JPS61184474A - 超音波送信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、超音波流量計、超音波レベル計、超音波距離
計等の超音波計測機器における超音波送信回路に関し、
特に、ドライブ回路を備えて、パルスからなるドライブ
波形を形成し、プローブを励振する超音波送信回路に関
する。

［従来の技術］ 従来、この種の超音波送信回路としては、第８図および
第９図に示すものがある。

第８図に示す回路は、インパルスのドライブ回路であっ
て、抵抗Ｒ１，コンデンサＣ１およびスイッチＳＷＩを
有して構成される。この回路は、スイッチＳ誓１の開閉
に伴なうコデンサＣ１の充放電により、インパルスを形
成し、プローブＰを励振する。

第９図に示す回路は、最適の感度を得るようにパルス幅
を設定するドライブ回路を備えて構成される。同図に示
すドライブ回路は、第１０図に示すように、パルス幅を
可変設定することができる。

［発明が解決しようとする問題点］ この種の超音波計測器では、送信受信間隔Ｔｏを、第１
１Ａ図に示すゼロクロス方式で測定する。この方式では
、送信Ｔからゼロクロス点までの間隔Ｔｏを測定する。

この場合、受信波を、外乱によって乱されず、安定に受
信できることが、送信、受信の間隔時間について、誤差
を減少させ、安定な測定を可能とする基本である。

このため、ゼロクロス方式では、受信波の立上り比Ｚ＝
Ｖ２／Ｖｌを大きくすることが必要である。

この受信波の立上り比Ｚは、第１ＩＡ図のＡ矢視部拡大
図である第１１Ｂ図に示すように、立上り波形の振幅電
圧Ｖｌと、セレクトレベルに最初に達した波形の振幅電
圧ｖ２の比である。受信波の立上り比を大きくすれば、
外乱（気泡、ノイズ等）による影響も少なく、安定な測
定が行なえる。

しかし、従来の方式では、第８図に示したものは、単に
、プローブにインパルスを印加するものであり、また、
：５９図に示したものは、単に、感度アー２ブを考慮し
たパルス幅列を形成するものであって、受信波の立上り
比を改善することは全く考慮していない。そのため、従
来方式の送信回路では、外乱の影響が大きく、安定な測
定を行ない難いという問題があった。

本発明は、このような問題点を解決するべくなされたも
ので、受信波の立上り比を大きくして１外乱による影響
が少なく、安定な測定が行なえる超音波送信回路を提供
することを目的とする。

Ｕ問題点を解決するための手段］ 本発明は、ドライブ回路を備えて、パルスからなるドラ
イブ波形を形成し、プローブを励振する形式の超音波送
信回路に適用される。本発明の問題点解決手段は、第１
図に示すように、（ａ）所定間隔の送信タイミングで、
パルス幅およびパルス数を設定する制御回路２と。

（ｂ）コンプリメンタリ回路構成として、正負両極性の
振幅を有するパルスからなるドライブ波形を形成するド
ライブ回路３、 とを有することを特徴とする。

上記構成において、ドライブ回路３は、例えば。

Ｎチャネル電界効果トランジスタ３ａと、Ｐチャネ゛　
ルミ界効果トランジスタ３ｂとを相補的に接続してコン
プリメンタリ回路構成とする。このドライブ回路は、電
界効果トランジスタに限らず、バイポーラトランジスタ
によりコンプリメンタリ構成としてもよい。

［作用］ 上記のような構成において、制御回路２は、一定の間隔
で送られる送信タイミングに合せて、予め設定したパル
ス幅およびパルス数の制御パルスを出力する。

ドライブ回路３は、この制御パルスの立上りおよび立下
りに応じて、例えば、上記Ｎチャネル電界効果トランジ
スタ３ａと、Ｐチャネル電界効果トランジスタ３ｂとが
交互にオンオフ作動し、それぞれ十のパルスと、−のパ
ルスを形成すると共に、それらのパルスを合成して出力
する。

従って、本発明の送信回路は、一定間隔の送信タイミン
グに合せて、正負両極の振幅を有するパルスからなるド
ライブ波形（第２図参照）を出力する。

［実施例］ 本発明の実施例について図面を参照して説明する。

〈実施例の構成〉 第３図に示すように１本実施例の超音波送信回路は、制
御回路２と、ドライブ回路３とからなり。

切換回路４を介してプローブＰに接続されている。

この切換回路４には、受信回路５が、上記ドライブ回路
３と共に接続され、プローブＰに選択的に接続される。

次に、本実施例の送信回路の具体例について、第４図を
参照して説明する。

同図に示す送信回路は、制御回路６と、ドライブ回路７
とから構成される。

制御回路Ｂは、同期して出力される２種類の制４Ｂ　パ
ルスＩ、ＴＩを出力する。制御パルスをＩ、［１の２種
類としたのは、これらのパルス幅を適宜設定することに
より、ドライブ波形を任意の形状に設定できるようにし
たためである。従って、ドライブ波形を一定の形状に固
定するならば、制御パルスは１種類であってもよい。

ドライブ回路７は、正側と負側とがほぼ対称的なコンプ
リメンタリ回路として形成されている。

ドライブ回路７の正側は、ＰＮＰ　）ランジスタＱｌ、
ＮＰＮ　トランジスタＱ２、Ｐチャネル電界効果トラン
ジスタ（以下Ｐ−ＦＥＴと略記する。）Ｑ３およびＮチ
ャネル電界効果トランジスタ（以下Ｎ−ＦＥＴと略記す
る。）　Ｑ７を有して構成される。一方、負側は、ＮＰ
Ｎ　）ランジスタＱ４、ＰＮＰ　）ランジスタＱ５．　
　Ｎ−ＦＥＴＱ８およびＰ−ＦＥＴＱ８を有して構成さ
れる。

同図において、Ｒ２〜ＲＩＢは、抵抗であり、０２〜Ｃ
５はコンデンサである。コンデンサＣ２およびＣ３は、
スピードアップコンデンサであって、制御パルスの波形
をシャープにする。また、抵抗Ｒ１４およびＲ１５は、
出力が短絡した場合に、Ｎ−ＦＥＴＱ７とＰ−ＦＥＴＱ
８の焼損を防止する保護抵抗である。

なお、本実施例では、出力インピーダンス低減のため、
Ｎ−ＦＥＴＱ７とＰ−ＦＥＴＱ８とからなる回路を設け
であるが、ドライブ波形は、Ｐ−ＦＥＴＱ３とＮ−ＦＥ
ＴＱ８の合成出力において形成されている。従って、こ
れらのＮ−ＦＥＴＱ？とＰ−ＦＥＴＱ８とからなる回路
は省略してもよい。

〈実施例の作用〉 上記のように構成される本実施例の作用について説明す
る。

制御回路８からＴＴＬレベルで２種類の制御パルス■、
■が出力される。これらのパルスＩ、Ｉｌは。

前者の立上りに同期して後者が立上るように設定されて
いる。

先ず、正側では、上記制御パルスＩがハイレベルからロ
ウレベルになると、トランジスタＱ１、Ｑ２がオンする
。これに伴なって、Ｐ＝ＦＥＴＱ３がオンする。この時
、トランジスタＱ４、Ｑ５およびＮ　−ＦＥＴＱ６は、
カットオフの状態にある。

また、上記Ｐ−ＦＥＴＱ３がオンすることにより、Ｎ−
ＦＥＴＱ７がオンし、＋側の出力が現われる。

この時、Ｐ−ＦＥＴＱ８は、オフである。

一方、制御回路６から出力される制御パルスＩが立上る
と共に、パルス■がロウレベルからハイレベルに立上る
と、トランジスタＱ４、Ｑ５およびＮ−ＦＥＴＱ８がオ
ンすることになる。この時、トランジスタＱ１、Ｑ２お
よびＰ−ＦＥＴＱ３がオフとなる。

また、最終出力段では、Ｎ−ＦＥＴＱ８がオンすること
により、Ｐ−ＦＥＴＱ８がオンし、−側の出力が現われ
る。この時、Ｎ−ＦＥＴＱ７はオフである。

従って、最終出力として、抵抗ＲＩＢには、＋側と一側
とが合さった波形が出力される。なお、本実施例では、
ｖＤｏ＝ｖＥＥとして、出力波形の正負の振幅を等しく
しである。

次に、上記のように形成されるドライブ波形が、受信波
に対しどのような影響を与えるかにつき、シミュレーシ
ョンを行なった結果について説明する。

第５図に、従来方式と、本実施例のバイポーラ方式とに
よるドライブ波形と受信波形のシミュレータ１ン結果を
示す。同図では、ドライブ波形の持つ高調波成分群が、
音場（鉄管、水等の媒体）を通過して、プローブに受信
されるまでを、一つのフィルタと考えてシミュレーショ
ンを行なっている。

同図から明らかなように、従来方式では、広帯域プロー
ブの場合、立上り比が若干改善されるが。

汎用プローブを使用した場合、立上り比が悪く、また、
波数も増加している。一方、本実施例のバイポーラ方式
は、プローブの帯域特性によらず、受信波の立上り比が
大きいが、特に、広帯域プローブを使用した峰には、立
上り比が顕著に改善される。

〈実施例の変形〉 上記実施例では、正負の振幅を対称的に設定しであるが
、正負の一方の振幅が大きい正負非対称に設定すること
もできる。

正負の一方の振幅を大きくするには、上記第４図のドラ
イブ回路にあっては、Ｖ　ｏｎ　＞　Ｖ　ＥＥまたはＶ
　ＤＯ＜　Ｖ工とする。これは、上記ドライブ回路の＋
側と一側の回路構成が完全に分離しているので、互いに
反対側の影響を受けないためである。

このような構成によれば、上記第４図に示す実施例の場
合よりも、さらに立上り比が改善される。

次に、上記実施例および変形例では、ドライブ波形は、
１回の放射の開始から終了までの間、振幅が一定である
が、これを徐々に上昇させる構成とすることもできる。

第６図は、このために使用する電源電圧制御回路の一例
を示す。同図に示す回路は、トリガ入力に応じて、正負
−組の鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器８と、該鋸歯
状波を増幅して電源出力とする正側と負側の増幅回路９
ａ、　９ｂとにより構成される。

正側の増幅回路８ａは、抵抗Ｒ１？およびＲ１９と、Ｎ
ＰＮ　トランジスタＱ８と、コンデンサＣＢとを有して
構成される。負側の増幅回路８ｂは、抵抗Ｒ１８および
Ｒ２０と、ＰＮＰ　）ランジスタＱＩＯと、コンデンサ
Ｃ７とを有して構成される。

上記電源電圧制御回路は、送信タイミングより若干前に
送出されるトリガに応答して、正負−組の鋸歯状波を鋸
歯状波発生器８から出力する。この鋸歯状波は、トラン
ジスタＱ９、Ｑ１０ノベースに供給され、これらのトラ
ンジスタＱ８、ＱＩＯで増幅される。増幅された鋸歯状
波は、それぞれ、正負の電源となって、上記第４図に示
す回路構成のドライブ回路の電源■ＤＤおよびＶ工を徐
々に上昇させる。

この結果、ドライブ電圧が第７Ａ図に示すように、１回
に放射される波束の最初から終りまで徐々に上昇するこ
とになる。これに伴なって、受信波は、第７Ｂ図に示す
ようになり、立上り比がより改善されると共に、感度も
向上している。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明は、ドライブ波形を正負両極
性のパルスとする構成として、受信波の立上り比を大き
くでき、外乱による影響が少なく、安定な測定が行なえ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の超音波送信回路の構成を示すブロック
図、第２図は本発明の超音波送信回路によるドライブ波
形を示す波形図、第３図は本発明超音波送信回路の実施
例を示すブロック図、第４図は上記実施例をさらに具体
化したものを示す回路図、第５図は上記実施例の作用を
説明するための表、第６図は上記実施例の変形例を構成
するための電源電圧制御回路の一例を示す回路図、第７
Ａ図は上記電源電圧制御回路を使用してドライブ波形を
徐々に上昇した状態を示す波形図、第７Ｂ図はそのドラ
イブ波形を受信した場合の受信波を示す波形図、第８図
および第９図は各々従来の超音波送信回路を示す回路図
、第１Ｏ図は上記第９図に示す従来の超音波送信回路の
ドライブ波形を示す波形図、第１１Ａ図は送信波と受信
波との関係を示す波形図、第１ＩＢ図は上記第１１Ａ図
のＡ矢視部拡大図である。 １　、、３　、　？・・・ドライブ回路２．８・・・制
御回路 ３ａ・・・Ｎチャネル電界効果トランジスタ３ｂ・・・
Ｐチャネル電界効果トランジスタＱｌ、　Ｑ２、Ｑ４、
Ｑ５．　Ｑ９．　ＱＩＯ・・・トランジスタＱ３．　Ｑ
８・・・Ｐチャネル電界効果トランジス、りＱ８、Ｑ７
・・・Ｎチャネル電界効果トランジスタＲ１〜Ｒ２０・
・・抵抗 ０１〜Ｃ７・・・コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）ドライブ回路を備えて、パルスからなるドライブ
   波形を形成し、プローブを励振する超音波送信回路にお
   いて、 所定間隔の送信タイミングで、パルス幅およびパルス数
   を設定する制御回路と、 コンプリメンタリ回路構成として、正負両極性の振幅を
   有するパルスからなるドライブ波形を形成するドライブ
   回路とを有することを特徴とする超音波送信回路。
2. （２）上記ドライブ回路において、正負の電源電圧を非
   対称に設定して、正負の振幅が非対称のパルスからなる
   ドライブ波形を形成する構成とした特許請求の範囲第１
   項記載の超音波送信回路。
3. （３）上記ドライブ回路に、その正負の電源電圧を、１
   回のパルス送信の際に、その送信開始から送信終了まで
   の間、徐々に上昇させる電源電圧制御回路を設け、ドラ
   イブ波形の振幅を徐々に高くする構成とした特許請求の
   範囲第１項または第２項記載の超音波送信回路。