JPS61108264A - 左右ピン歪補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、可飽和リアクタトランス（ＰＣＴ）を用いた
コンベンショナル方式の受像機に適用される左右ピン歪
補正回路に関する。

〔従来の技術〕

従来の左右ピン歪補正回路においては、例えば第７図に
示すように、垂直偏向ヨーク（９）のＳ字補正コンデン
・す“（６８）に発生ずるパラボラ波信号を利用して、
可飽和リアクタトランス（ＰＣＴ）（８０）を駆動して
左右のピン歪補正を行っている。

なお図中（８１）は利得調整回路、（４１）はフライバ
ックトランス、（３６）は水平スイッチングトランジス
タ、（４２）はダンパーダイオード、（４６）番Ｊ共振
コンデンサ、（１４）は水平偏向ヨーク、（５５）は補
正コイル、（４４）は８字補正コンデンサである。

従ってこの回路において、ＰＣＴ（８０）にて水平偏向
ヨーク（１４）の等価インダクタンスが変化され、共振
周波数が変化されることによって、図中の０点のパルス
波高値のエンベロープが第８図に示すようにパラボラ波
状にされる。

ところがこの回路において、フライバンクトランス（旧
）の２次側から高圧出力を得ている場合に、ＡＢＩ、が
低い時（画面が暗い時）は負荷電流が小さいために、高
圧の垂直リプルは小さくなる。

そこでこのＡ　Ｂ　１．、が低い状態で左右ビン歪補正
量を調整（第９図Ａ）し、そのｌ＆Ａ　Ｂ　Ｌを」−げ
る（画面を明るくする）と、負荷電流が増大し、高圧の
垂直リプルが大きくなる。従って画面の上下部分で高圧
が下がるため、同一のピン歪補正では第９図Ｂに示すよ
うにこの部分で画面が広がる傾向になり、ピン歪補正が
不足の様相を呈する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述のような左右ピン歪補正回路が提案されている。し
かしながらこの回路において、Ａ　Ｂ　Ｌが変化される
と、ピン歪補正が適正に行われなくなり、表示画面に歪
が生じてしまう問題点があった。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、出力信号の振幅を検出してこの振幅が所定値
になるように制御される垂直周期の鋸歯状波発振器（７
１）を有し、垂直偏向ヨーク（９）から得られる垂直周
期の鋸歯状波を上記鋸歯状波発振器（７１）の制御を行
う制御値１ｏにて演算（２００）してピン歪補正用パラ
ボラ波信号（２０２）を得ると共に、上記制御値１　ｏ
　−ｔ−ＡＢ　１．、電圧（３０３）で補正して上記ピ
ン歪補正用パラボラ波信号（２（１２）の振幅を上記Ａ
　Ｂ　Ｃ電圧（３０３）に応して変化さ・Ｕるようにし
た左右ピン歪補正回路である。

〔作用〕

」二連の装置によれば、鋸歯状波の振幅を一定にする制
御値を用いて偏向ヨークから得られる信号を積分してピ
ン歪補正用パラボラ波信号を形成すると共に、ＡＢＬ検
出の時間平均値を用いてこのパラボラ波信号の振幅を補
正するようにしたので、Ａ　Ｂ　Ｃの変化に依らず常に
適正なピン歪補正用パラボラ波信号を得ることができる
。

〔実施例〕

とごろで、例えばＮＴＳＣ方式のテレビ信号においては
、垂直周波数が約６０１１ｚ、水平周波数が約１５．７
５ｋＨｚで画像が形成されている。これに対していわゆ
る（：　（：　１１１方式では、垂直周波数は５０１１
ｚになっている。

ｌ］ｉた演算処理などによって走査線数を２倍化し、受
像される画質を向上させる変換装置が提案されている。

この装置を用いた場合、これから出力される信号は垂直
周波数が例えば６０１１ｚに対して水平周波数しｌ約３
１．５ｋｌ！ｚになっている。

この伯、いわゆる高解像度表示のコンピュータの出力信
号においては、水平周波数が約２５ｋｌｌｚＯものがあ
る。またいわゆる高品位テレビにおいては、水平周波数
は約３３．７５ｋｌｌｚが予定されている。

このように垂直及び水平周波数の異なる種々の信号に対
して、これを単一の装置で受像できるようにするマルチ
走査型受像機が提案された。

そこでまず初めに本願出願人が提案するマルチ走査型受
像機について説明する。

第４図に全体のブロック図を示す。この図において通常
のテレビ放送チューナあるいはビデオテープレコーダ、
ビデオディスクプレーヤ、衛星放送チューナや、一部の
パーソナルコンピュータ等からの通常のビデオ信号を受
像する場合には、入力端子＋１１に供給されるビデオ信
号がビデオプロセス回路（２）を通じてＲＧＢプロセス
回路（３）に供給されて三原色信号が形成される。また
入力端子（４）に供給されるビデオ・ＲＧＢの切換信号
がプロセス回路（３）に供給され、これによって選択さ
れたビデオ信号からの三原色信号が出力回路（５）を通
じて陰極線管（６）に供給される。

また入力端子＋１１からのビデオ信号が同期分離回路（
７）に供給され、垂直・水平の同期信号が分離される。

さらに入力端子（４）からの切換信号が分離回路（７）
に供給され、これによって選択されたビデオ信号からの
垂直同期信号が垂直偏向回路（８）に供給され、形成さ
れた垂直偏向信号が陰極線管（６）の垂直偏向ヨーク（
９）に供給される。また分離回路ＴＶ）で選択されたビ
デオ信号からの水平同期信号がＡＦＣ１路Ｏｌに供給さ
れ、このＡＦＣ回路Ｑｌからの信号が水平発振回路（１
１）に供給されると共に、モード検出回路（１２）から
の通常時の制御信号が発振回路（１１）に供給される。

そしてこの発振回路（１１）からの信号が水平偏向回路
（１３）に供給され、形成された水平偏向信号が陰極線
管（６）の水平偏向ヨーク（１４）に供給される。さら
に偏向回路（１３）からの信号がフライバックトランス
等の高圧発生回路（１５）に供給され、形成された高圧
が陰極線管（６）の高圧端子（１６）に供給されると共
に、信号の一部がＡＦＣ回路００１に供給される。

さらに電源入力（１７）からの商用電源が電源回路（１
Ｂ）に供給され、検出回路（１２）からの信号に応じた
通常時の電圧が水平偏向回路（１３）に供給される。ま
た電源入力（１７）からの商用電源が他の電源回路（１
９）に供給され、形成された電圧が他の回路へ供給され
る。

これによって通常のビデオ信号の受像が行われる。これ
に対して一部のパーソナルコンピュータや、いわゆるキ
ャプテン復調器、テレテキスト復調器あるいは走査変換
装置等からのデジタルまたはアナログのＲＧＢ信号を受
像する場合には、入力端子（２０Ｒ）（２０Ｇ　）　　
（２０Ｂ　）に供給されるデジタルのＲＧＢ信号と入力
端子（２１Ｒ）　　（２１Ｇ）（２１Ｂ　）に供給され
るアナログのＲＧＢ信号とが切換スイッチ（２２）で選
択されてＲＧＢプロセス回路（３）に供給され、入力端
子（４）からの切換信号で選択されて出力回路（５）に
供給される。

また入力端子（２Ｏ３）からのデジタルの同期信号と入
力端子（２１ｓ）からのアナログの同期信号とが切換ス
イッチ（２３）で選択されて同期分離回路（７）に供給
され、入力端子（４）からの１９１　ｔＦ倍信号選択さ
れて垂直偏向回路（８）及びＡＦＣ回路Ｏ１に供給され
る。さらに分離回路（７）からの信号がモード検出回路
（１２）に供給され、水平同期信号の周波数に応した制
御信号が形成されて水平発振回路（１１）、水平偏向回
路（１３）及び電源回路（１８）に供給される。

これによってデジタルまたはアナログのＲＧＢ信号の受
像が行われる。さらに上述の通常のビデオ信号に重畳し
てＲＧＢ信号を表示するいわゆるスーパーインポーズの
受像を行う場合には、入力端子（４）に供給される切換
信号がＲＧＢモードとされると共に、入力端子（２４）
に供給されるスーパーインポーズされる信号の位置を示
すＹｓ倍信号びスーパーインポーズされる範囲を示すＹ
ｉ倍信号ＲＧ　Ｂプロセス回路（３）に供給され、これ
らのＹＳ％Ｙ１１信号の間にビデオ信号とＲＧＢ信号と
の切換等が行われる。

以上のようにして各種の信号の受像が行われる。

さらに上述の装置において水平偏向系は具体的には以下
のように構成される。第５図において、分離回路（７）
からの水平同期信号がモード検出回路（１２）を構成す
る周波数−電圧変換回路（ＦＶＣ）（３１）に供給され
て水平周波数に応じた電圧が形成される。この電圧が下
限を定めるリミッタ回路（３２）、バッファ（Ｂ）アン
プ（３３）を通じて水平発振回路（１１）を構成する電
圧制御発振１！Ｊ（ＶＣＯ）（３４）に供給される。こ
のＶＣＯ（３４）の発振出力が駆動回路（３５）を通じ
て水平偏向回路（１３）を構成するスイッチングトラン
ジスタ（３６）に４１給される。

またＦＶＣ（３１）からの電圧が」−下限を定めるリミ
ッタ回路（３７）　、利得制御（Ｇ　Ｃ）アンプ（３８
）を通じて電源回路（１８）を構成する例えばＹ−Ｚ型
のパラメトリック電源回路（３９）に供給される。この
電源回路（３９）の出力電圧が分圧回路（４０）を通じ
てアンプ（３８）に帰還されて出方電圧が安定化される
。この出力電圧がフライバックトランス（４１）に供給
される。

このフライバックトランス（４１）に直列にトランジス
タ（３６）が接続される。またこのトランジスタ（３６
）に並列にダンパーダイオード（４２）、共振コンデン
サ（４３）及び水平偏向ヨーク（１４）と８字補正コン
デンサ（４４）との直列回路が接続される。

また水平同期信号がＡＦＣ回路０呻を構成する検出回１
＃１（４５）に供給されると共に、トランジスタ（３ｆ
ｔ）に直列に設置られた分圧回路（４６）からの信号が
検出回路（４５）に供給され、ＡＦＣ信号が形成される
。この信号がローパスフィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）（４７）
を通じてＶＣＯ（３４）の制御端子に供給される。

さらに共振コンデンサ（４３）に並列にスイッチ回路（
４８）を通じてコンデンサ（４９）　　（５０）が接続
される。また８字補正コンデンサ（４４）に並列に、ス
イッチ回路（５１）を通じてコンデンサ（５２）（５３
）が接続される。またＦＶＣ（３１）からの電圧が、例
えば入力水平周波数の２０ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの電圧
に相当する値との比較回路（５４）に供給されて２０ｋ
１１ｚ以下、２０〜３０ｋｌｌｚ　、３０ｋＨｚ以上の
各範囲に相当する３値の比較出方が形成され、この比較
出力に応じてスイッチ回路（４８）、（５１）に内蔵さ
れたそれぞれ２個のスイッチが共にオフまたはいずれか
一方がオンとなるように制御が行われる。

これによってこの水平偏向系においては、ｖＣＯ（３４
）にて入力水平同期信号に同期して１５〜３４ｋｌｌｚ
に変化される発振信号が形成されて水平偏向が行われる
と共に、電源回路（３９）にて水平周波数に応じて例え
ば５８〜１２３ボルトに変化される電圧が形成されて、
水平偏向の振幅が一定になるように制御が行われる。ま
た共振コンデンサ（４３）及び８字補正コンデンサ（４
４）に並列に、水平周波数の範囲に応じてコンデンサ（
４９）　　（５０）及び（５２）（５３）が接続され、
それぞれ特性の補正が行われる。

また上述の装置において垂直偏向系は具体的には以下の
ように構成される。第６図において、分離回路（７）か
らの垂直同期信号が垂直偏向回路（８）を構成する鋸歯
状波発振器（６１）に供給され、例えばコンデンサ（６
２）を電流源（６３）の電流で充放電して鋸歯状波が形
成される。この鋸歯状波が比較回路（６４）に供給され
、所定の電圧範囲及びそれ以下またば１２２−１−、を
示す３値の比較出力が形成され、この比較出力がアップ
ダウンカウンタ（Ｕ　Ｄ　Ｃ）（６５）の制御端子に供
給される。このＵＤＣ（６５）の計数端子に垂直同期信
号が供給される。この１月）ｅ（６５）の計数値がＤＡ
変換回路（ＤＡＣ）（６６）　４７供給され、変換され
たアナログ値にて電流源（６３）が制御される。

このため発振器（６１）からは垂直同期信号の周波数に
依らず波高値（振幅）が所定の電圧範囲に制御された鋸
歯状波が取出される。この鋸歯状波が出力回路（６７）
を通じて垂直偏向ヨーク（９）に供給される。さらにこ
の偏向ヨーク（９）に直列にコンデンサ（６Ｂ）、抵抗
′ａ（６９）の直列回路が接続され、この抵抗器（６９
）に並列に分圧回路（７０）が接続される。この分圧回
路（７０）の分圧出力が出力回路（６７）に供給される
。

これによって垂直周波数が変化しても常に一定振幅の垂
Ｗ１偏向が行われる。さらに分圧回路（７０）を構成す
る一方の抵抗器を可変とすることにより、垂直偏向の振
幅・を任意に制御することができる。

こうして上述の装置において、種々の異なる水平・垂直
の周波数に応じてそれに必要な水平・垂直の偏向が行わ
れると共に、各種の信号の受像が行われる。

そして例えばこの装置において、左右のピン歪補正が以
下のようにして行われる。

第１図において、入力端子（１００）には分離回路（７
）からの垂直同期信号または垂直ブランキング信号が供
給される。この同期信号が垂直の鋸歯状波発振器（７１
）に供給される。この発振器（７１）からの鋸歯状波が
、その振幅がそれぞれ所定の第１及び第２の振幅（第１
の振幅〉第２の振幅）より大のときを検出する比較器（
７２ａ　）　、　　（７２ｂ　）に供給される。また入
力端子（１００）からの信号がアップダウンカウンタ（
ＵＤＣ）　　（７ａ）の針数端子に供給され、上述の比
較器（７２ａ　）がらの出力がＵＤＣ（７３）の制御端
子に供給される。さらニ比較Ｗ　（７２ａ　）　、　　
（７２ｂ　）の出力がエクスクル一シブオア回路（７４
）に供給され、この出力がＵｌ）Ｃ（７３）のインヒビ
ソト端子に供給される。この［ＩＤＣ（７３）の計数デ
ータがＤＡ変換器（７５）に供給され、この変換出力が
発振器（７１）の制御端子に供給されて鋸歯状波の振幅
が制御される。

これによって入力垂直周波数によらず、常に所定の第１
及び第２の振幅の間の一定振幅の鋸歯状波が得られ、こ
のときＤＡ変換器（７５）の出力に振幅を一定にする制
御値（電流Ｉｏ）が得られる。

なお制御値１ｏが大のとき振幅は大となるように制御さ
れ、制御値１０が小のとき振幅も小となるように制御が
行われる。

そしてこの制御値１ｏが掛算回路（２００）に供給され
る。また垂直偏向ヨーク（９）に直列接続された抵抗器
（６９）からの偏向ヨーク電流の検出電圧が端子（２０
１）を通じて掛算回路（２００）に供給されて制御値Ｉ
ｏに応じた振幅のパラボラ波信号が形成され、ピン歪補
正信号の出力端子（２０２）に暇出される。

ずなわら第２図は掛算回路（２００）の具体回路例を示
し、図において入力端子（２０１）からの信号が抵抗器
（２０３ｃ）を介して差動接続された一方のトランジス
タ（２０３ａ）のベースに供給され、他方のトランジス
タ（２０３ｂ）のベースに出力端子（２０２）からの信
号がフィードバックされる。このトランジスタ（２０３
ａ）　　（２０３ｂ）の上下にそれぞれ電流源（２０４
）　、　　（２０５）が設けられ、上側の電流源（２０
４）が固定されると共に、下側の電流源（２０５）は可
変電圧源（２０６）にて所望値に調整される。このトラ
ンジスタ（２０３ａ）　　（２０３ｂ）のコレクタが差
動アンプ（２０７）に接続され、この差動アンプ（２０
７）の出力がコンデンサ（２０Ｂ）で積分され、ダーリ
ントン回路（２０４）を通じて出力端子（２０２）に取
出される。そして上述の差動アンプ（２０？）の電流源
（２１０）の電流値が制御値Ｔｏによって制御されるこ
とにより、制御値１ｏに応じた振幅のピン歪補正用のパ
ラボラ波信号が形成される。

そしてこの回路において、制御値ｉｏをＡＢＬに応じて
変化させることにより、ピン歪補正信号の補正量をＡ　
Ｂ　Ｌに応じて変化させることができる。

すなわち第３図において、フライバックトランス（旧）
の２次コイル（４１ｂ）に直列に抵抗器（３０１）が設
けられ、Ａ　Ｂ　Ｌ電圧が検出される。

このＡＢＩ、電圧がローパスフィルタ（３０２）で平均
化され、制御回路（３００）に供給される。この制御回
路（３００）においては、例えばＳ１＝　　Ｌｔ　　（
ＡＢＬ）＋Ｌ２ Ｓ　２　＝　Ｋ　１（Ａ　Ｂ　Ｌ　）　＋　Ｋ　２但し
、Ｌｌ、Ｌ２．Ｋｔ、に２は定数 の２つの制御信号Ｓｘ、Ｓ２が形成される。そしてこの
信号Ｓ１にて上述の第１図の比較器（７２ａ）。

（７２ｂ　）の比較レベルを制御し、信号Ｓ２にてＤＡ
変換回路（７５）の変換利得を制御する。

従ってこの回路において、ＵＤＣ（７３）の出力データ
を変化させずに制御値Ｔｏを変化させることができる。

こうしてこの回路によれば、ＡＢＬの変化に応じてピン
歪補正信号の振幅が制御され、ＡＢＬの１Ｆ） 変化によらず常に適正なピン歪補正信号を得ることがで
きる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、鋸歯状波の振幅を一定にする制御値を
用いて偏向ヨークから得られる信号を積分してピン歪補
正用パラボラ波信号を形成すると共に、ＡＢＬ検出の時
間平均値を用いてこのパラボラ波信号の振幅を補正する
ようにしたので、ＡＢｌ、の変化に依らず常に適正なピ
ン歪補正用パラボラ波信号を得ることができるようにな
った。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図は本発明の一例の構成図、第４図〜第６
図はその説明のための図、第７図〜第９図は従来の装置
の説明のための図である。 （１００）は入力端子、（２００）は掛算回路、（２０
２）は出力端子、（３００）は制御回路、（３０３）第
５ Ａ （Ｂ奮いン （明い）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 出力信号の振幅を検出してこの振幅が所定値になるよう
   に制御される垂直周期の鋸歯状波発振器を有し、垂直偏
   向ヨークから得られる垂直周期の鋸歯状波を上記鋸歯状
   波発振器の制御を行う制御値にて演算してピン歪補正用
   パラボラ波信号を得ると共に、上記制御値をＡＢＬ電圧
   で補正して上記ピン歪補正用パラボラ波信号の振幅を上
   記ＡＢＬ電圧に応じて変化させるようにした左右ピン歪
   補正回路。