JPS61127234A - エコ−・キヤンセラの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は電気通信に関し、詳細にはエコーひずみを受け
る電話装置を介した音声通信に関する。

例えば、ＴＡＸＩ　（Ｔｉｍｅ　Ａｓｓｉｇｎｅｄ　５
ｐｅｅｃｈＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　）　　デジタ
ル伝送システム力、本発明の主な用途である。

Ｂ、従来の技術 大部分のエコー・キャンセラでは、近端の送話信号が存
在するとき、そのタップ係数の発散が起こる。これらの
エコー・キャンセラは、通常は、市外トランク伝送およ
び衛星チャネルについて使用されるが、これらのチャネ
ルではダブルトーク（二重通話）要件が存在するためエ
コー・サプレッサを使用できない。伝送コストを下げ且
つディジタル・チャネル中の利用可能な帯域幅をもつと
多く占有するために低速の音声コード化技法が利用され
る場合、精密なエコー制御がより重要となる。ダブルト
ークが起こる場合、エコー・キャンセラに加わる伝送信
号には、受信伝送からのエコーと近端音声信号の両方が
含まれる。フィルタ係数の計算は、受信信号に対して相
関されていない大きなノイズ信号によって著しく妨害さ
れる。キヤンセラ係数は広い範囲に発散し始める。この
ことは、１９７７年６月付けのＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａ
ｃｔｉｏｎｓ　　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
、ＣＯＭ第２５巻、第６号のＰ、５８９〜５９５に所載
の「２つのエコー経路モデルを備えたエコー・キャンセ
ラ」（”　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ　ｗｉｔｈ　
Ｔｗｏ　Ｅｃｈ。

Ｐａｔｈ　Ｍｏｄｅｌｓ”）と題する論文でオハイア（
Ｏｃｈｉａａ）等が指摘している。

Ｃ０発明が解決しようとする問題点 この問題の最も直接的な解決方法は、ダブルトークが起
こるときフィルタ係数の更新を終了して、フィルタの適
応性をストップすることである。典型的な例では、係数
レジスタに送られるクロック信号が、制御信号によって
禁止される。しかし、先行技術のエコー・サプレッサで
使用されている通常のダブルトーク検出器は、受信信号
レベルと送信信号レベルを比較するが、上記の参照文献
で指摘されている如き、エコー・キャンセラの係数更新
を制御するための要件に合った応答特性をもっていない
。この問題を解決するための先行技術による別の提案は
、フィルタ更新用とエコー・キャンセル用の２つの経路
モデルを計算するというものである。この方法では、キ
ャンセラの複雑さがほぼ倍化し、従って既に切迫してい
る処理タスクがさらに増加する。さらに、この方法では
、キャンセラ機能が単一ポートに専用化されることにな
り、これを複数のチャネル間で多重化または共用するこ
とが妨げられる。

上記の問題に鑑み、本発明の目的は、エコー・キャンセ
ラを制御するための通常のダブルトーク検出器の代りに
、２つの適応性閾値検出器を使用するようにした、改良
されたエコー・キャンセラを提供することである。

本発明の他の目的は、フィルタ係数の更新を制御するた
めに受信信号のアクティビティを利用することにより、
非更新期間中エコー・キャンセラを共用することができ
るようにすることである。

Ｄ０問題点を解決するだめの手段 上記の目的および他の目的は、エコー・キャンセラ制御
中の通常のダブルトーク検出回路の代シに、適応性閾値
検出器を使用することによって達成される。この制御は
、伝送信号の立上シが起こったとき、更新を直ちに停止
させることができる。

エコー・キャンセラが所与の回線に対する係数を更新中
でなければ、これを他の回線間で共用できる。このこと
は大きな利点である。適応性レベル検出器は、伝送回線
上のノイズまたはエコーの適応レベルを越える、受信信
号のアクティビティ検出にも、送信信号のアクティビテ
ィ検出にも使用される。

８１作用 本発明のエコー・キャンセラは、２つの適応性閾値検出
器を使用する。これにより、通常はキャンセラの適応ア
ルゴリズムの発散を引き起こす近端の送話信号を、受信
信号エコーと比べて検出することか可能となる。通常の
受信信号アクティビティ検出とともに近端の送話信号ア
クティビティを使用することにより、キャンセラのフィ
ルタ係数の更新を適正に制御することが可能となシ、し
たがってフィルタの発散を防止し且つキャンセラの性能
を改善することができるようになる。この制御方法によ
れば、周知のＴＡＳ　Ｉシステムの如き多重回線システ
ムでエコー・キャ／セラ機能ヲ共用することが可能とな
る。エコー・キャンセラをこのような形で使用すると、
１つのキャンセラを１つのポート専用ではなくて、１つ
の伝送チャネルについて使用することができる。このよ
うなＴＡＳＩシステムでは、ポートとチャネルの比は２
〜３：１となる。前述のエコー・キャンセラ機能を多重
化する能力は、このようなシステムにおいてかなりの経
済的およびハードウェアの節約をもたらす。

ド、実施例 Ｆ１８問題点の説明（第２図及び第３図）本発明が使用
される背景を理解する助けとして、先行技術で直面して
いた問題を簡単に説明する。

その問題は基本的にはダブルトーク・ノイズの問題であ
る。ダブルトークは、通信リンクの各端に位置する送話
者と受話者が、同時に両端からのメツセージで占有され
る、すなわち送話者および受話者の両方が通話を行って
いる状態であると定義される。本発明の制御方法と制御
装置は、アナログ式またはディジタル式の単一伝送チャ
ネルで使用できる。しかし、本発明の利点がはっきりと
現われるのは、ディジタル・チャネルで効率的な音声伝
送を行うために、ＴＡＳＩまだはそれと同等の多重化技
術と関連して低速の音声コーグを使用する統合システム
を使う場合である。

エコー・キャンセラは市外トランク伝送および衛星チャ
ネルに広く使われている。このような環境では、しばし
ばダブルトーク状況が生じ、またそれが許容されなけれ
ばならない。これらの点を考慮すれば、エコー・サプレ
ッサを使用することができないのは明らかである。とい
うのは、エコー・サプレッサは、送信局に反射されるエ
コーを非送信局がカットするために使用される回線中の
減衰器であり、それを使用すると、ダブルトークが存在
するとき他端から来る本来の通話信号を大幅に減衰させ
てしまうためである。最近、ディジタル・チャネルの使
用に関連する伝送コストを低下させるため、多数の音声
信号を圧縮して帯域幅を狭め、それによってディジタル
・チャネルのコストを多数のユーザに効果的に分担させ
る、低速音声コード化技術が利用されている。この方法
は、精密なエコー制御を必要とする別の適用を促してき
た。様々な低速音声コード化法が利用可能であり、それ
には副帯域コード化法、適応変形コード化法および線形
予測コード化法にもとづく各種の方法が含まれる。それ
らはすべて、受話者によって受容されるような音声伝送
の近距離市外通話品質を与え、６０００〜１６０００ｂ
ｐｓのコード化速度を使用するものである。これらの方
法のすべてに共通していることは、コード化および解読
化アルゴリズム操作の際に比較的長い処理遅延が生じる
ことである。通常の場合、使用するコード化アルゴリズ
ムの種類に応じて、遅延時間は１６〜３０ミリ秒のオー
ダである。もちろん、この遅延は衝突するエコー・リタ
ーンの重要度と確率を大幅に増加させる。

第２図は、ディジタル伝送チャネルを介して音声信号を
伝送するために低速コーグを利用した、先行技術の典型
的な例を図示したものである。ディジタル伝送チャネル
３を介して通信を行うために低速コーグ１と低速デコー
ダ２を使用すると、エコー・リターン遅延は、コーグ１
の処理遅延（Ｔｃ）およびデコーダ２の処理遅延（Ｔｄ
）の２倍以上に、すなわち図示の例では約６４ミリ秒に
増加することがあり得る。第２Ａ図には、典型的な・・
イブリッド回路（Ｈ）４を通して低速コーグ１および低
速デコーダ２に接続された、送信局Ｓ１および受信局Ｓ
２が示されている。送信局Ｓ１からの送信信号は、ハイ
ブリッド回路４を経て低速コーグ１に進み、そこで低速
コード化実行アルゴリズムを処理する際の遅延のだめに
、伝送コード化遅延（Ｔｃ）が生じる。ディジタル・チ
ャネル３上の伝送によって、最小限の遅延が追加される
。これは無視できることもできないこともある。また低
速デコーダ２は解読のための追加的なアルゴリズム処理
遅延（Ｔｄ）をもたらす。伝送コード化および解読化遅
延の合計は、この例で示すように約３２ミリ秒である。

ハイブリッド回路４を経て受信局Ｓ２で受信された信号
は、またハイブリッド回路４中損失または漏れのために
エコーを生じる。

これは受信局Ｓ２の低速コーグ１で受信され、追加的な
コード化遅延（’ｒｃ）だけ遅延され、ディジタル・チ
ャネル３上を伝送され、そして解読時に別の解読化遅延
（Ｔｄ）が加わり、最後に元の送信局Ｓ１で遅延エコー
として現われる。かかる遅延の合計は、その信号経路の
遅ｇ　（７１’　ｃ　＋Ｔ　ｄ　）のほぼ２倍、すなわ
ちこの例では６４ミリ秒となる。

通常のエコーの妨害はかなりの大きさであるが、入力信
号スペクトルに適応するだめの機構として線形予測を利
用する低速コーグは、エコー信号によってさらに悪影響
を受ける。これらの装置は、特にダブルトークが存在す
るときは、エコーを入力信号と混合した第２の信号とし
て感知する。コードは複合入力信号と整合するようにそ
の適応を変化させるので、エコー効果は非線形であり、
その結果真の入力信号に対する品質が低くなる。この場
合、エコー・サプレッサはこのコータ中の夕。

プルトーク効果を除去できないので、エコー・キャンセ
ラが必要となる。

第２Ｂ図に移ると、そこには先行技術の典型的なエコー
・キャンセラ・システムが概略的に示しである。この図
では、低速コード１と低速デコーダ２がそれぞれディジ
タル・インターフェースを備えており、また低速コード
１に入る音声信号７５；パルス・コード変調されたある
種のディジタル・コードで表されるものと仮定する。こ
のため、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）５の出
力はキャンセラ加算回路７を通して低速コード１に印加
されるように図示しである。エコー・キャンセラ８は、
補正係数を修正するために線９上のエラー人力信号を受
は取る。エコー・キャンセ２８は、また遠端局Ｓ２から
の受信信号の一部を線ｌＯを介して受は取る。推定エコ
ー信号ないしエコー補正信号が線１１を介して加算回路
７に印加され、かくて遠端局で受信され且つリターンさ
れるような送信局の信号の反射エコー成分をキャンセル
する。両受信端では、各信号経路はディジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）６を含み、該変換器はディジタル信
号をアナログ信号に再変換してこれをノ・イブリッド回
路４に印加する。すなわち、第２Ｂ図は、周知の型式の
エコー・キャンセラを使用した、先行技術の典型的なデ
ィジタル音声伝送システムを表したものである。

先行技術で周知のエコー・キャンセラが、第３図に示し
である。破線で示したエコー経路は、ノ・イブリッド回
路４の回線平衡用インビーダンスとハイブリッド回路４
に接続されたアナログ内線の実際の人力インピーダンス
の不整合によって生じる。その結果、受信信号Ｒ，ｓの
一部がノ・イブリッド回路４から伝送経路に漏れて、エ
コー信号Ｅを形成する。エコー・キャンセラ８は典型的
なディジタル・トランスバーサルＯフィルタであって、
そのフィルタ・レスポンスがノ飄イブリッド回路４を通
る漏れ経路レスポンスと整合するようにその係数を適応
させる機構を含んでいる。線１０に受信入力信号が加わ
る場合、線１１上のフィルタ出力は、発生すると予想さ
れるエコー推定値Ｅｅでちる。このエコー推定値Ｗｅは
、組合せ回路７で実際のエコー信号をキャンセルするた
めに使用される。フィルタ係数Ｃ１・・・・・・・・・
Ｃ１２８（第３図では一般にＣ３として示す）は、実際
のエコーと、線９上の加重エコー・エラー信号の間の相
関を計算することによって求められる。これは定数Ｋ（
Ｅ−Ｅｅ　）として表される。このエラー信号と、時間
的にＲｓｉだけ遅延した受信信号の実サンプルの間の相
関は、タップＲ１・・・・・・・・・Ｒ１２８を備えた
遅延回路１２から得られる。この相関値は、第３図に示
した関係に従って、例えばフィルタ係数０１〜Ｃ１２８
を更新するために使用される。各係数について、掛算器
１３中で遅延タップ出力に加重エラー信号を掛けたもの
が、組合せ回路１４中で元の係数Ｃに加えられ、そして
係数レジスタ１５に記憶される。レジスタ１５の出力は
、遅延回路１２からのタップ出力と組み合される。この
タップ出力は係数０１に対応し、これは掛算回路１６中
で係数Ｃ１に掛けられ、その結果がフィルタ累算器１７
に印加される。このフィルタ累算器１７の出力が、フィ
ルタ出力ないしエコー推定値Ｅｅである。

このようなフィルタは周知であるので、ここでは詳しい
説明は行わない。キャンセラの長さ、すなわち使用する
タップの数は、ノ・イブリッド漏れ経路のインパルス応
答の関数である。電話の適用例では、フィルタの長さは
通常は１２８〜３２４タツプである。ただし、タップは
、ディジタル・システム中のサンプリング時間またはサ
ンプリング速度と等しい遅延時間の単位であると定義さ
れる。典型的な例では、毎秒８０００サンプルのディジ
タル・サンプリング速度を仮定した場合、■タップは１
２５ミリ秒の遅延である。回線交換／ステム中の内線の
場合は、６４〜１２８の範囲のタップ値が適当である。

もし毎秒８０００サンプルのディジタル・サンプリング
速度が使用されるならば、係数Ｃｓは１２５ミリ秒のサ
ンプリング速度で更新される。広いダイナミック・レン
ジをもつ信号の場合、第３図に示すようなエラー加重項
Ｋを、平均値、二乗平均値の如き受信信号レベルの何ら
かの測定量で割って、キャンセラ自体の発散率が信号レ
ベルの予測ダイナミック・レンジ全体で一様であること
を確保することができる。

もちろん、これらの詳細は当該分野でよく知られており
、本発明の一部を構成するものではない。

ここでそれについて説明したのは、本発明の利用方法の
理解を得るためである。

相関法を用いて、エコー・フィルタ係数Ｃｓが良好な性
能値を正しく反映するようにするには、エコー経路の出
力信号Ｅは、受信信号経路Ｒｓから直接得られるもので
なければならない。ダブルトークが発生する場合、（各
送話者に対し遠端にある）エコー・キャンセラに加わる
送信信号は、エコー信号と近端音声信号Ｔｓの両方を含
むことＫなる。そうなると、大きくて受信信号に対して
相関されていない「ノイズ」信号と思われるものによっ
て、フィルタ係数Ｃｓの計算が著しく妨げられる。この
結果、キャンセラ係数の計算が真の値から発散するよう
になる。この点については、オハイア等の前掲のＩＥＥ
Ｅ論文を参照されたい。

この問題に対する最も直接的な解決策は、ダブルトーク
が起こったとき、フィルタ適応の更新を中止することで
あろう。このため、係数レジスタ１５に対するクロッキ
ングを、第３図の更新制御線１８上の制御信号によって
単に禁止することができる。しかし、エコー・サプレッ
サ中で使用できる通常のダブルトーク検出回路（第３図
には示していない）は、受信信号レベルＲｓと送信信号
レベルＴｓを比較する。しかし、この比較は、前掲の参
考文献で指摘されているように、キャンセラ中の係数更
新を制御するだめの要件を満足させるようなレスポンス
特性を与えない。したがって、この方法ではこの問題は
解決されないままである。

前記の「従来の技術」の項で指摘したように、ダブルト
ーク問題を解決するための一つの提案は、フィルタ更新
用と実際のエコー・キャンセル用の２つのエコー経路モ
デルを計算することである。

この方法は、先に指摘したように、複雑さとコストと処
理タスクを殆んど倍化する。

以上、本発明の一般的分野を概括し、既存の問題を明確
に示してきたが、これらの問題を解決するための適用例
を見ると、本発明がはっきり理解できる。

Ｆ２、　エコー・キャンセラ制御の説明（第１図、第４
図） 第１図には、ディジタル通信システムの一端について、
本発明の方法および装置の一般的形態が簡単に示しであ
る。もちろん、データ通信システムの他端も受信チャネ
ルと送信チャ坏ルを逆にすれば、これと同様に構成でき
る。

第１図には、第２図および第３図と同様の構成要素がい
くつか含まれており、それらには第２図および第３図と
同じ番号をつけである。その他の構成要素と操作方法は
、これから説明するように前述のものとは違っている。

第１図の重要な構成要素としては、２つの適応性レベル
検出器１９と２０がある。かかる適応性レベル検出器な
いし適応性閾値検出器は、以前から使用されており、１
９６８年６月付けのＩＥＩＩＪ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓ　ｏｎＡｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃｓ、　ＡＵ　　第１６巻のＰ、１６９〜１
７９に所載の「音声信号の自動調節Ｊ　（”Ａｕｔｏｍ
ａｔｉｃ　　Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇｏｆ　５ｐｅｅ
ｃｈ　Ｓｉｇｎａｌｓ、　″）と題するＧ、Ａ、へ／ｌ
／７−ス（Ｈｅｌｗａｒｔｈ　）とＧ、Ｄ、ジョーンズ
（Ｊｏｎｅｓ）の論文に記載されている。このような装
置は、例えば背景ノイズ信号中で音声の存在を検出する
ために使用されてきた。これらの装置は、ノイズ信号を
測定し、且つ入力信号が所与のＳ／Ｎ比を越えたとき閾
値を活性化させることができる点で、固定式閾値検出器
と違っている。要するに、閾値検出器は、固定の信号レ
ベルを越えたときではなく、所定のＳ／Ｎ比を越えたと
きに活性化されるのである。

第１図から暫く離れるが、第４図は、前掲のへルワース
等の論文に記載されているような可変式閾値検出器を実
現するだめの多くの方法のうちの一例を図示したもので
ある。２つの重要なパラメータ、すなわち検出比とハン
グ・オーバ一時間の定義も図式的に示されている。検出
比とは、アクティブ信号であると宣告されるために、入
力信号がノイズ・レベルを越えて持たねばならないよう
な比である。通常は２〜２＋のＳ／Ｎ比が閾値として使
用される。これは大体６〜８ｄｂの範囲である。ハング
・オーバ一時間とは、信号が閾値以下に低下してから出
力アクティビティの指示がなくなるまでに経過する時間
である。典型的なハング・オーバ一時間は２０〜５０ミ
リ秒であり、これにより通常のワード間音声空白の間に
アクティビティが正確に表示されたままに留まることが
保証される。信号が閾値のＳ／Ｎ比を越えると、ノイズ
の平均化が一時中止され、現在値が平均メモリ回路中に
保持される。これによって、推定された後続ノイズが実
際のアクティブ信号エネルギーによって摂動されること
が防止される。第４図にはアタック時間が示しであるが
、これは最初の信号平均時間から求められるもので、デ
ィジタル実現形と緩衝技法を使用してＯにすることがで
きる。

この図では、本発明のエコー・キャンセラ制御に使用さ
れる適応性閾値検出器は、パルス・コード変調されたデ
ィジタル信号を含む回路構成と直接インタフェースする
ように、ディジタル形式で実現されるものと仮定されて
いる。

ここで第１図に戻って、エコー・キャンセラ制御につい
てさらに詳しく説明する。

第１図に示すように、本発明のエコー・キャンセラ制御
では、２つの適応性閾値検出器が使用される。第１の検
出器１９は、通常の方法で受信信号Ｒｓのアクティビテ
ィを示すのに使用される。

第２の適応性閾値検出器２０は新しいもので、現エコー
・レベルＥを越える送信信号Ｔｓの存在を検出するのに
使用される。検出器２０の出力は、線２４上の送信アク
ティビティ信号ＴＡである。

これは、更新禁止制御１８を活性化することによって、
エコー・キャンセラ８におけるフィルタ更新を中止する
のに使用される。これによって、前述の如きフィルタ特
性の発散が防止される。

送信信号Ｔｓは、近端ユーザがらの信号である。

この信号がゼロである場合、適応性閾値検出器２０は、
エコー・キャンセラ８における更新に使用すべき出力信
号として、遠端受信信号からのエコーに応答してはなら
ない。エコーＥの閾値を越える送信信号Ｔｓの発生を検
出するためには、検出器２０の閾値は、エコーＥが信号
エネルギーではなくてノイズと見なされるように動作し
なければナラナイ。この場合、通常の検出器なら、ノイ
ズ平均値が送信信号Ｔｓの背景ノイズ・レベルを反映す
るように適応するはずである。もしエコー信号がこのノ
イズよりも大きければ、それも出力信号として検出され
ることになろう。

この制御方法では、検出器２ｏのノイズ平均値が受信信
号アクティビティＫＡによって制御されているので、エ
コーはノイズとして測定される。

受信信号アクティビティＲ，Ａは、適応性レベル検出器
１９の出力である。この信号は、図示のように適応性レ
ベル検出器２０および更新禁止制御１８に送られる。か
くて、検出器２０のノイズ平均値は、受信信号アクティ
ビティＲ，Ａが存在し、且つエコー信号を生成できると
きだけ更新される。

検出器２０の閾値基準は、エコー信号と近端送話者から
の背景ノイズの平均である。もしハイブリッド回路４か
らのエコー漏れがなければ、検出器２０のノイズ平均値
は近端送話者の背景ノイズに復帰し、かくて検出器２０
は通常のレベル検出器として動作する。

アクティビティ登録の際の時間遅延は閾値検出器２０の
アタック時間であるので、送信信号アクティビティの立
上りの直後に更新手順がストップする。これは通常は数
ミリ秒であるが、緩衝技法によってＯにすることができ
る。エコー・キャンセラ８における係数の更新を直ちに
ストップできることは、更新が実際にストップするまで
に丸々１音節またはそれ以上かかることがしばしばある
通常のダブルトーク検出器には見られない重要な利点で
ある。

本発明によれば、受信信号がアクティブ状態にないとき
も更新がストップする。理論的には相関されたエコーが
得られるので、受信信号チャネルのノイズに更新アルゴ
リズムを適応させることができるが、受信ノイズ・エコ
ーのレベルが低いため、フィルタの安定性が低い。もし
Ｒ，Ａ　（受信信号アクティビティ）が実際に存在する
ときだけ収束が達成され、且つ維持されれば、もつと強
固な安定性が得られる。以下の説明かられかるように、
受信信号アクティビティを使用してエコー・キャンセラ
８０更新を制御し、且つ適応性レベル検出器２０の閾値
更新を制御することは、エコー・キャンセラ８の機能を
複数のポート間で多重化する能力を実現する際のキー・
ポイントである。

本発明における更新の制御は簡単であって、受信信号ア
クティビティが存在しないか、または送信信号アクティ
ビティが存在するとき更新を禁止するというものである
。

１＋″３．　　ＴＡＳＩシステムへの適用例（第５図、
第６図） 本発明のエコー・キャンセラ制御技術は、単一チャネル
伝送にも役立つが、キャンセラおよび制御機能の多くを
複数ポート間で多重化できるように多重チャネル・シス
テムに組み込むと最も有利である。

周知の如く、音声アクティビティの統計的性質を利用す
ると、音声伝送の効率を大幅に高めることができる。経
験の教える所によれば、平均的な両方向通話の間に、音
声信号バーストは３０〜５０％の時間しか伝送されない
。通話のアクティブ信号部分だけを選択的に伝送するこ
とによシ、一群のユーザに必要な伝送チャネルの数を大
幅に減らすことができる。これは、音声信号の伝送効率
を高めるための多数の方法にとって、基本的な技術であ
る。これらは主として１９５０年代のＴＡＳＩシステム
から始まった。かかるシステムは、２〜３：１の圧縮ゲ
インを達成している。すなわち、入力信号ポートの数が
出力伝送チャネルの数の２−３倍となるということであ
る。

ディジタル・チャネルに対する最も効果的な音声伝送は
、ＴＡＳＩ多重化技法を低速音声コード化技法と組み合
せることによって実現される。かかる方法を第５図に概
略的に示す。

第５図は、高速リンク用のディジタル・チャネル３およ
びユーザ用の低速コード１と低速デコーダ２に接続され
た多数の低速ポートを用、いた、先行技術の典型的なＴ
ＡＳＩ多重化低速コーディングおよび音声圧縮通信シス
テムを示したものである。

この組合せは、現在では衛星通信システム、回線交換シ
ステム間のトランク伝送集線装置、および私設音声・デ
ータ伝送リンクに使用されている。

ディジタル伝送設備の可用性が増大するにつれて、かか
るシステムの使用がますます盛んになるものと予想され
る。

本発明のエコー・キャンセラ制御は、第６図に示すよう
にＴＡＳＩ伝送システムに組み込むことができる。第６
図の制御の流れは第１図と同様のものであるが、その一
部が修正して示しである。第１図の適応性レベル検出器
１９によって与えられた受信信号アクティビティ指示は
、伝送リンクの遠端にアクティビティ検出器を備えたＴ
ＡＳＩ７ステムの通常の機能として与えられるのが普通
である。従って、独立の受信信号アクティビティ指示を
与える適応性閾値検出器１９は受信信号線２３上の破線
枠として示しである。この破線枠１９はＴＡＳＩマルチ
フレクサ／テマルチプレクサ舎シスナシステムＳＩ　Ｍ
ＵＬＸ／ＤＥＭＵＬＸ）２５内に含まれる。さらに、大
部分のシステムはランダム・ノイズ信号発生器２６を使
用して、音声沈黙期間中に受信ポートへ主回線の主観的
効果を与える。スイッチ２７は低速デコーダ２に接続さ
れ、該デコーダ２からの解読出力が存在しないとき、ノ
イズ源信号を入力にゲートする。第２の適応性レベル検
出器２８は、送信信号アクティビティをＴＡＳＩシステ
ムに指示して、伝送チャネルを要求するために使用され
る。本発明で利用される適応性レベル検出器は、この機
能を与えることができない。

というのは、一般に、検出器２０はエコー信号を越える
送信信号を検出するが、検出器２８はノイズ・レベルを
越える送信信号マイナス・エコーを指示しなければなら
ないからである。エコーが存在しない場合、検出器２０
と２８は同じノイズ平均値を有するはずである。しかし
、検出器２８は伝送リンクの遠端用の受信信号検出器で
あり、したがってデマルチプレクサ２５内の破線枠１９
で示されるような遠端システム用の検出器１９として働
く。当然のことながら、適応性レベル検出器１９は、実
際には、送信端にあるレベル検出器２８であり、そこか
ら出力信号が線２３上に発する。

本発明の簡単な実施例で本発明の更新制御手順を実現す
るには、ＴＡＳＩシステムの追加機能として検出器２０
を物理的に追加するだけでよいことに注意すべきである
。しかし操作方法は全く違ってくる。

本発明のエコー・キャンセラ制御は、キャンセラ機能を
複数のポート間で多重化できるため、大きな利点をもた
らす。第６図において、キャンセラ８はエコー・レベル
を推定するように動作し、受信信号が実際に存在すると
きだけ更新される。

受信信号が存在する相対的確率は、通常の音声アクティ
ビティ比であり、これはＴＡＳＩシステムに大きな利点
を与える。大部分のシステムでは、ＴＡＳＩの利点を計
算するのに使うアクティビティ比は０３〜０．５である
。すなわち、受信アクティビティが単独では半分以下の
時間しか存在しないため、エコー・キャンセラは半分以
上の時間更新されていないことになる。さらに、送信ア
クティビティが存在するとき、すなわちダブルトーク状
態が存在するときは、更新はストップされる。したがっ
て、更新がストップされる場合、更新が再開するまで、
フィルタ・タップ係数の現在値がレジスタに保持される
。更新の中断は、話者のアクティブな通話中数百ミリ秒
続くことがあり、また話者が聴取しているとき数秒の中
断があることがある。これらの時間中、第２図に示すよ
うな典型的ナエコー・キャンセラ８中の加算器や掛算器
などはすべて使用されていない。このようなエコー・キ
ャンセラ８の演算資源をかかる時間中別のポートの計算
、加算、掛算などに使うことは、簡単なことである。そ
れが可能なのは、下記の理由による。

■パ４　　エコー・キャンセラの説明（第３図、第７図
、第８図） 第３図の例に戻ると、１２８個のタップを有するエコー
・キャンセラ・フィルタは、毎秒８０００サンプルとい
う所与のサンプリング速度を仮定した場合、約１６ミリ
秒のインパルス応答をもつことがわかる。かくて、ハン
グオーバ一時間が僅か２０ミリ秒だとすると、受信信号
アクティビティ指示が、僅か２０ミリ秒のハングオーバ
一時間の間に閾値検出器からドロップする場合、フィル
タ係数は既にアクティブ信号をクリアされていることに
なろう。現在のキャンセラで使用する最長のフィルタ・
インパルスは４０ミリ秒であるが、これでもなお通常の
ハングオーバ一時間２０〜５０ミリ秒の範囲内に収まる
。すなわち、使用されたハングオーバ一時間の終了時に
、フィルタおよびエコー・キャンセラの他の構成要素が
別のポートのために利用できる。

ＴＡＳ　Ｉポートでエコー・キャンセル機能が必要なの
は、実際の受信信号が存在するときだけである。すなわ
ち、キャンセラの主要機能は大部分の時間中使用されな
い。フィルタの応答特性、更新制御、および検出器のハ
ングオーバ一時間により、キャンセラを複゛数のポート
間で効果的に多重化することが可能となる。受信ポート
毎のキャンセラはもはや不要である。−例として、第７
図を、参照されたい。

第７図は、所与のポートないし内線にとってトランスバ
ーサル・フィルタ係数だけが独自であること、大部分の
エコー計算は複数のポート間で多重化ないし共用され、
一度に１ポートずつ処理できることを示している。ある
ポートがアクティブ信号を受信する場合、第６図の線２
３上に受信信号アクティビティ出力が存在する。なぜな
ら、例えば第１図のレベル検出器１９として機能する遠
端の適応性レベル検出器２８がかかる指示を与えるから
である。この場合、アクティビティを受信するポートの
最新の係数が第８図の係数メモリ２９から取り出される
。受信信号が実際に存在するとき、これらの係数はエコ
ー・キャンセラの演算装置にロードされ、遅延線１２か
らの入力信号に関する新しい１組のフィルタ係数を更新
する。エコー・キャンセラは、受信信号アクティビティ
が中止するまで、通常の伝送アクティビティ制御に従っ
て動作する。この場合、当該ポートに対する係数の現在
値が、係数メモリ２９に戻される。次にエコー−キャン
セラ・フィルタがリセットされ、信号レジスタと累算器
１７がクリアされ、次にキャンセラは別のポートに対す
る作業を割り当てられる。

所与のポートに対する受信アクティビティがもはや存在
しなくなる場合、エコー・レベルの推定値が、第６図の
適応性レベル検出器２０のノイズ平均値レジスタ中に維
持される。このレジスタは、当該検出器が接続されてい
る所与のポートと関連している。受信信号アクティビテ
ィ・レベルはこのときＯであり、次の音声バーストが起
こるとき急速な起動ができるように閾値レベルを維持す
る必要があるので、これは閾値検出器の平均値制御の通
常操作である。このポートがエコー・キャンセラなしで
動作する場合、第６図ないし第８図のエコー推定信号Ｅ
ｅはＯにセットされる。閾値検出器２８は送信信号のレ
ベルを監視し、アクティビティの立上り時にＴＡＳＩマ
ルチプレクサから伝送チャネルを要求する。操作中、検
出器２８のノイズ平均値は、近端ポートからの背景ノイ
ズであり、受信信号アクティビティが存在しないとき、
注入される無声ノイズによって生成されるエコーである
。ポートが非活動状態にある間、この閾値レベルの平均
化が続く。先に指摘したように、通常のＴＡＳＩシステ
ム上の各ポートごとに、検出器２０を追加することだけ
が必要である。

これまで説明したように、システム中のポート数タケの
エコー・キャンセラは必要なく、伝送チャネルの数だけ
あればよい。ポートとチャネルの比は２〜３：１なので
、かかるシステムで使用するキャンセラ資源の数がかな
り節約される。こうして、コスト面だけでなく処理負荷
の上でも大きな節約が達成される。

第８図は、この方法を使ったＴＡＳＩシステムを図示し
たもので、伝送チャネルと信号ポートとの間の機能分散
を示している。また、この構成では低速音声コーグも使
用中の各ポート間で多重化されることに注意すべきであ
る。“これは、デコーダの応答が閾値検出器のハングオ
ーバ一時間より少ないと仮定している。現在使用されて
いる大部分の低速コード化アルゴリズムではそのことが
あてはまる。この構成では、最大の複雑さを有する機能
と処理負荷が各伝送チャネル毎に必要であるが、ポート
毎に必要な複雑さは適度である。第８図に示したシステ
ムの操作は、ポート／チャネル割当制御３ｏがＴＡＳＩ
マルチプレクサ／デマルチプレクサ・システム２５の通
常部分であるため、全く明瞭である。この制御は、ポー
ト・エコー係数メモリ２９を態動して更新用の新しい係
数をチャネル・エコー・キャンセラ８にロードするのに
使用できる。第８図中のその他の構成要素は、それぞれ
単一チャネル・システムおよび複数チャネル・システム
について本発明の良好な実施例を記載した第１図および
第６図のものと同じである。

Ｇ９発明の効果 以上詳述したように、本発明によれば、２つの適応性レ
ベル検出器を使用することにより、エコー・キャンセラ
におけるフィルタ係数の更新を適圧に制御することがで
き、従ってエコー・キャンセラの性能を改善することが
できるので、実用的には極めて有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に従った適応性レベル検出器を使用し
た、改良されたエコー・キャンセラ制御を示す図、第２
Ａ図は、ディジタル・チャネル伝送用の低速コーグと低
速デコーダを使用した、先行技術の電話通信システムを
示す図、第２Ｂ図は、ディジタル・チャネルの各端部に
それぞれエコー・キャンセラを設けることにより、各端
部で観察されるエコーを減少させるようにした、先行技
術の電話通信７ステムを示す図、第３図は、一般に使わ
れている先行技術のエコー・キャンセラを示す図、第４
図は、適応性閾値検出器を使用した、先行技術の音声ア
クティビティ検出を示す図、第５図は、ＴＡＳＩマルチ
プレクサ／デマルチプレクサ・システム中で低速コード
化技法と音声圧縮技法を使った、先行技術の典型的なト
ランク圧縮システムを示す図、第６図は、本発明のエコ
ー・キャンセラ制御を組込んだ低速のＴＡＳＩシステム
の概略構成を示す図、第７図は、所与のチャネル中の複
数のポート間で共用できる、本発明のエコー・キャンセ
ラを示す図、第８図は、多重化エコー・キャンセルを行
いうる、本発明に従ったＴＡＸＩ７ステムを示す図であ
る。 ４　　・ハイブリッド回路、５・・・アナログ−ディジ
タル変換器、６・・・ディジタル−アナログ変換器、７
　　・加算回路、８・・・・エコー・キャンセラ、１８
・・・・更新禁止制御、１９．２０・・・・適応性レベ
ル検出器。 出願人　　インターナショカル・ビジネス・マシーンズ
・コーポレーション代理人弁理士　　頓　　　宮　　　
孝　　　−（外１名） 受信信号 第３Ｗｉ 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 通信ポートにおける受信信号のアクティビティを第１の
   適応性レベル検出器で検出し、前記通信ポートにおける
   ノイズと組合わされた送信アクティビティの信号出力レ
   ベルを第２の適応性レベル検出器で検出するとともに、
   前記第１の適応性レベル検出器の出力が受信信号の存在
   を指示し、且つ前記第２の適応性レベル検出器の出力が
   前記通信ポートにおける送信アクティビティの不在を指
   示するときエコー・キャンセラの係数を再計算するよう
   にしたことを特徴とする、エコー・キャンセラの制御方
   式。