JPS6116031B2

JPS6116031B2 -

Info

Publication number: JPS6116031B2
Application number: JP54037932A
Authority: JP
Inventors: Yasuto Takeuchi
Original assignee: Yokogawa Hokushin Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1979-03-29
Filing date: 1979-03-29
Publication date: 1986-04-26
Also published as: JPS55129775A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、アレイ・トランスデユーサを用いて
移相法により音線の方向（方位角）を設定する
（ビーム・ステアリング）ところの、フエイズ
ド・アレイ・ソーナの改良に関するものである。

海中の土木工事などのための可視化手段とし
て、または、心臓などの体内臓器の検査のための
医用超音波装置として、セクタ・スキヤン方式の
実時間ソーナがある。これらのセクタ・スキヤン
実時間ソーナにおいては、その指向性（方位角）
の設定は、アレイ・トランスデユーサを用い、移
相法、すなわち、アレイの各エレメントにそれぞ
れ異る遅延時間を付与することにより、送りまた
は受けされる超音波の波面を合成することによ
り、これを実行している。この指向性合成の手続
きは、送受どちらかのみ、もしくはそれらの双方
において行われる。望ましくは、鋭い総合指向性
による高い分解能を得るために、送受両時点で指
向性合成が行われることが好ましい。

送波指向性の合成に関しては、アレイの各エレ
メントを付勢するパルスの時間関係をしかるべく
設定しまた制御することにより行われるが、これ
は、該パルス群が２値信号と考えてよいことか
ら、デイジタル的にもアナログ的にも、比較的単
純な技法と装置とにより実施され得る。しかる
に、受波指向性の合成は、アレイの各エレメント
に入感する反射波信号が微弱なアナログ信号であ
り、本質的にアナログ的な信号取扱いを、良好な
ノイズフイギユアのもとで実行せればならないこ
とから、前記送波指向性の合成より格段に困難
で、大掛りなものとなる。

従来の公知かつ汎用されている技法は、一群の
タツプ付デイレイ・ラインを用い、アレイの各エ
レメントからの信号を、直接、あるいは、ノイ
ズ・フイギユアの悪化防止を主な目的とするプリ
アンプを介して、これら各デイレイ・ラインに入
力し、一群のアナログ・スイツチにより、その都
度異るタツプの組合わせを用いて、所望の方位角
の音線上から帰投する反射波信号を合成すること
である。このような基本的な技法をふまえて、デ
イレイ・ラインとアナログ・スイツチの所要量を
逓減するための諸々の工夫がなされている。例え
ば、アレイの各エレメントに実際に可変デイレ
イ・ラインを接続してこれを制御するところの、
同じ原理に基づくフエイズド・アレイ・レーダに
おける、電磁石とフエライト片入り導波管の組合
わせなどによる量子化された可変移相量手段をそ
の都度プログラムして用いる、デイジタル的な手
続きと類似なものに始まり、一種のトランスバー
サル構造を成す単一のデイレイ・ラインを、信号
を割り込ませる位置を設定替えしつつ使用する方
式もある。

しかるに、これらのデイレイ・ライン（多くは
LC集中定数近似のもの）およびアナログ・スイ
ツチ（CMOSのトランスミツシヨン・ゲートな
ど）を実体として多数実装することは、物理的寸
法の点からも費用の点からも、決して好ましいこ
とではない。それ故に、CCD素子（もしくは信
号周波数が許容するならBBD素子）による集積
化された、「電信方程式的」でない、すなわち、
クロツクによりその転送動作が律調されるサンプ
ル・ホールド回路のカスケード接続たるアナロ
グ・シフト・レジスタを用い、駆動するクロツク
の周波数をかえて遅延時間を調節する方式も試み
られている。しかしながら、このような方式によ
ると、信号通路は簡素化されるが、エレメントの
数だけのVCO（可変周波数発振器）とそれらの
制御電圧をプログラムする手段とが必要である。

本発明の目的は、これら従来の手法における難
点を解決した新規な受波指向性合成手段を備えた
フエイズド・アレイ・ソーナを実現することにあ
る。

本発明は、CCD素子（BBD素子で代用し得る
こともある）の信号保持機能を応用し、一旦定速
にて取込んだ一群の反射波信号を、読出しの時点
で、その都度異る而して所望の方位角に応じてプ
ログラムされたタイミングにより読出し、加算合
成その他の信号合成の用に供するものである。す
なわち、本発明においては、アレイの各エレメン
トに入感する反射波信号を、好ましくはTGCを
施され得るバツフア・アンプを介して、その各送
受シーケンスの全長にわたり、まず各々のCCD
素子に定率のクロツクに基ずいて取込む。その後
クロツクは短時間停波され、この短時間の間に、
各CCDに取込まれた反射波信号の時間軸にスキ
ユー（ひねり）を施すための、各CCDごに異な
る数の一群のシフト用パルス（スキユー・パル
ス）が与えられる。かくしてスキユーを生じた
CCD群上の反射波信号のイメージは、再び先と
同じもしくは異なる定率のクロツクにより出力端
子に向け並進され送出される。

スキユー・パルス・セツトを発生せしめ、また
は予め定められたようにこれを変化させて方位角
を振る（セクタ・スキヤンを行う）ための論理回
路は、例えばROM（リード・オンリー・メモ
リ）とアドレス・カウンタを主として構成され
る、比較的簡単なデイジタル回路により実現で
き、VCOやアナログ・スイツチ等の一群を必要
としたりはしない。

上記取込みのときの定率クロツクと、読出しの
ときの定率クロツクとを、それぞれ異なる周波数
のものとすれば、反射波信号の速度変換が行わ
れ、異なる超音波周波数におけるソーナが、もし
くは、異なる走査周波数の送受信系ないしデイス
プレイが、共通に結合され使用され得る。また、
スキユー・パルスの供給は、上記の如く取込みと
読出しの間の予定された時間帯のみにおいて行う
ものとせず、取込みあるいは読出しの実行中にも
クロツク・パルスを追加あるいは間引きしつつ行
うならば、受波指向性の方位角ないしはアレイの
成す集束点の移動が受信中に可能となり、いわゆ
るダイナミツク・フオーカシングが実行され得
る。

以下、図面を参照しつつ、本発明の典形的な実
施例である、基本パラメータが、公称中心周波数
2.5MHz、探査深度約20cm、PRF（送受繰返し周
波数）約3kHzの、心臓の検査を主目的としたセ
クタ・スキヤン医用超音波イメージング装置につ
いて説明する。第１図は、本装置の全体のブロツ
ク図である。第１図において、１０はアレイ・ト
ランスデユーサで、たとえば、32個程度のたんざ
く形の圧電セラミツク素子を平面上に等間隔（例
えば0.5mm）に有する、送受波面の寸法が10x16mm
程度のものである。各エレメントは2.5MHzを中
心周波数となす厚み（例えば0.8〜0.9mm）を有し
ているが、素子の断面が平板からかけはなれてい
るため、あまり鋭い共振特性は呈さない。アレイ
全体は公知の方法により組立てられ、適度のバツ
キングおよび送受波面におけるインピーダンス・
マツチングが施された状態にて探触子ケースに収
容される。而してこのアレイ・トランスデユーサ
自体はこの用途に公知のものであり、別段の特徴
点は有さない。１１は、このアレイ・トランスデ
ユーサを装置本体に結合する一群の同軸ケーブル
である。１２は、送波指向性合成機能をも含むと
ころの送波パルス群供給源であるが、これは、実
施上不可欠な要素ではあるが、本発明の対象外
の、而して公知のものである。すなわち、一例と
して、無限遠点にピントの合つた、各エレメント
間に均一な時間差を有する（リニアなスキユーを
有する）一群のインパルスを、必要程度の振幅
（数＋Ｖ〜100V程度）および公称中心周波数
（2.5MHz）の前後を充分に広帯域にカバーする如
きスペクトラムを有する鋭さで提供し得るものな
ら、目的にかなつている。

１３は、反射波信号を受け入れるバツフア・ア
ンプの一群で、アレイ・トランスデユーサ１０の
エレメントの数だけ用意され、それらに一対一で
対応する如く結合される。必要ならば過大入力に
対する保護回路が併用され、送波パルスによつて
これらバツフア・アンプが破壊されることを防止
する。このようなバツフア・アンプとトランンス
デユーサとの結合方法は公知のもので、またこれ
らバツフア・アンプ自体も特別なものではない。
これらバツフア・アンプの主目的は、前述の如
く、ノイズフイギユアの悪化防止にあり、またこ
の例においては、さらにTGC（タイム・ゲイ
ン・コントロール近くの強いエコーはゲインを下
げ、遠方の弱いエコーはゲインを上げて受信する
ための制御）をここで行つている。また、場合に
よつては、エコー自身の局所レベルに応じてゲイ
ンを変化させること、すなわちAGCを行つても
よい。このようなTGCないしAGCの機能を有す
るバツフア・アンプを、トランスデユーサと後続
の回路との間に挿入することは、後続の回路のダ
イナミツク・レンジがそれほど大きくないときは
非常に好ましいことではあるが、ここにバツフ
ア・アンプがあるか否か、またTGCないしAGC
の機能ががあるか否かは、とくに本発明の主旨に
は本質的な関係は有さない。

１４はアレイ・トランスデユーサ１０のエレメ
ントの数だけ用意されるCCDデイレー・ライン
の一群である。これらCCDは各エレメントから
得られる反射波信号の「全長」を一時的ながらた
くわえる能力を有するものである。すなわち、探
査深度を20cm程度までとすると、その最遠方から
の反射波は（生体は水と略等しい音速をを有する
から）約260μsecほどかかつて帰投する。その間
反射波の振幅も位相も保存するためには、90゜ご
とに公称中心周波数の４倍のサンプリング・レー
トにて信号を標本化せねばならない。それ故に、
この場合、クロツクとして10MHzを用い、個々の
CCDの「長さ」は約2500語（サンプル数）を必
要とする。しかし、反射波信号の全長を取扱うこ
とをしなければ、すなわちエコグラムの可視範囲
を多少せまめに取るならば、もう少し小規模な
CCD素子でもよい。また、CCDに入力する前に
効果的に信号の最高周波数を制限するならば、さ
らに低いクロツク・レートにより信号を取扱うこ
とができ、この方針によつてもCCD素子の「長
さ」の節約を計ることができる。公称周波数を
2.5MHzとしても、反射波信号の占有する比帯域
幅は極端に大きくはなく、たとえばＢ／2fo〓0.3
〜0.5といつた程度のことが多い。これは、すで
にトランスデユーサの段階でその共振特性のため
制限されているからであり、それ故に、高域を
3.5〜4MHzあたりでカツトしても、大局的に変化
は微少である。

これら一群のCCDデイレイ・ライン素子（集
積回路）は、そのクロツクを各々独立に、クロツ
ク・スイツチ群１８を介して、ある場合はクロツ
ク発生器２１から直接、また別の場合には追加パ
ルス発生器１９からの予定された数の独立したパ
ルスを、各々受入れ、そのサンプル値を転送す
る。この追加パルスの挿入によるスキユーの発生
手続きについては、後に詳述する。スキユーを与
えられたCCD上の反射波信号群のイメージは、
読出し行程において加算増幅器１５により統合さ
れ、位相合成の原理に従つて定義された所望の方
位角の反射波信号に合成される。この信号は検波
器１６（ビデオ検波器、もしくは場合によつては
一対のコヒーレント検波器と自乗し平均を求め開
平する回路、もしくはその代用近似回路）によつ
て、反射波強度を意味するビデオ信号とされ、ビ
デオ増幅器１７で増幅されたのち、つづく図示せ
ぬデイスプレイ装置へ供給される。もしMTIシ
ステムやレンジ・ゲートによるパルス・ドブラシ
ステムを併設する必要上、反射波の位相情報をも
必要とするなら、合成された反射波すなわち加算
増幅器１５の出力、もしくは前記一対のコヒーレ
ント検波器の検波出力が利用され得ることは、一
般のパルス・エコー・システムの場合と全く同様
である。

全体のタイミングを制御するために、タイミン
グ制御論理回路（コントローラ）２０が設けら
れ、必要な制御が行われる。前記ビデオ信号を表
示する上で必要なフイールドおよび走査線を定義
する同期信号も、このタイミング制御論理回路２
０から提供される。

これらのタイミング関係およびそれに従つて
CCD１４上の反射波信号のイメージにスキユー
が生じるようすを示したのが第２図である。すな
わち、原クロツクから分周して得られる、送受シ
ーケンスおよび走査線の同期信号となるパルスｘ
が全体のタイミングの原点となり、これに基づ
き、送波イネーブルａ、クロツク・スイツチ制御
ｂ、受信イネーブルｃの各信号が作成される。送
信イネーブル信号ａはローレベル・アクテイブで
ある。而して、送波パルスはｄに代表されるが、
実際には送波パルス群供給源１２により送波指向
性を合成する如くスキユーが付与されて、一群の
パルスd¹となり、アレイ・トランスデユーサ１０
に供給される。

これら送波パルスに呼応して帰投する反射波信
号はｅの如く模式的に示され、これは各エレメン
ト毎にかなり似てはいるが細部が異なる。たとえ
ば、少し斜の方角にある強い点状反射源からのエ
コーは、Ta₁と図示する如く、一端のエレメント
と他端のエレメントでは出現時刻が異なり、図示
せぬ中間の各エレメントでは、少しずつ順にずれ
た時刻において出現する。

規定の、もしくは取扱うことに決めた探査深度
に相当する時間幅Trpの間、これらの反射波信号
は一群として並進的にCCDに取込まれる。その
後一瞬TskwだけCCDのクロツク入力は、クロツ
ク・スイツチ群１８により、定率クロツク源２１
から切離される。このTskwは、一例として数μ
ｓ〜＋数μｓ程度の短い時間であり、この程度な
らば、クロツクが全く停止してもCCD内のアナ
ログ・データはほとんど損失なしに停留する。而
してこの間、クロツク・スイツチ群１８が切換え
られた結果、CCDのクロツク入力には追加パル
ス発生器１９が接続され、各CCDには各々異な
る数のパルスが与えられる。すなわち、クロツク
を余分に送り込まれたCCDほど、そのクロツク
数に比例しただけデータ・イメージの時間軸が進
むから、指向性の合成に必要なエレメント間時間
差分布を、このようようにして追加的に送り込む
クロツク・パルスの数の分布により規定し得る。
一例として、図示ｆの如く直線的なスキユーを与
えるためには、各エレメントのクロツク追加数が
一様に単調に変化するような与えかたをすればよ
い。一様でない。たとえば２次曲線状の分布
は、、それに対応した音線上のある点に焦点を作
るような信号処理をもたらすであろう。また、も
ちろん、すべてのCCDに同一数の追加クロツク
を与えれば、アレイ正面に向けて無限遠点にピン
トの合つた音線が設定され、平板状振動子と等価
になる。

かくして、スキユーが付与され、データ・イメ
ージとしては図示のｇの如く「かしいだ」（従つ
て時間軸上の両端部において少しデータが失われ
る）状態になつた反射波信号群は、逆に、ある方
位角の成分、図中に例示するTa₁の相対時刻は、
すべてのデータ・ストリング上で出現時刻がそろ
い、従つてこれらデータ・ストリングの成すイメ
ージｇを、クロツク・スイツチ群１８の切換えに
より、再び定率のクロツクで一斉に送つて「吐き
出させ」るならば、図示のｈの如く、合成結果に
おいて、前記点状反射源からの強い信号Ta₁にい
つそう強められ、また、各エレメントの与えた反
射信号のデータ・ストリング上ではつまびらかで
なかつた弱い信号Ta₂も顕在化せしめることがで
きる。

ここで、上記の操作において、反射波信号を
CCDに取込むときのクロツク周波数φ_１は、エ
レメントの公称中心周波数に対して大局的にナイ
キスト的矛盾を生じない程度ほ周波数である必要
があるが、一旦CCD群上にアナログ値としてデ
ータ・ストリングのイメージが出来上つてしまつ
たあとでは、CCD自体ないし後続の回路が許容
する範囲ならば、いかなる周波数のクロツクφ_３
によつて読出し（吐き出し）を行つてもよい。あ
るいは読出し時は定率のクロツクである必要すら
ない。このことから、この段階において、反射波
信号の時間軸圧縮ないし逆に伸長が可能である。
このことは、異なる中心周波数ないし探査深度の
フエイズド・アレイ・ソーナ送受信系（バツフ
ア・アンプまで含む）を、CCD入力端子群の段
階で、ただ取込みクロツクの周波数と必要なタイ
ミングを修正するのみで共用することができるこ
とを意味する。また、デイスプレイ装置の立場か
らは、その表示方式や仕様に合わせて、上記読出
しクロツクの周波数を決定することができるので
好都合である。さらに、合成された反射波信号
（加算増幅器１５の出力）を直接Ａ／Ｄ変換し
て、デイジタル計算機に読込ませたいときは、割
込みを使用するときなどのように、一義的な定率
のクロツクによる読込みを行い難いときにも、読
出しクロツクを、このデイジタル計算機から送る
ようにすれば、データの欠損を生じるおそれがな
い。

ところで、上記の如く、CCDにおけるデータ
の取込みと、時間軸の修正（スキユー）と、読出
しを順次独立に行うことは、送波パルス間隔相当
の時間をすべては有効に反射波の受け入れに利用
することができず、必ず損失が生じ、もしくは立
場をかえて表現するなら、実用しうる探査深度が
PRF（送受繰返し周波数）により決定されるよ
りはるかに小さいものとなる。そこで、第３図に
略示する如く、２セツトもしくはそれ以上の
CCD群を用意して、取込みと読出しを同時に行
うようにすれば、一方が読出し中のときにも他方
が取込みを行うことができ、時間軸上にて両シー
ケンスが競合することによる探査深度の制限は生
じない。すなわち、第３図においては、送受シー
ケンスの偶数番目と奇数番目とでCCDセツト１
４のＡ系とＢ系とを使いわけ、常に直前のシーケ
ンスにおいて取込まれた信号をつづくシーケンス
で読出して利用し、その間送受信を停滞させない
ようにしている。そのため、スイツチ３０はシー
ケンス毎に切換わり、またクロツク・スイツチ群
１８は第１図の場合と同じ動作をする。

第４図は、そのようすを略示するタイミング図
で、同期信号ｘもしくは送波イネーブル信号ａを
フリツプ・フロツプなどで分周して、スイツチ３
０を制御すべき信号S₁が得られ、これで全体が切
換えられる。各CCDの入出力においては、さら
にアナログ信号ゲートを設け、これをオーバー・
ラツプなく切換えるために、制御信号Ａ―gateと
Ｂ―gateとを利用する。これらは信号S₁およびそ
の逆極性の論理信号と、信号ａ（もしくはｂ）な
どから作られ得る。このようにして、データ・レ
ートもしくは探査深度を音速とPRFのみによつ
て決まる最高値に近づけることは、特に心臓など
の比較的高速運動をしている臓器を実時間で観察
せんとする場合に非常に好ましいことである。

もつとも、上記の如く２つまたはそれ以上の
CCDセツトを用意しなくても、取込みと読出し
の間にて時間軸の変換を行わない、いいかえれ
ば、同一のクロツクで連続的に転送を行うなら
ば、CCDは必要充分なる「長さ」の一群のみで
もつて、ほとんど時間ロスなく、送波パルス間隔
の全域の反射波信号を受け入れることができる。
すなわち、第１図の構成を用いつつ、その制御シ
ーケンスを多少修正して第５図の如く送波イネー
ブルの時期にスキユーを行うならば、前回分の反
射波信号群が追加パルスによつて移相されて各
CCDの出力端子から送り出されると全く並行し
て、同じCCDの入力端子の端から生じる空き番
地（サンプル・ホールド・セル）へ向けて、つづ
く次回の反射波信号を取込むことができる。すな
わち、第５図に示すごとく、スキユーを生ぜしめ
るための指令ｂは、同期信号ｘないしは送波イネ
ーブル信号ａと同じ時間帯におかれる。それ故
に、CCDの入力をゲートするための信号ｃは、
ａとほとんど同じ（極性の違いは別として）信号
でよい。そして上記スキユー指令ｂによりマスク
される時間帯以外は、すべて常にCCDには一定
のクロツクφ_１が供給されつづける。

このような構成によると、装置は簡略化される
が、取込みと読出しとの間にわずかの時間軸スケ
ールの相異も許容されないのである場合にはかえ
つて不便であり、また後述するダイナミツク、フ
オーカシングは、少なくともこのCCDを用いて
は行い得ないのとなる。しかしながら、ダイナミ
ツク・フオーカシングを行わない、もしくは別途
に異なる手法で行うならば、このような方式によ
る簡素化された構成による受波指向性の合成もま
た好ましいものである。

さて、上記各実施例に使用され得る追加パルス
発生器１９の一例を示せば、第６図の如くであ
る。すなわち、セクタスキヤン画面上の走査線番
号は送波イネーブル信号ａまたは同期信号ｘを数
えれば得られるから、ラインナンバー・カウンタ
４１を設け、常にこれを計数しつづける。而して
このカウンタ４１は画面フレーム同期信号Ｖによ
りリセツトされる。このカウンタ４１の内容によ
り、その時点での設定すべき方位角に対応する一
群のデータがまず大まかなブロツクとして指定さ
れ、而してこのカウンタ４１のカウンタ結果は
ROM45のアドレスの上位桁に接続される。

一方、追加パルスの数を直接書込んだビツト・
パターンが上記ライン・ナンバーの番地ごとに、
データ群としてROM45の中に収容されているわ
けで、これを第７図に示す。ただし白丸は
“０”、黒丸は“１”を表わす。この場合は考えら
れうる最大のスキユーをある方向に与える場合で
ある。このビツト列を、同図の横方向に走査しつ
つ縦方向の１つの語を読み出すために、シフト・
クロツクφ_２を計数するシフト・カウンタ４２が
設けられ、このカウント結果はROM45の下位の
アドレスに接続される。このシフト・カウンタ４
２は各送受シーケンスごとに同期信号ｘによりリ
セツトされ、また、スキユーを行うべきタイミン
グにおいてのみカウント・アツプするため、クロ
ツク・スイツチ制御信号ｂの波形を、アンド・ゲ
ート４３を介して参照しつつこれを行う。インバ
ータ４４を経由するルートは上限値に到達したと
きのオーバー・フローを防止するためのものであ
る。

第７図のようなROM45の内容を左から右に走
査して順次読出すにつれて、0111…１，0011…
１，00011…１というようなデイジタル信号が得
られる。これらデイジタル信号の各ビツトは、そ
れぞれ対応するCCDにスキユー・パルスとして
与えられる。このようなパルスと、取込みクロツ
クφ_１と、読出しクロツクφ_３とを合わせ、都合
３種のパルスがデータ・セレクタ４６によりしか
るべきタイミングにて選択されることにより、
CCD群に実際に供給されるクロツクを得る。

もちろん、第７図に示したようなビツト・パタ
ーンの割付けは、ROM45の持ち帰る情報量に比
したら著しく損な方式である。これに対して、追
加すべきシフト・パルスの数を２進法で表わして
収容すれば、せいぜい各列とも６〜８ビツトで
（符号も入れて）済むが、その代り、各CCDごと
にブリセツト・カウンタを必要とする。しかし場
合によつてはそのような実施形態も好ましい。

なお、上記の例においては、スキユー区間
Tskwにおいて、一旦クロツクを断としたのち、
改めて追加パルスを送つていたが、逆に、常のク
ロツクを与えておき、必要な時点で必要な波数だ
け間引くことによつても行われ得ることは自明で
ある。第７図を引用するならば、白丸を間引き信
号、黒丸を非間引き信号とすることにより同じ結
果が得られる。

また、もちろん、ROMでなくRAMを用いても
よく、その場合これらビツト・パターンをその都
度計算機で計算して予め用意するようにすれば、
常に自由なスキヤン形式（フオーマツト）を採用
しうる。また、走査実行中に常に計算が間に合う
程の演算能力のある計算機を用いるならば、各々
の追加パルス発生器にはただレジスタ・フアイル
のみを置き、その都度、計算機から実行すべきビ
ツト・パターンを指示してもよい。また、直接ビ
ツト・パターンを与える代わりに、各追加パルス
発生器を、プリセツト・カウンタを主とした構成
とし、発生すべきパルスの数値語を送り与える方
式によつてもよいことは自明である。

以上の説明に示した実施例においては、主とし
て無限遠点に向けて方位角の設定、合成が行われ
る。しかしながら、より高い分解能を探査領域全
体にわたつて得るためには、いわゆるダイナミツ
ク・フオーカシングと呼ばれる、受信シーケンス
中にその時点での反射源位置を追跡する如くに波
面の焦点を移動させる技法の応用が好ましい。

以下、本発明のより進んだ実施例として、前記
第１図の受信系を利用し、そのデイジタル制御論
理部のみを修正することにより、ダイナミツク・
フオーカシングを施した例を示す。

第８図は、１つのアレイ・エレメントに関する
受波系を抜き書きしたものである。実際にはこれ
が並列に用いられる。すなわち各CCDデイレ
ー・ライン１４は、このクロツクを各データ・セ
レクタ１８′から受け入れ、このデータ・セレク
タ１８′はコントローラ２０の制御により、４種
塁の姿態に制御される。まず、制御信号がA₀＝
A₁＝“０”のとき、データ・セレクタ１８′は０
番目の入力を選択し、これはアースされているの
でクロツクは停波する。A₀，A₁どちらかが
“１”のときは、１番目と２番地のどちらかの入
力が選らばれる。このとき選らばれる信号は、ク
ロツク源２１′から異なる分周比により分周して
得られた、位相関係が既知のクロツクである。す
なわち、たとえば、40MHzの高周波クロツクから
４分周および３分周して得られた、それぞれ10M
Hzおよび13.3MHzの２つが用意されている。A₀＝
A₁＝“１”のときは、３番目の入力が選らばれ、
追加パルス発生器１９が接続される。この追加パ
ルス発生器１９の動作はすでに説明したとおりで
ある。A₀＝A₁＝“１”はまた、アンド・ゲート２
２を介してこの追加パルス発生器を付勢し、その
シーケンスを起動する。

このような２種の異なるクロツクを用いて、
CCDの転送動作中にその上のデータ・ストリン
グの相対位相を修正する方法は次のとおりであ
る。第９図は、第８図のクロツク系のタイミング
を示したもので、コントローラ２０の制御信号β
（実際は２ビツトあるが状態推移函数として示し
た）が入力１を選択する通常の場合は、10MHzの
クロツクが、入力２を選択する加速状態にあると
きは13.3MHzのクロツクが、γのように各々つぎ
目を生じることなく送り込まれる。それ故に、加
速中はCCD内部のデータ・ストリング全体がよ
り高速に移動し、読出された信号波形の相対位相
は進む。ここで、制御信号βは、上記両クロツ
クと立上り、立下りの位相が合つている必要は必
ずしもないが、ランダムに切換えると、CCDが
許容し得るよりも細幅のクロツク波形が送り込ま
れ、結果として内部のデータ・ストリング上にノ
イズや損失を生じるおそれがあり好ましくない。
それ故に、図に示す如く、両クロツクの位相が合
致する瞬間に切換え制御を行うことが好ましい。

このような処理のもたらすクロツク位相の見か
け上の進行は、最低単位をクロツクの１波長（２
π）としてその整数倍となる。第９図の場合、２
単位（４π）の進相が生じている。しかるにこれ
を時間軸を反射波信号の公称中心周波数にとつて
みると、ヒルベルト空間も保存するサンプリング
定理に従つて、信号の周波数の４倍の周波数のク
ロツクを用いることにしているから、後（第１２
図）に示す如く、所望の相対移相量の函数を階段
状に近似した場合、生ずる移相量誤差は最大π／
４となり、目的にかなつている。

第１０図は、第９図とは逆に減速制御をするよ
うに、原クロツクを30MHzとし、その３分周の
10MHzと、４分周の7.5MHzの２種のクロツクを
用いた場合を示すもので、制御と結果が逆である
のみで、動作原理に変りはない。

これら両図は、ともに好ましい制御方式の一例
であるが、このようにする理由は、CCDの出力
すなわち信号波形上にあからさまな「つなぎ目」
が発生（表示画面上に段差が出現）しないため、
またCCDの最高転送速度を超えるようなクロツ
クが一瞬たりとも生じないようにするためであ
る。しかし、このほかにも無数のクロツクの移相
手順が実施可能で、たとえば各チヤネルに独立し
た分周器を設け、かなり高速の原始クロツクを共
通に供給し、その分周比ないしプリセツト状態を
刻々に制御してもよいし、また単純な方式とし
て、間引く方向のみみの制御で行うならば、クロ
ツクと同期した一波長に相当するパルスを単位制
御信号としてクロツクと論理和をとつてもよい。
而してこのような追加ないし間引きは、スムーズ
な位相変化により、実時間的にクロツクを停波さ
せることなく行うことができ、表示画面上にはほ
とんど影響を与えない。

このような機構を利用してダイナミツク・フオ
ーカシングを行うときは次のようになる。第１１
図は、アレイの中心部Ａに対する辺縁部の位相お
くれを反射源距離に対して略示するもので、定性
的に、辺縁部にいくに従つて大きな、また近距離
においてより大きな移相を必要とする。探査を意
図した最近距離d₀における固定の移相量は前記の
方位角設定用のROM45（第６図）中に織り込む
として、受信中に刻々と修正する必要がある成分
のみを描き出すと、第１２図の如く表わされる。
これら函数を最も近い90゜ずつの移相量に量子化
すると、図示の如き階段波となり、各段差の生じ
る時刻において、前記第８図の構成により第９図
に示した如き規格化された移相指令パルス列
C¹，B¹を発すればよい。

而して、このようなパルス列もまたROMなど
により直接的なビツト・パターンとして、または
場合によつてはROMのデータないしはその都度
の計算機の演算結果によりその都度ブリセツトさ
れるカウンタなどにより発生させることができ
る。そのような一例を第１３図に示す。すなわち
ROM91内には、上記パルス列C¹，B¹を含む、ア
レイ全体にわたるそれらを、その時間軸を量子化
してビツド・パターンに直したものが収容され
る。時間軸は、一例として16〜32区間に量子化さ
れ、区間の境目で移相量を追加するとき“１”、
しないとき“０”をおくものとする。すなわち、
同期信号ｘもしくは送波イネーブルａの時刻から
クロツクφ_１のカウントを開始するセグメント・
カウンタ９０は、そのカウント内容にて、エコー
の帰投時刻を表わし、また目標物の距離を表わ
す。それ故に、このカウンタ９０の上位数ビツト
をもつて、上記エコーの区間（セグメント）番号
と考え、ROM91のアドレスの低位を決定し、ま
た別途に、同期信号ｘを数え、フレーム同期信号
でリセツトされるライン・ナンバー・カウンタ９
２により走査線番号を求めて（このカウンタは第
６図のライン・ナンバー・カウンタ４１と共用し
得る）、このROM91の上位アドレス部にあてる。
而して走査線番号ごとに、すなわち各方位角ごと
にアレイのエレメント数だけのビツトが読出され
るが、アレイに対応するビツトをコントローラ２
０に導入し、前記の如くCCDのシフト用のクロ
ツクの選択を行わしめる。

このような方式のダイナミツク・フオーカシン
グすなわち時間軸の修正は、CCDに反射波信号
を取込むときにも、また読出すときにも行い得
る。取込むときに行う場合の移相量制御と、読出
すときに行う場合の移相量制御とは、微少な修正
であるため等大逆相であると考えてよい。実用上
は前記の方位角の偏向のための移相制御につづい
て、読出し時に行うほうが楽である。とくに、第
３図に示した如く２組のCCDセツトを交互に使
いわけて時間の無駄を省くときには、類似の制御
機能を一個所に集中するのが好ましいから、この
ダイナミツク・フオーカシングは読出しの時に行
うのが好ましい。

ところで、極端な近距離においては、エコグラ
ムの診断学的重要性がさほど存在しないこと、ま
た、近距離ほどアレイの両端部のエレメントに強
度の移相を行わないと、フオーカスが合わせられ
ないことから、至近距離（たとえば２〜３cm以
内）においては、あえてダイナミツク・フオーカ
シングを行わずとも、ただ姑息的に得られるぼけ
た像を表示するのみで充分である。したがつて、
ダイナミツク・フオーカシングを開始する距離d₀
（第１１図、第１２図）を、一例として３〜3.5cm
とすることは、前記ROM91ないし関連部分の金
物必要量を著しく節約する効果を生ずる。

また、方位角の偏向および探触子内のアレイの
構造のそれぞれの対称性に配慮するならば、これ
もまたROM類の節約を可能にする。実際に、強
度に「振つた」状態でさえ、ダイナミツク・フオ
ーカシングの制御は常にアレイの中心線に対して
対称であると考えて支障ない。それ故に、これら
すべての移相量を統一的に解釈するならば、アレ
イの構造に関して、中心線から両側に向けて、直線ないし奇函数の成分 …方位角の偏向操作パラボラないし偶函数の成分 …ダイナミツク・フオーカシング操作と考えることができ、また金物構成上および制御
のタイミングの点から考えて、それぞれの分担
は、追加パルス発生器１９および第１のROM45 …方位角の設定と、その方位角において d₀の距離にフオーカスを合わせる機能データ・セレクタ１８および第２のROM91 …上記の状態から出発して、エコーの時
刻に合わせてフオーカス点を追跡する
機能の如く解釈される。

以上のように、本発明によれば、従来の手法に
おける問題点を解決した、新規な受波指向性合成
手段を備えたフエイズド・アレイ・ソーナが実現
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明実施例の概念的構成図、第２
図は、第１図の装置の動作説明図、第３図は、本
発明の他の実施例の一部の構成図、第４図は、第
３図の装置の動作説明図、第５図は、第１図の装
置の他の動作例、第６図は、第１図および第３図
の装置の一部の詳細構成図、第７図は、第６図に
おけるROMの内容例、第８図は、第１図および
第３図の装置の一部の変形構成図、第９図ないし
第１２図は、第８図の装置の動作説明図、第１３
図は、第８図の装置の一部の詳細構成図、第１４
図は、第１３図におけるROMの内容例である。１０…アレイ・トランスデユーサ、１２…送波
パルス群供給源、１３…バツフア・アンプ群、１
４…CCDデイレー・ライン群、１５…加算増幅
器、１６…検波器、１７…ビデオ増幅器、１８…
クロツク・スイツチ群、１９…追加パルス発生
器、２０…制御論理回路、２１…クロツク源、４
１…ライン・ナンバー・カウンタ、４２…シフ
ト・カウンタ、４５…ROM、４６…データ・セ
レクタ、１８′…データ・セレクタ、９２…ライ
ン・ナンバー・カウンタ、９０…セグメント・カ
ウンタ、９１…ROM。

Claims

【特許請求の範囲】１複数のエレメントが配列されてなるアレイ・
トランスデユーサと、このアレイ・トランスデユ
ーサの各エレメントに入感した反射波信号をそれ
ぞれ増幅する増幅器群と、この増幅器群の各出力
を受け入れクロツクにより転送が制御される
CCDやBBD等のアナログ・シフト・レジスタ群
と、このアナログ・シフト・レジスタ群の各々の
クロツク入力端子に接続されるデータ・セレクタ
もしくは論理ゲート手段の一群と、全体にわたつ
て共用されるクロツク供給源と、上記データ・セ
レクタないし論理ゲート手段の一群を予定された
タイミングにより制御する制御回路とからなり、
上記アナログ・シフト・レジスタの各々の有効長
は、一回分の送受シーケンスに関する反射波信号
の全長を一時収容する必要充分な長さを有し、ま
た上記制御回路は、一つの送波パルスに由来する
反射波信号が受信される第１の時間帯において
は、予定されたクロツクにより一斉に反射波信号
を上記アナログ・シフト・レジスタ群に取込み、
第２の時間帯においては、各アナログ・シフト・
レジスタに個別に異なる数の独立したパルスをク
ロツク入力端子に追加あるいは間引きして、取込
まれた反射波信号に各々異なる移相量を与え、第
３の時間帯においては、再び予定されたクロツク
により一斉に上記アナログ・シフト・レジスタの
内容を読出して加算合成することにより、上記第
２の時間帯において付与された移相量により規定
されて合成された受波指向性に従つた合成反射波
信号を得る如く構成されたフエイズド・アレイ・
ソーナ。２特許請求の範囲の第１項において、第１の時
間帯におけるクロツクと第３の時間帯におけるク
ロツクとが互いに異なる周波数であるフエイズ
ド・アレイ・ソーナ。３特許請求の範囲の第１項において、第１の時
間帯におけるクロツクと第３の時間帯におけるク
ロツクとが同じ周波数であり、１つの送受シーケ
ンスに関する第３の時間帯と、その次の受波シー
ケンスに関する第１の時間帯とが重複しており、
アナログ・シフト・レジスタ群においては個別の
移相量を付与された指向性合成前の反射波信号が
出力端子に送り出されるのと並行して入力端子よ
り次のシーケンスの反射波信号が受け入れられる
ようにしたフエイズド・アレイ・ソーナ。４複数のエレメントが配列されてなるアレイ・
トランスデユーサと、このアレイ・トランスデユ
ーサの各エレメントに入感した反射波信号をそれ
ぞれ増幅する増幅器群と、この増幅器群の各出力
を受け入れクロツクにより転送が制御される
CCDやBBD等のアナログ・シフト・レジスタの
複数群と、このアナログ・シフト・レジスタ群の
各々のクロツク入力端子に接続されるデータ・セ
レクタもしくは論理ゲート手段の一群と、全体に
わたつて共用されるクロツク供給源と、上記デー
タ・セレクタないし論理ゲート手段の一群を予定
されたタイミングにより制御する制御回路とから
なり、上記アナログ・シフト・レジスタの各々の
有効長は、一回分の送受シーケンスに関する反射
波信号の全長を一時収容する必要充分な長さを有
し、また上記制御回路は、一つの送波パルスに由
来する反射波信号が受信される第１の時間帯にお
いては、予定されたクロツクにより一斉に反射波
信号を上記アナログ・シフト・レジスタ群に取込
み、第２の時間帯においては、各アナログ・シフ
ト・レジスタに個別に異なる数の独立したパルス
をクロツク入力端子に追加あるいは間引きして、
取込まれた反射波信号に各々異なる移相量を与
え、第３の時間帯においては、再び予定されたク
ロツクにより一斉に上記アナログ・シフト・レジ
スタの内容を読出して加算合成することを、一つ
の群における第１の時間帯を待の群の第３の時間
帯に重複させて行うことにより、上記第２の時間
帯において付与された移相量により規定されて合
成された受波指向性に従つた合成反射波信号を得
る如く構成されたフエイズド・アレイ・ソーナ。５複数のエレメントが配列されてなるアレイ・
トランスデユーサと、このアレイ・トランスデユ
ーサの各エレメントに入感した反射波信号をそれ
ぞれ増幅する増幅器群と、この増幅器群の各出力
を受け入れクロツクにより転送が制御される
CCDやBBD等のアナログ・シフト・レジスタ群
と、このアナログ・シフト・レジスタ群の各々の
クロツク入力端子に接続されるデータ・セレクタ
もしくは論理ゲート手段の一群と、全体にわたつ
て共用されるクロツク供給源と、上記データ・セ
レクタないし論理ゲート手段の一群を予定された
タイミングにより制御する制御回路とからなり、
上記アナログ・シフト・レジスタの各々の有効長
は、一回分の送受シーケンスに関する反射波信号
の全長を一時収容する必要充分な長さを有し、ま
た上記制御回路は、一つの送波バルスに由来する
反射波信号が受信される第１の時間帯において
は、予定されたクロツクにより一斉に反射波信号
を上記アナログ・シフト・レジスタ群に取込み、
第２の時間帯においては、各アナログ・シフト・
レジスタに個別に異なる数の独立したパルスをク
ロツク入力端子に追加あるいは間引きして、取込
まれた反射波信号に各々異なる移相量を与え、第
３の時間帯においては、再び予定されたクロツク
により一斉に上記アナログ・シフト・レジスタの
内容を読出して加算合成することにより、上記第
２の時間帯において付与された移相量により規定
されて合成された受波指向性に従つた合成反射波
信号を得ると共に、第２の時間帯における個別移
相操作は、予定された方位角の音線上の比較的短
い距離に対して受波の焦点を結ぶ如くに行い、第
３の時間帯において個別移相済みの反射波信号を
を一斉に送り出す操作は、各々のアナログ・シフ
ト・レジスタの転送クロツクの周波数を時折微少
な時間幅だけ個別に修正することにより、受波の
焦点を徐々に無限遠点に向けて反射源の位置と反
射波の帰投時刻とに合致させつつ追従させる如く
に構成されたフエイズド・アレイ・ソーナ。