるものがある。
第１図Ａ、Ｂ、Ｃは本発明の一実施例における円形ＴＥ
１．モード偏分波器の一部側断面図、Ｙ−Ｙ′断面図、
Ｘ−Ｘ／断面図、第２図Ａ、Ｂは円形導波管の側面図、
正面図、第３図Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ。 Ｅ、Ｆおよび第４図Ａ、、Ｂ、第６図Ａ、Ｂは本発明に
おける金属薄板の構造およびその作用効果を説明するた
めの図、第６図Ａ、Ｂおよび第７図Ａ。 Ｂはおのおの従来例における偏分波器の一部側断面図、
正面図、第８図は第７図の偏分波器の作用を説明するた
めの特性図、第９図Ａ、Ｂはスロットを有する従来の他
の偏分波器の一部側断面図。 正面図である。 １１・・・・・・円形導波管１１２・・・・・・金属片
１１３・・・・・・金属薄板。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 （Ａ） （δ） （ｃλ 第２図 （Ａン （β］第
３図 ＜Ａ） （す 第３図 （Ｄ） （Ｅ） ＣＦ） 第４図 （ＡＩ （Ｂンｊ ｆｉ時 第５図 （Ａ） （ｓ） １ｃ′＋＋ 塚 塚 第８図
１．モード偏分波器の一部側断面図、Ｙ−Ｙ′断面図、
Ｘ−Ｘ／断面図、第２図Ａ、Ｂは円形導波管の側面図、
正面図、第３図Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ。 Ｅ、Ｆおよび第４図Ａ、、Ｂ、第６図Ａ、Ｂは本発明に
おける金属薄板の構造およびその作用効果を説明するた
めの図、第６図Ａ、Ｂおよび第７図Ａ。 Ｂはおのおの従来例における偏分波器の一部側断面図、
正面図、第８図は第７図の偏分波器の作用を説明するた
めの特性図、第９図Ａ、Ｂはスロットを有する従来の他
の偏分波器の一部側断面図。 正面図である。 １１・・・・・・円形導波管１１２・・・・・・金属片
１１３・・・・・・金属薄板。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 （Ａ） （δ） （ｃλ 第２図 （Ａン （β］第
３図 ＜Ａ） （す 第３図 （Ｄ） （Ｅ） ＣＦ） 第４図 （ＡＩ （Ｂンｊ ｆｉ時 第５図 （Ａ） （ｓ） １ｃ′＋＋ 塚 塚 第８図
Claims (3)
- （１）電気力線が直交する１対の円形ＴＥ＿１＿１モー
ドが伝搬する円形導波管に、少なくとも一方のＴＥ＿１
＿１モードの電気力線に平行な直径上の管壁に位置する
プローブもしくはその電気力線に垂直な直径上の管壁に
位置し伝搬方向にその長手方向が平行なスロットを設け
、かつ、上記プローブあるいはスロットから伝搬正方向
に一定の距離を隔てかつ伝搬方向に垂直な面内に位置し
て上記ＴＥ＿１＿１モードに対して短絡作用をし他方の
ＴＥ＿１＿１モードに対しては透過作用を有する金属薄
板を設けた偏分波器。 - （２）金属薄板は、プローブまたはスロットにより管外
へ導出しようとするＴＥ＿１＿１モードでない方のモー
ドの電気力線に直交するかあるいは近似的に直交する複
数の狭幅な帯状金属片から構成された特許請求の範囲第
１項記載の偏分波器。 - （３）円形導波管の管壁近傍で帯状金属片は集束し、こ
の集束する２つの部分が、金属薄板が透過するモードに
対して呈する誘導性成分を相殺するために、一部の帯状
金属片を直線状に配し容量性をもつようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第２項記載の偏分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4718585A JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4718585A JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61206301A true JPS61206301A (ja) | 1986-09-12 |
| JPH0325081B2 JPH0325081B2 (ja) | 1991-04-05 |
Family
ID=12768037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4718585A Granted JPS61206301A (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | 偏分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61206301A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6399602A (ja) * | 1986-10-16 | 1988-04-30 | Yuniden Kk | 直交偏波用合波または分波器 |
| US5440279A (en) * | 1992-11-24 | 1995-08-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electromagnetic radiation converter |
| JPWO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 |
-
1985
- 1985-03-08 JP JP4718585A patent/JPS61206301A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6399602A (ja) * | 1986-10-16 | 1988-04-30 | Yuniden Kk | 直交偏波用合波または分波器 |
| US5440279A (en) * | 1992-11-24 | 1995-08-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electromagnetic radiation converter |
| JPWO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | ||
| WO2022038725A1 (ja) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | 三菱電機株式会社 | 導波管モード測定装置、導波管モード測定方法、導波管システム及び導波管装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0325081B2 (ja) | 1991-04-05 |
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