JPS611288A - 誘導電動機制御装置 - Google Patents
誘導電動機制御装置Info
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- JPS611288A JPS611288A JP59118358A JP11835884A JPS611288A JP S611288 A JPS611288 A JP S611288A JP 59118358 A JP59118358 A JP 59118358A JP 11835884 A JP11835884 A JP 11835884A JP S611288 A JPS611288 A JP S611288A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係シ、特
に誘導電動機の内部の定数が変化しても、正確なトルク
制御が可能な誘導電動機制御装置に関する。
に誘導電動機の内部の定数が変化しても、正確なトルク
制御が可能な誘導電動機制御装置に関する。
誘導電動機はベクトル制御によって直流電動機と同等の
特性を得ることが可能になった。
特性を得ることが可能になった。
第１図は、従来のベクトル制御回路の構成を示すブロッ
ク図である。図において、１は三相誘導電動機、２は三
相誘導電動機１の速度を検出するタコジェネレータ、６
は三相交流電力を三相誘導電動機１に供給する可変電圧
可変周波数インバータである。また、４は電気角速度ω
で回転する直交座標軸ｄｅ、ｑｅ上で見た電圧Ｖｄ″”
Ｓ＋Ｖｑ”’８を三相交流に変換する座標変換回路、５
は三相交流電流ｉｕ、 ！Ｖ＋ ！ｗｆ：ｄ ｑ
軸の値上に変換する座標変換回路である。６はもれリア
クタンスによるｄｅ−９８軸の干渉を補償する補償回路
で、７は励磁電流指令１ｄ０８により励磁電流Ｉｄｅｓ
を制御する制御回路、８は磁束λｄｒの制御回路である
。９は弱め界磁のために速度によって二次磁束指令λｄ
ｅｒを変化させる界磁設定回路、１０はトルク分電流１
ｑ８ｓの制御回路、１１は速度ωｒの制御回路でおる。
ク図である。図において、１は三相誘導電動機、２は三
相誘導電動機１の速度を検出するタコジェネレータ、６
は三相交流電力を三相誘導電動機１に供給する可変電圧
可変周波数インバータである。また、４は電気角速度ω
で回転する直交座標軸ｄｅ、ｑｅ上で見た電圧Ｖｄ″”
Ｓ＋Ｖｑ”’８を三相交流に変換する座標変換回路、５
は三相交流電流ｉｕ、 ！Ｖ＋ ！ｗｆ：ｄ ｑ
軸の値上に変換する座標変換回路である。６はもれリア
クタンスによるｄｅ−９８軸の干渉を補償する補償回路
で、７は励磁電流指令１ｄ０８により励磁電流Ｉｄｅｓ
を制御する制御回路、８は磁束λｄｒの制御回路である
。９は弱め界磁のために速度によって二次磁束指令λｄ
ｅｒを変化させる界磁設定回路、１０はトルク分電流１
ｑ８ｓの制御回路、１１は速度ωｒの制御回路でおる。
また、１２は二次磁束λ’ｄ ｒのすベシ周波数ωＳを
演算する回路、１６は角速度ωを積分し、位相θを求め
る積分器、１４は座標変換のために必要な澗θ、ＣＯ８
θを演算する回路である。１５は回転角速度ωｒに極対
数Ｐをかける回路である。
演算する回路、１６は角速度ωを積分し、位相θを求め
る積分器、１４は座標変換のために必要な澗θ、ＣＯ８
θを演算する回路である。１５は回転角速度ωｒに極対
数Ｐをかける回路である。
第１図において、すベリωＳは回路１２の回路中で以下
の式 で演算される。
の式 で演算される。
ここに、Ｔｒｃ・・・三相誘導電動機１の二次巻線時定
数設定値、 Ｓ ・・・ラプラス演算子、 従って、電気角速度ωは 制御され、この時、直交座標軸ｄ、ＣＩ上で一次巻線を
鎖交する磁束λｄｅｒ ｒλｑ ｅｒのうち磁束λｑｅ
ｒは０に集束し、二次巻線磁束は直交座標軸ｄのみ存在
するものとなる。この時、三相誘導電動機１の状態方程
式は と表わすことができる。
数設定値、 Ｓ ・・・ラプラス演算子、 従って、電気角速度ωは 制御され、この時、直交座標軸ｄ、ＣＩ上で一次巻線を
鎖交する磁束λｄｅｒ ｒλｑ ｅｒのうち磁束λｑｅ
ｒは０に集束し、二次巻線磁束は直交座標軸ｄのみ存在
するものとなる。この時、三相誘導電動機１の状態方程
式は と表わすことができる。
ここに、Ｒ８・・・−次巻線抵抗、
Ｒｒ・・・二次巻線抵抗、
σ・・・もれ係数、
Ｌ！＋・・・−次巻線自己インダクタンス、Ｌｒ・・・
二次巻線自己インダクタンス、Ｍ・・・−次、二次巻線
相互インダクタンス、Ｖｄｅａ・・・ｄ０軸−次市、圧
、 ｖｑｅ８・・・ｑ８軸−次電圧。
二次巻線自己インダクタンス、Ｍ・・・−次、二次巻線
相互インダクタンス、Ｖｄｅａ・・・ｄ０軸−次市、圧
、 ｖｑｅ８・・・ｑ８軸−次電圧。
とす、？、１ｄ８ｓ ｒλｄｅｒはｖｄｅ’Ｓによツー
ｃ−５１ｑｅ８はｖｑ ｅｏＳ によって独立に制御で
きる。式（４）１式（５）を実現しているのが第１図の
補償回路６である。
ｃ−５１ｑｅ８はｖｑ ｅｏＳ によって独立に制御で
きる。式（４）１式（５）を実現しているのが第１図の
補償回路６である。
上記の様に、励磁分とトルク分の電流が独立に制御でき
るため、第１図では制御回路７をマイナーループに持っ
た制御回路８で磁束λｄｑを制御し、制御回路１０をマ
イナーループに持った速度制御回路で速度制御を行なう
。まだ界磁設定回路９によって、直流機と同様に弱め界
磁もできる様罠なっている。
るため、第１図では制御回路７をマイナーループに持っ
た制御回路８で磁束λｄｑを制御し、制御回路１０をマ
イナーループに持った速度制御回路で速度制御を行なう
。まだ界磁設定回路９によって、直流機と同様に弱め界
磁もできる様罠なっている。
なお、第１図に示すようなベクトル制御回路の詳細は特
許出願（特願昭５８−４８０９７９号）［誘導電動機の
制御装置］（発明者 杉本英彦他８名）に記載されてい
る。
許出願（特願昭５８−４８０９７９号）［誘導電動機の
制御装置］（発明者 杉本英彦他８名）に記載されてい
る。
この様に、三相誘導電動機１はベクトル制御を用いるこ
とによって高精度なトルク制御が可能になるわけである
が、この制御がｂｙ、 ｐ立つためには、第１図の回路
１２で、励磁電流ｌｄ ｓから二次磁束λ“ｄｅｒ を
求める時に使用する二次巻線の時定数値が実際の値と一
致していなくてはならない。
とによって高精度なトルク制御が可能になるわけである
が、この制御がｂｙ、 ｐ立つためには、第１図の回路
１２で、励磁電流ｌｄ ｓから二次磁束λ“ｄｅｒ を
求める時に使用する二次巻線の時定数値が実際の値と一
致していなくてはならない。
三相誘導電動機１は運転中に温度上昇し、二次巻線の抵
抗値が大きく変動するため、二次巻線時定数の値も大き
く変動する。第１図の回路構成のままでは、三相誘導電
動機１内部の二次時定数が変化しても、制御回路中の二
次時定数は変化しないため、トルク制御に狂いが生ずる
。従って、何らかの方法で二次時定数の変化を検知し、
それに応じて制御回路中の二次時定数の設定値を変える
補償が必要である。
抗値が大きく変動するため、二次巻線時定数の値も大き
く変動する。第１図の回路構成のままでは、三相誘導電
動機１内部の二次時定数が変化しても、制御回路中の二
次時定数は変化しないため、トルク制御に狂いが生ずる
。従って、何らかの方法で二次時定数の変化を検知し、
それに応じて制御回路中の二次時定数の設定値を変える
補償が必要である。
第２図は、従来よシ提案されている二次時定数補償方法
による誘導電機制御装置のブロック図である。図で、同
一符号の１〜１５は第１図と同様の部分を示す。１６は
三相誘導電動機１の一次電圧から固定子に静止した座標
軸（ｄ、ｑ）上で見た二相の二次磁束を演算する回路で
あシ、１７は二相の二次磁束をａ ｅ−ｑｅ軸に変換し
てｄ０軸の磁束λｄｅｒを出力する回路である。１８は
回路１７によって求められた二次磁束λｄｒと回路１２
によってｌｄ ｓから演算された二次磁束λ“ｄｒとか
ら回路１２で使用する二次巻線の時定数Ｔｒｃを変化さ
せる回路である。
による誘導電機制御装置のブロック図である。図で、同
一符号の１〜１５は第１図と同様の部分を示す。１６は
三相誘導電動機１の一次電圧から固定子に静止した座標
軸（ｄ、ｑ）上で見た二相の二次磁束を演算する回路で
あシ、１７は二相の二次磁束をａ ｅ−ｑｅ軸に変換し
てｄ０軸の磁束λｄｅｒを出力する回路である。１８は
回路１７によって求められた二次磁束λｄｒと回路１２
によってｌｄ ｓから演算された二次磁束λ“ｄｒとか
ら回路１２で使用する二次巻線の時定数Ｔｒｃを変化さ
せる回路である。
第２図で示された回路の動作を説明する。１〜１５の部
分は第１図と全く同じ動作をするので説明は省略する。
分は第１図と全く同じ動作をするので説明は省略する。
回路１６は、第３図の様な構成を持っている。図の１９
．２０は三相交流電圧および電流を静止した直交座標軸
ｄ、ｑ上のものに変換する回路である。
．２０は三相交流電圧および電流を静止した直交座標軸
ｄ、ｑ上のものに変換する回路である。
さて、直交座標軸ｄ、ｑで二次磁束λｄｒ ＋λｑｒは
、 と表わされる。第８図の回路１６は、（７） 、 （８
）式に従って構成されている。＠変座標軸ｄについて説
明すれば、ｌｄ８を回路２１に入力し、−次巻線抵抗Ｒ
Ｂを乗算し、回路２６で、−次電圧Ｖｄｓがら一次抵抗
による電圧降下を引き、積分器２５で積分し、磁束のも
れを回路２７．２９で引き、最後にる。直交座標軸ｑに
ついても回路２２，２４、積分器２６、回路２８，３０
．５２により同様となる。
、 と表わされる。第８図の回路１６は、（７） 、 （８
）式に従って構成されている。＠変座標軸ｄについて説
明すれば、ｌｄ８を回路２１に入力し、−次巻線抵抗Ｒ
Ｂを乗算し、回路２６で、−次電圧Ｖｄｓがら一次抵抗
による電圧降下を引き、積分器２５で積分し、磁束のも
れを回路２７．２９で引き、最後にる。直交座標軸ｑに
ついても回路２２，２４、積分器２６、回路２８，３０
．５２により同様となる。
上記の様にして求めた直交座標軸ｄ、ｑの二次磁束λｄ
ｒ 、λｑｒを回路１７で直交座標軸ｄ、ｑに変換する
。そこで得られた直交座標軸ｄｅの二次磁束λｄｅｒと
、第２図の回路１２で演算された二次磁束λ’ｄ０ｒと
を、回路１８で比較し、λｄｅｒとλ“ｄｅｒが一致す
る様に時定数Ｔｒｃを変化させる。このだめ、三相誘導
電動機１の運転中に温度上昇によって二次巻線時定数が
変化しても、制御装置゛は二次巻線の時定数Ｔｒｃがそ
れに追従するだめ、設定値通シの二次磁束λｄｒになり
、正確なトルク制御が可能である。
ｒ 、λｑｒを回路１７で直交座標軸ｄ、ｑに変換する
。そこで得られた直交座標軸ｄｅの二次磁束λｄｅｒと
、第２図の回路１２で演算された二次磁束λ’ｄ０ｒと
を、回路１８で比較し、λｄｅｒとλ“ｄｅｒが一致す
る様に時定数Ｔｒｃを変化させる。このだめ、三相誘導
電動機１の運転中に温度上昇によって二次巻線時定数が
変化しても、制御装置゛は二次巻線の時定数Ｔｒｃがそ
れに追従するだめ、設定値通シの二次磁束λｄｒになり
、正確なトルク制御が可能である。
しかし、この方式は重大な欠点を持っている。
それは、
（イ）誘導電動機内の温度上昇によシー次巻線抵抗Ｒｓ
も変化する。
も変化する。
（ロ）低速領域において一次電圧に占める誘起電圧の割
合が小さくなシ、二次磁束の演算精度が悪化する。
合が小さくなシ、二次磁束の演算精度が悪化する。
（ハ）極低速時には、第３図における積分器２５゜２６
の演算稲此が悪くなる。また、停止時には二次磁束の演
算は全く不能である。
の演算稲此が悪くなる。また、停止時には二次磁束の演
算は全く不能である。
頻繁な加減速、起動、停止等を行なうＡＣサーボモータ
等では、あらゆる運転状況において二次時定数が補償さ
れていることが必要である。例えば、静止状態から一定
トルクで急加速したい場合等には、停止時においてさえ
も二次時定数が補償されていないと、電動機が加速され
ても、前記（ロ）。
等では、あらゆる運転状況において二次時定数が補償さ
れていることが必要である。例えば、静止状態から一定
トルクで急加速したい場合等には、停止時においてさえ
も二次時定数が補償されていないと、電動機が加速され
ても、前記（ロ）。
（ハ）の問題点が解消され、かつ第２図で示した二次時
定数補償回路が働くまでにはかなシの時間がかかり、高
精度のトルク制御は不可能となる。
定数補償回路が働くまでにはかなシの時間がかかり、高
精度のトルク制御は不可能となる。
従って、本発明は上記のような従来のものの欠点を除去
するためになされたもので、二次磁束信号を強制的に励
振して二次磁束と制御回路中の二次磁束信号との位相を
一致させ、二次時定数を補償する様に構成することによ
シ、停止時を含めた電動機のあらゆる状態で二次時定数
の補償を可能にする誘導電動機制御装置を提供すること
を目的とする。
するためになされたもので、二次磁束信号を強制的に励
振して二次磁束と制御回路中の二次磁束信号との位相を
一致させ、二次時定数を補償する様に構成することによ
シ、停止時を含めた電動機のあらゆる状態で二次時定数
の補償を可能にする誘導電動機制御装置を提供すること
を目的とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第４図は本発明の制御装置のブロック図である。
図中１〜１５は、第１図と同じ部分である。６６は発振
器、６４は加算器である。６５はサーチコイルの出力で
あり、６６はサーチコイルの出力６５を直交座標軸ｄ、
ｑ上の値に変換する回路、６７は回路６６出力を直交座
標軸ｄ、ｑ上の値に変換する回路、６８は積分器、６９
は交流会λｄｒ と二次磁束λ“ｄ８ｒ とを比較
する回路である。
器、６４は加算器である。６５はサーチコイルの出力で
あり、６６はサーチコイルの出力６５を直交座標軸ｄ、
ｑ上の値に変換する回路、６７は回路６６出力を直交座
標軸ｄ、ｑ上の値に変換する回路、６８は積分器、６９
は交流会λｄｒ と二次磁束λ“ｄ８ｒ とを比較
する回路である。
第４図において、発振器６６の出力によシ強制的に励磁
電流！ｄ８ｓを加算器３４に入力し、励振すると、二次
磁束λｄ”ｓも同様に振動したものとなる。
電流！ｄ８ｓを加算器３４に入力し、励振すると、二次
磁束λｄ”ｓも同様に振動したものとなる。
無負荷時または停止時にはトルク分電流ｔｑ ｓ は
０であるため、二次磁束λｄｒと励磁電流１ｄ ｓの関
係は。
０であるため、二次磁束λｄｒと励磁電流１ｄ ｓの関
係は。
という簡単な関係となる。また、二次磁束λ’ｄ ｒの
演算も同様に、 となる。ここで、三相電動機１中の二次側の時定数Ｔｒ
とＴｒｃとが一致していれば、交流会λｄ”ｒ 交流会
λ’ｄ ｒの位相も一致したものとなる。ところが、時
定数ＴｒとＴｒｃが一致していないと、それら交流会に
位相差が生ずる。従って、その位相差を０にする様に時
定数Ｔｒｃを制御すれば、時定数ＴｒとＴｒｃは一致す
る。さらに詳しく言えば、二次磁束λｄｅｒと励磁電流
！ｄｅｓの位相の周波数特性は、横軸に角周波数（ｒａ
ｄ／ｓ ） 、縦軸に位相（ｄｅｇ ）をとる第５図に
示す実線の様に、−次遅れで表わすことができる。もし
、Ｔｒ＞Ｔｒｃであるとすると、λ’ｄｅｒ の位相特
性は第５図の破線の様になる。従ってλ’ｄｅｒ を
遅らせる様にＴｒｃを大きくする。また、Ｔｒ ＜ Ｔ
ｒｃの時は、逆にλ’ｄｅｒを進ませる様にＴｒｃを小
さくする。
演算も同様に、 となる。ここで、三相電動機１中の二次側の時定数Ｔｒ
とＴｒｃとが一致していれば、交流会λｄ”ｒ 交流会
λ’ｄ ｒの位相も一致したものとなる。ところが、時
定数ＴｒとＴｒｃが一致していないと、それら交流会に
位相差が生ずる。従って、その位相差を０にする様に時
定数Ｔｒｃを制御すれば、時定数ＴｒとＴｒｃは一致す
る。さらに詳しく言えば、二次磁束λｄｅｒと励磁電流
！ｄｅｓの位相の周波数特性は、横軸に角周波数（ｒａ
ｄ／ｓ ） 、縦軸に位相（ｄｅｇ ）をとる第５図に
示す実線の様に、−次遅れで表わすことができる。もし
、Ｔｒ＞Ｔｒｃであるとすると、λ’ｄｅｒ の位相特
性は第５図の破線の様になる。従ってλ’ｄｅｒ を
遅らせる様にＴｒｃを大きくする。また、Ｔｒ ＜ Ｔ
ｒｃの時は、逆にλ’ｄｅｒを進ませる様にＴｒｃを小
さくする。
この様にして、二次巻線時定数ＴｒとＴ ｒ ｃを一致
させることができるが、この時の励磁電流１ｄ ｓの励
振周波数は、１／Ｔｒを中心として、位相差が比較的大
きく検出できる範囲であればよい。
させることができるが、この時の励磁電流１ｄ ｓの励
振周波数は、１／Ｔｒを中心として、位相差が比較的大
きく検出できる範囲であればよい。
上記のアルゴリズムで、停止時、無負荷時の二次時定数
の補償が可能になった。
の補償が可能になった。
さて、三相誘導筒、動機１の負荷運転時には、トルク分
電流ｊｑｅＳが流れる。二次磁束λｄｅｒと励磁型Ｍｒ
、！ｄｅｓの関係は、Ｔｒ＝ＴｒｃＯ時は（９）式のま
まの簡単な関係であるが、温就上昇によってＴｒ＼Ｔｒ
ｃとなると、λｄ０ｒと！ｄ０ｓの関係は非線形となる
。しかし、Ｔｒの微小変化を考えて線形化すると、＋ｉ
ｉｌ述のアルゴリズムは成り立つ。
電流ｊｑｅＳが流れる。二次磁束λｄｅｒと励磁型Ｍｒ
、！ｄｅｓの関係は、Ｔｒ＝ＴｒｃＯ時は（９）式のま
まの簡単な関係であるが、温就上昇によってＴｒ＼Ｔｒ
ｃとなると、λｄ０ｒと！ｄ０ｓの関係は非線形となる
。しかし、Ｔｒの微小変化を考えて線形化すると、＋ｉ
ｉｌ述のアルゴリズムは成り立つ。
一般に二次時定数の変化は非常にゆっくりとしたもので
あるブこめ、停止時、無負荷時に一要二次時定数を一致
させればその後いかなる運転状態においても、二次時定
数補償は可能である。
あるブこめ、停止時、無負荷時に一要二次時定数を一致
させればその後いかなる運転状態においても、二次時定
数補償は可能である。
さて、三相誘導電動機１の二次磁束λｄｅｒ の交流
会を検出する動作を以下に述べる。
会を検出する動作を以下に述べる。
第４図のサーチコイルの出力６５は、三相誘導電動機１
のギャップ磁束の微分値である。回路６６で、その三相
の出力を直交座標軸ｄ、ｑ上のものに変換し、さらに、
もれ磁束分を差引いて、二次磁束λｄｅｒの微分値を求
める。それを回路６７で直交座標軸ｄ、ｑ軸上の値に変
換し、ｄ軸の一次磁束λｄｅｒの微分値を得る。この微
分値は励磁電流ｌａ ｓが一定の時はＯである。しかし
、この場合は励磁電流１ｄｅｓを励振しているだめ、二
次磁束λｄ０ｒの交流会λｄｒが回路６７から出力され
、それを積分器６８で積分し、これより二次磁束λｄｒ
の交流会λｄｒのみが出力される。
のギャップ磁束の微分値である。回路６６で、その三相
の出力を直交座標軸ｄ、ｑ上のものに変換し、さらに、
もれ磁束分を差引いて、二次磁束λｄｅｒの微分値を求
める。それを回路６７で直交座標軸ｄ、ｑ軸上の値に変
換し、ｄ軸の一次磁束λｄｅｒの微分値を得る。この微
分値は励磁電流ｌａ ｓが一定の時はＯである。しかし
、この場合は励磁電流１ｄｅｓを励振しているだめ、二
次磁束λｄ０ｒの交流会λｄｒが回路６７から出力され
、それを積分器６８で積分し、これより二次磁束λｄｒ
の交流会λｄｒのみが出力される。
本発明では、時定数Ｔｒの補償に必要な情報（ｆま、二
次磁束λｄｒの交流会λｄ１−のみで、直流分には関係
しない。従って積分器３８も励振周波数で積分特性を示
す不完全積分器で十分である。
次磁束λｄｒの交流会λｄ１−のみで、直流分には関係
しない。従って積分器３８も励振周波数で積分特性を示
す不完全積分器で十分である。
この様にして得られた二次磁束λｄｒの交流分λｄ０ｒ
と、フィルタを通して直流分を除いたλ１ｄｅｒの位相
とを回路６９において比較して５両者間の差を回路１２
に入力する。以下前述の動作によシそれが０になる様に
時定数Ｔｒｃを変化させる。
と、フィルタを通して直流分を除いたλ１ｄｅｒの位相
とを回路６９において比較して５両者間の差を回路１２
に入力する。以下前述の動作によシそれが０になる様に
時定数Ｔｒｃを変化させる。
なお、本発明における二次時定数補償によると、二次磁
束λｄｅｒが振動するので低周波のトルクリップルを発
生する。しかし、これは、小信号でありかつ低周波であ
るため、速度制御系によって十分吸収される。
束λｄｅｒが振動するので低周波のトルクリップルを発
生する。しかし、これは、小信号でありかつ低周波であ
るため、速度制御系によって十分吸収される。
なお、上記実施例ではサーチコイルを用いて二次磁束の
交流分を検出したが、ホール素子を用いても良く、同様
の効果が得られる。また、−次電圧から一次抵抗電圧降
下分を引き、二次磁束の交流分を検出しても良い。
交流分を検出したが、ホール素子を用いても良く、同様
の効果が得られる。また、−次電圧から一次抵抗電圧降
下分を引き、二次磁束の交流分を検出しても良い。
また、上記実施例では自動界磁弱め制御回路を持った速
度制御系について示しだが、勿論、一定励磁の定トルク
負荷に対しても適用できる。その時は、第４図の回路８
，９が不要となシ、励磁電流指令ｉｄ″・８が加算器６
４に入力される。
度制御系について示しだが、勿論、一定励磁の定トルク
負荷に対しても適用できる。その時は、第４図の回路８
，９が不要となシ、励磁電流指令ｉｄ″・８が加算器６
４に入力される。
以上の様に本発明では、二次磁束を強制的に励振して、
二次磁束λｄｅｒ と制御回路中の二次磁束λ’ｄｅ
ｒ との位相を一致させることで二次時定数を補償する
様に構成したため、電動機のいかなる運転状態において
も二次時定数を補償することができる効果がある。
二次磁束λｄｅｒ と制御回路中の二次磁束λ’ｄｅ
ｒ との位相を一致させることで二次時定数を補償する
様に構成したため、電動機のいかなる運転状態において
も二次時定数を補償することができる効果がある。
第１図及び第２図は従来の誘導電動機制御装置のブロッ
ク図、第８図は第１図に示す装置の一部の回路の詳細を
示すブロック図、第４図は本発明の一実施例による誘導
電動機制御装置のブロック図、第５図は第４図に示す装
置の角周波数対位相を示す特性図である。 １・・・三相誘導電動機、２・・・タコジェネレータ、
６・・・可変電圧可変周波数インバータ、４，５・・・
座標変換回路、６・・・補償回路、７．８，１０．１１
・・・制御回路、９・・・界磁設定回路、１２．１４〜
２４．２７．２９〜３２，３６，３７．３９・・・回路
、６６・・・発振器。なお、図中、同一符号は同一部分
を示す。 （５θρ）腓ハト 手続補正書（自発） ｌＩ８オ、５９．請０．３０ＦＪ。
ク図、第８図は第１図に示す装置の一部の回路の詳細を
示すブロック図、第４図は本発明の一実施例による誘導
電動機制御装置のブロック図、第５図は第４図に示す装
置の角周波数対位相を示す特性図である。 １・・・三相誘導電動機、２・・・タコジェネレータ、
６・・・可変電圧可変周波数インバータ、４，５・・・
座標変換回路、６・・・補償回路、７．８，１０．１１
・・・制御回路、９・・・界磁設定回路、１２．１４〜
２４．２７．２９〜３２，３６，３７．３９・・・回路
、６６・・・発振器。なお、図中、同一符号は同一部分
を示す。 （５θρ）腓ハト 手続補正書（自発） ｌＩ８オ、５９．請０．３０ＦＪ。
Claims (3)
- （１）誘導電動機の一次巻線に制御された交流電力を供
給する給電装置と、上記給電装置の出力電流の周波数を
上記誘導電動機の励磁電流、トルク分電流によって演算
されるすべり周波数及び回転子の角速度によって制御し
、かつ上記出力電流の振幅を上記誘導電動機の磁束指令
及びトルク指令によって制御する制御回路とを備え、前
記制御回路の演算に用いられる上記誘導電動機の二次巻
線の時定数値を検出された上記誘導電動機の二次巻線の
時定数値に追従させる様に制御したことを特徴とする誘
導電動機制御装置。 - （２）誘導電動機の二次巻線の時定数は二次磁束を低周
波で励振し、前記制御回路中で演算される二次磁束の交
流分と、基準の二次磁束の交流分との間の位相差を検出
し、その位相差によって制御されることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の誘導電動機制御装置。 - （３）誘導電動機の二次巻線の時定数値は上記誘導電動
機のサーチコイルの出力から検出された二次磁束の交流
分により制御されることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の誘導電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59118358A JPS611288A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 誘導電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59118358A JPS611288A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 誘導電動機制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611288A true JPS611288A (ja) | 1986-01-07 |
Family
ID=14734725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59118358A Pending JPS611288A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 誘導電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS611288A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013207954A (ja) * | 2012-03-29 | 2013-10-07 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の駆動装置 |
-
1984
- 1984-06-11 JP JP59118358A patent/JPS611288A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013207954A (ja) * | 2012-03-29 | 2013-10-07 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の駆動装置 |
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