JPS6072360A - 位相連続ｆｓｋ変復調装置 - Google Patents
位相連続ｆｓｋ変復調装置Info
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- JPS6072360A JPS6072360A JP17920383A JP17920383A JPS6072360A JP S6072360 A JPS6072360 A JP S6072360A JP 17920383 A JP17920383 A JP 17920383A JP 17920383 A JP17920383 A JP 17920383A JP S6072360 A JPS6072360 A JP S6072360A
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- Japan
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- modulation
- modulated wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2021—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained
- H04L27/2025—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner within each symbol period
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、無線通信におけるＣＰＦＳＫ信号（位相連続
ＦＳＫ ； Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｈａｓｅ ；
ＣＰ ）を能率よく変復調する装置に関するものである
。
ＦＳＫ ； Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｈａｓｅ ；
ＣＰ ）を能率よく変復調する装置に関するものである
。
（背景技術）
従来のこの種の装置は、ポリバイナリ−符号でＣＰＦＳ
Ｋ変調すると、周波数（位相）偏移が２Ｌの値にわたる
ためもっばら周波数検波された２Ｌの値を識別し、元の
２値情報系列を復調する必要がある。さらに、ＣＰＦＳ
Ｘ変調波の所要帯域幅を狭小化するために多値化を進め
ると復調回路が複雑になるなどの欠点があった。
Ｋ変調すると、周波数（位相）偏移が２Ｌの値にわたる
ためもっばら周波数検波された２Ｌの値を識別し、元の
２値情報系列を復調する必要がある。さらに、ＣＰＦＳ
Ｘ変調波の所要帯域幅を狭小化するために多値化を進め
ると復調回路が複雑になるなどの欠点があった。
（発明の課題）
本発明は、これらの欠点を解決するために、復調部に逓
倍回路と１ビツト遅延検波を用いると共にこれに関連し
て特殊な変調部を用いるもので、以下図面について詳細
に説明する。
倍回路と１ビツト遅延検波を用いると共にこれに関連し
て特殊な変調部を用いるもので、以下図面について詳細
に説明する。
（発明の構成および作用）
第１図は本発明の実施例（その１）であって、１は、入
力端子、２は、プリコーディング部、３は、ポリバイナ
リ−壬ンコーダ、４はＣＰＦＳＫ変調部、５は送信部、
６は受信部、７は逓倍回路、８は１ビツト遅延検波回路
、９は２値識別回路、１０は出力端子である。この装置
を説明すると以下の通シである。１から入力された２値
情報系列（ａｎ）は２において２値系列（ｂ、 ）に変
換される。このｂｎの値は２Ｌ−２個の過去のデータの
値と現在時のａｎＯ値とのパ２を法とする和″で与えら
れる。
力端子、２は、プリコーディング部、３は、ポリバイナ
リ−壬ンコーダ、４はＣＰＦＳＫ変調部、５は送信部、
６は受信部、７は逓倍回路、８は１ビツト遅延検波回路
、９は２値識別回路、１０は出力端子である。この装置
を説明すると以下の通シである。１から入力された２値
情報系列（ａｎ）は２において２値系列（ｂ、 ）に変
換される。このｂｎの値は２Ｌ−２個の過去のデータの
値と現在時のａｎＯ値とのパ２を法とする和″で与えら
れる。
即ち、
となる。３においてＣＰＦＳＫ ｖ調波を得るのに適し
たポリバイナリ−符号化をする。そのためなる関係式で
生成する。４は系列（ｃｎ）によってＣＰＦＳＸ変調波
を発生させるが変調指数は最大値。
たポリバイナリ−符号化をする。そのためなる関係式で
生成する。４は系列（ｃｎ）によってＣＰＦＳＸ変調波
を発生させるが変調指数は最大値。
Ｌ −１／２でｈとなるようにする。５は送信部で中間
周波帯で得られたＣＰＦＳＫ波を所要の無線周波数帯域
に変換し、増幅するための回路とそれを放射するために
必要なアンテナ等から構成されている。
周波帯で得られたＣＰＦＳＫ波を所要の無線周波数帯域
に変換し、増幅するための回路とそれを放射するために
必要なアンテナ等から構成されている。
６は受信部で、受信アンテナとその出力を中間周波数帯
域にミックスダウンする回路と中間周波増幅器等から構
成されている。７は逓倍回路でその次数はポリバイナリ
−符号の最大値Ｌ −１／２と変調指数りから（Ｌ −
１／２）／ｈと与えられる。８は１ビツト遅延サイン検
波器で１ビ、ト遅延素子、掛算回路、不要な高周波成分
をカットするためのローパスフィルタで構成される。９
は遅延検波器の出力を識別し、元の２値情報系列を再生
するための回路である。第２図はＴ、−２、すなわち、
４値となるポリバイナリ−符号の場合を例に第１図の構
成をくわしく説明するものである。第２図の（、）は２
値情報系列の一例（ａｎ）、（ｂ）はプリコーディング
後の系列（ｂｎ）、（Ｃ）はポリバイナリ−符号系列（
Ｌ＝２）を示した（前記のＣｎの式によ請求める）。寸
だ、第２図の（ｄ）は受信部６の出力端で観測できる上
記の例に従ったＣＰＦＳＫ変調波の周波数偏移を、（ｅ
）は（ｄ）の波形を（Ｌ−１／２）／ｈ逓倍した後の１
ビツト遅延検波器における位相差を、（ｆ）はこれをサ
イン検波した場合の波形でこれらを図に示した矢印の時
点で２値識別し、−１１ｒｌに１をＯに対応させると元
の２値情報系列が得られる。
域にミックスダウンする回路と中間周波増幅器等から構
成されている。７は逓倍回路でその次数はポリバイナリ
−符号の最大値Ｌ −１／２と変調指数りから（Ｌ −
１／２）／ｈと与えられる。８は１ビツト遅延サイン検
波器で１ビ、ト遅延素子、掛算回路、不要な高周波成分
をカットするためのローパスフィルタで構成される。９
は遅延検波器の出力を識別し、元の２値情報系列を再生
するための回路である。第２図はＴ、−２、すなわち、
４値となるポリバイナリ−符号の場合を例に第１図の構
成をくわしく説明するものである。第２図の（、）は２
値情報系列の一例（ａｎ）、（ｂ）はプリコーディング
後の系列（ｂｎ）、（Ｃ）はポリバイナリ−符号系列（
Ｌ＝２）を示した（前記のＣｎの式によ請求める）。寸
だ、第２図の（ｄ）は受信部６の出力端で観測できる上
記の例に従ったＣＰＦＳＫ変調波の周波数偏移を、（ｅ
）は（ｄ）の波形を（Ｌ−１／２）／ｈ逓倍した後の１
ビツト遅延検波器における位相差を、（ｆ）はこれをサ
イン検波した場合の波形でこれらを図に示した矢印の時
点で２値識別し、−１１ｒｌに１をＯに対応させると元
の２値情報系列が得られる。
Ｌ＝２以外の場合の動作も同様で、前記のＣｎの式のＬ
の値に２以外の値を代入すれば第２図と同様の動作図を
得ることができる。
の値に２以外の値を代入すれば第２図と同様の動作図を
得ることができる。
第３図は、実施例（その２）で１．２，３，４゜５．６
，７．１０は、第１図の同一の番号のものと同じ機能を
もつものである。１１の構成要素は基本的には８のもの
と同じであるが遅延検波器としてはコサイン検波器を用
いる。また、１２は３値識別器である。１３は３値識別
器よシ得られた系列（ｅｎ−）よシ次の関係式を用い元
の２値情報系列（Ｘｎ）を得る。
，７．１０は、第１図の同一の番号のものと同じ機能を
もつものである。１１の構成要素は基本的には８のもの
と同じであるが遅延検波器としてはコサイン検波器を用
いる。また、１２は３値識別器である。１３は３値識別
器よシ得られた系列（ｅｎ−）よシ次の関係式を用い元
の２値情報系列（Ｘｎ）を得る。
Ｘｎ ”” ｅｎ ＋ Ｘｎ−１（ｍｏｄ ２ ）上式
は差動論理変換回路により構成できる。本実施例を第２
図に示した例に従って説明する。第４図の（ａ）は第２
図（、）をコサイン検波した場合の波形を、また矢印は
識別時点を示す。ただし実施例（その１）の識別時点と
は１／２ビツトずれている。
は差動論理変換回路により構成できる。本実施例を第２
図に示した例に従って説明する。第４図の（ａ）は第２
図（、）をコサイン検波した場合の波形を、また矢印は
識別時点を示す。ただし実施例（その１）の識別時点と
は１／２ビツトずれている。
（ｂ）は３値識別された系列で（ｃ）は差動論理変換後
の系列で元の２値情報系列と一致する。
の系列で元の２値情報系列と一致する。
第５図は実施例（その３）で１．２，３，４゜５．６，
９，１０，１１．１３は第２図の同一の番号のものと同
じ機能をもつものである。１４は２ （Ｌ −１／２
）、／ｈ逓倍回路である。本実施例を第２図に示した例
に従って説明する。第６図の（、）は第２図（ｄ）を２
（Ｌ −１／２ ）／ｈ逓倍した後の遅延検波器にお
ける位相差、（ｂ）はこれをコサイン検波した場合の波
形を矢印は識別時点を示す。（ｃ）は２値識別し、”−
１’ｅＯに１をＩＫ対応させた系列で（ｄ）は差動論理
変換後の系列で、元の２値情報系列と一致する。
９，１０，１１．１３は第２図の同一の番号のものと同
じ機能をもつものである。１４は２ （Ｌ −１／２
）、／ｈ逓倍回路である。本実施例を第２図に示した例
に従って説明する。第６図の（、）は第２図（ｄ）を２
（Ｌ −１／２ ）／ｈ逓倍した後の遅延検波器にお
ける位相差、（ｂ）はこれをコサイン検波した場合の波
形を矢印は識別時点を示す。（ｃ）は２値識別し、”−
１’ｅＯに１をＩＫ対応させた系列で（ｄ）は差動論理
変換後の系列で、元の２値情報系列と一致する。
第７図は、実施例（その４）で２．３．４は第１図の同
一の番号のものと同じ機能をもつものである。１５は擬
似雑音符号発生器で１６はスペクトラムアナライザであ
る。本実験例の動作を以下くわしく説明する。まず１５
では適当な符号長の擬似雑音符号を発生し、この２値系
列を２でプリコーディングした後、３で２Ｌの値を持つ
Ｉリバイナリー符号化を行い、４ではポリバイナリ−符
号の最大振幅値Ｌ −１／２で変調指数がｈとなるＣＰ
ＦＳＫ波を発生させる。この変調波を１６のニスペクト
ラム・アナライザでスペクトラムノぐワー分布を測定す
る。第８図は、測定結果の１例で（、）は１Ｌ＝２．ｈ
＝０．５の場合の結果、（ｂ）はＬ＝３、ｈ′＝ ０．
５ 、（ｃ）は比較のために行なったｈ ＝ ０．５の
ミニマム・シフト・キーイング（ＭＳＫ ）の場合のス
ペクトラム・ノヤワー分布である。第８図の横軸は規格
化周波数差で、規格化周波数は擬似雑音符号発生器を駆
動するためのクロック周波数である。
一の番号のものと同じ機能をもつものである。１５は擬
似雑音符号発生器で１６はスペクトラムアナライザであ
る。本実験例の動作を以下くわしく説明する。まず１５
では適当な符号長の擬似雑音符号を発生し、この２値系
列を２でプリコーディングした後、３で２Ｌの値を持つ
Ｉリバイナリー符号化を行い、４ではポリバイナリ−符
号の最大振幅値Ｌ −１／２で変調指数がｈとなるＣＰ
ＦＳＫ波を発生させる。この変調波を１６のニスペクト
ラム・アナライザでスペクトラムノぐワー分布を測定す
る。第８図は、測定結果の１例で（、）は１Ｌ＝２．ｈ
＝０．５の場合の結果、（ｂ）はＬ＝３、ｈ′＝ ０．
５ 、（ｃ）は比較のために行なったｈ ＝ ０．５の
ミニマム・シフト・キーイング（ＭＳＫ ）の場合のス
ペクトラム・ノヤワー分布である。第８図の横軸は規格
化周波数差で、規格化周波数は擬似雑音符号発生器を駆
動するためのクロック周波数である。
第８図の結果からスペクトラムの狭小化はＬとｈの値を
適当に選ぶと々によって達成できる。
適当に選ぶと々によって達成できる。
（発明の効果）
以上説明してきたように、伝送すべき２値系列をポリバ
イナリ−符号化して、ＣＰＦＳＫ変調すると、Ｌとｈの
値を変えると所要値に適合するように変調波のパワース
ペクトラムを狭小化できる。この蒔、Ｌの値にしたがっ
て、２Ｌ値の検波・識別をしなけ些ばならないが本発明
のように復調部で（Ｌ−レ’２）／ｈ逓倍した後１ビツ
ト遅延サイン検波するとＬの値にかかわらず常に２値検
波・識別で、１ビツト遅延コサイン検波するとＬの値に
かかわらず常に３値検波・識別・復号で、また、２ （
Ｌ−１／２ ）／ｈ逓倍したのちｌビット遅延コサイン
検波すると、Ｌの値にかかわらず、常に２値検波・識別
・復号によって、入力の元の２値情報系列が再生でき、
復調部の回路構成が閤単化できる等の利点がある。
イナリ−符号化して、ＣＰＦＳＫ変調すると、Ｌとｈの
値を変えると所要値に適合するように変調波のパワース
ペクトラムを狭小化できる。この蒔、Ｌの値にしたがっ
て、２Ｌ値の検波・識別をしなけ些ばならないが本発明
のように復調部で（Ｌ−レ’２）／ｈ逓倍した後１ビツ
ト遅延サイン検波するとＬの値にかかわらず常に２値検
波・識別で、１ビツト遅延コサイン検波するとＬの値に
かかわらず常に３値検波・識別・復号で、また、２ （
Ｌ−１／２ ）／ｈ逓倍したのちｌビット遅延コサイン
検波すると、Ｌの値にかかわらず、常に２値検波・識別
・復号によって、入力の元の２値情報系列が再生でき、
復調部の回路構成が閤単化できる等の利点がある。
第１図は本発明の実施例の回路構成図、第２歯は、第１
図の動作の説明図、第３図は本発明の苅の実施例の回路
構成図、第４図は第３図の動作め説明図、第５図は本発
明の更に別の実施例の回竺構成図、第６図は第５図の動
作の説明図、第７−は本発明の更に別の実施例の回路構
成図、第８晶は第７図の実施例によって得られた結果の
例を宗す図である。
図の動作の説明図、第３図は本発明の苅の実施例の回路
構成図、第４図は第３図の動作め説明図、第５図は本発
明の更に別の実施例の回竺構成図、第６図は第５図の動
作の説明図、第７−は本発明の更に別の実施例の回路構
成図、第８晶は第７図の実施例によって得られた結果の
例を宗す図である。
１・・・信号入力端子、２・・・ポリバイナリ−！リコ
□−ダ、３・・・ポリバイナリ−エンコーダ、４・・・
ＣＰ臀変調部、５・・・送信部、６・・・受信部、７・
・・逓倍同門部、８・・・１ビット遅延サイン検波回路
部、９・・・ン値識別回路部、１０・・・信号出力端子
、１１・・・、１ヒｉット遅延コサイン検波回路部、１
２・・・３値識別向路部、１３・・・差動論理変換回路
部、１４・・・逓倍高踏部、１５・・・擬似雑音発生回
路部、１６・・・スペクトラム・アナライザー。
□−ダ、３・・・ポリバイナリ−エンコーダ、４・・・
ＣＰ臀変調部、５・・・送信部、６・・・受信部、７・
・・逓倍同門部、８・・・１ビット遅延サイン検波回路
部、９・・・ン値識別回路部、１０・・・信号出力端子
、１１・・・、１ヒｉット遅延コサイン検波回路部、１
２・・・３値識別向路部、１３・・・差動論理変換回路
部、１４・・・逓倍高踏部、１５・・・擬似雑音発生回
路部、１６・・・スペクトラム・アナライザー。
第２図
−
−２１＋
−４−１１−４−１１１−＋ １ −１ １ １ −１
−１−１＋第４図 （ｂ）（ｅ、］ ｏ ＋ １ｏ−１ｏ−＋ ＋−＋−＋
ｏ １ｏｏ １（Ｃ）（ｘｎ） １０１１００１０１
００１１１０第６図 ４守１
−１−１＋第４図 （ｂ）（ｅ、］ ｏ ＋ １ｏ−１ｏ−＋ ＋−＋−＋
ｏ １ｏｏ １（Ｃ）（ｘｎ） １０１１００１０１
００１１１０第６図 ４守１
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１） 伝送される２値情報系列を２Ｌの値（±（Ｌ
−３７２）、ただしＬ＝２．３・・・）を似るポリバイ
ナリ−符号に符号化し、このノ４ルス列によって最大値
Ｌ −１／２で変調指数がｈとなる位相連続ＦＳＫ変調
波を生成する変調部と、該変調部を（Ｌ−１／２）／ｈ
逓倍回路によって逓倍したのち１ビツト遅延サイン検波
器を作用させ、２値識別して元の２値情報系列を再生す
る復調部から成ることを特徴とするＣＰＦＳＸ変復調回
路。 １（２）伝送される２値情報系列を２Ｌの値（±
：（Ｌ−３／２ ） 、ただしＬ＝２．３・・・）を取
るポリバイナリ−符号に符号化しこの・ぞルス列によっ
て最大値Ｌ −１／２で変調指数がｈとなる位相連続Ｆ
ＳＫＩ変調波を生成する変調部と、該変調波を（Ｌ −
１／２ ）／ｈ逓倍回路で逓倍したのち、１ビツト遅延
コザイン検波器を用い、３値識別し、差動論理変換前路
を用いて元の２値情報系列を再生する復調部とから成る
ことを特徴とするｃｐｐｓＫ変復調回路。 （３）伝送される２値情報系列１２Ｌの値（±（Ｌ−３
／２ ）ただしＬ＝２．３・・・）を取るポリバイナリ
−符号に符号化し、この・やルス列によって最大値Ｌ
−１／２で変調指数がｈとなる位相連続ＦＳＫ変調波を
生成する変調部と、該変調波を２ （Ｌ −Ｍ２）／ｈ
逓倍回路で逓倍したのち１ビ、ト遅延コサイン検波器を
用い、２値識別し、差動論理変換回路を用いて、元の２
値情報系列を再生する復調部から成ることを特徴とする
ＣＰＦＳＫ変復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17920383A JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17920383A JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6072360A true JPS6072360A (ja) | 1985-04-24 |
| JPH0129468B2 JPH0129468B2 (ja) | 1989-06-12 |
Family
ID=16061725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17920383A Granted JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6072360A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1096976C (zh) * | 1998-09-22 | 2002-12-25 | 株式会社久保田 | 作业车的履带行走装置 |
-
1983
- 1983-09-29 JP JP17920383A patent/JPS6072360A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1096976C (zh) * | 1998-09-22 | 2002-12-25 | 株式会社久保田 | 作业车的履带行走装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0129468B2 (ja) | 1989-06-12 |
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