JPS607207A - 移相相乗形ｆｍ復調器 - Google Patents
移相相乗形ｆｍ復調器Info
- Publication number
- JPS607207A JPS607207A JP11408983A JP11408983A JPS607207A JP S607207 A JPS607207 A JP S607207A JP 11408983 A JP11408983 A JP 11408983A JP 11408983 A JP11408983 A JP 11408983A JP S607207 A JPS607207 A JP S607207A
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- JP
- Japan
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- signal
- rectangular wave
- output
- phase
- multiplier
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、矩形波信号が人力された場合でも乗算器が正
確ンヨ動作点で動作するようになされた移相相乗形ＦＭ
復調器に関するものである。
確ンヨ動作点で動作するようになされた移相相乗形ＦＭ
復調器に関するものである。
Ｅ’ Ｍ受信機における一復調器として移相相乗形ＦＭ
復調器が仰られている。第１崗は従来の移相相乗形ＦＭ
復調器の構成ン示１フロック図で、ＩＮは入力端子、Ｕ
［ＪＴは出力端子、ｌはりεツタアンプ、２は移相器、
３は乗η、器、４はローパスフィルタ、Ｐ１＋Ｐ２は信
号油路、Ｓ］、Ｓ２およびＳｏは乗算器３に対する入力
信号および出力信号である。
復調器が仰られている。第１崗は従来の移相相乗形ＦＭ
復調器の構成ン示１フロック図で、ＩＮは入力端子、Ｕ
［ＪＴは出力端子、ｌはりεツタアンプ、２は移相器、
３は乗η、器、４はローパスフィルタ、Ｐ１＋Ｐ２は信
号油路、Ｓ］、Ｓ２およびＳｏは乗算器３に対する入力
信号および出力信号である。
以上の構成において、受信機のｉキサ−にて周波数変換
されたＦＭ中間周波信号は上記入力端子ＩＮに加えられ
、リミツタアンプＩによって増幅、リミッタされた後二
つの通路Ｐ１＋Ｐ２に分岐され、プｍ路Ｐ１を経た（ｆ
ｉｉ号成分成分Ｓ１接乗算器３に入力されると共に通路
Ｐ２ Ｙ経た信号成分は移相器２によってグだけ位相偏
移された信号成分Ｓ２となされた後乗算器３に入力され
る。
されたＦＭ中間周波信号は上記入力端子ＩＮに加えられ
、リミツタアンプＩによって増幅、リミッタされた後二
つの通路Ｐ１＋Ｐ２に分岐され、プｍ路Ｐ１を経た（ｆ
ｉｉ号成分成分Ｓ１接乗算器３に入力されると共に通路
Ｐ２ Ｙ経た信号成分は移相器２によってグだけ位相偏
移された信号成分Ｓ２となされた後乗算器３に入力され
る。
続いて乗算器３では上記信号成分８１ ｗこれに対して
芦移相された信号成分Ｓ２でもってスイッチングさせて
両信号成分の積をとることによってＦＭ信号波ケ復調さ
せ、ローノくスフイルタ４により低周波信号成分のみン
通過させて出力端子０ｔＪＴからＦＭ復Ｗ、■信号ン得
るようにして℃・るＯここでＦＭ受信機においては上記
移相器２を工１” Ｍ中間周波信号の中心周波数ｆ□＆
Ｃ同調され力１つ上記毎号成分Ｓ２ｙ、−信号成分Ｓ】
に対して９０’位相ン遅らせるように構成され、この時
スイッチングによる乗算器の出力の平均値は０になるよ
うに構成されている。第２図はこのような動作における
信号波形ン示すもので、（ａ）の信号成分Ｓ１に対しく
ｂ）のイム゛号成分Ｓ２がＸい１〜ｉ２） ＝ ９０°
の移相関係な保っていれば、スイッチングイｇ号Ｓ２の
正方向におけるＦ〜１人力信号Ｓ１の出力は（Ｃ）のよ
うにプラス成分Ａ】（ｔ２〜ｔ３）とマイナス成分Ａ２
（ｔ３〜ｔ４）との大きさく面積）は等しくなるので
平均値は０となる。したがって上記Ｓ１に対しＳｚＹグ
＝９０’＄相さセた関係ケ基準にとりこの点を動作点と
して乗算器３を動作させることにより、ＦＭ人力信号Ｓ
１の周波数が前記中心周波ｉｆｏに対し高いか低いかに
応じて第３図（Ａ）、 （Ｂｌのように５１ｔｃＪの出
力信号Ｓｏの平均値は各々マイナス、７°ラスとなるの
でＦＭ信号ン復調させることができるのである。
芦移相された信号成分Ｓ２でもってスイッチングさせて
両信号成分の積をとることによってＦＭ信号波ケ復調さ
せ、ローノくスフイルタ４により低周波信号成分のみン
通過させて出力端子０ｔＪＴからＦＭ復Ｗ、■信号ン得
るようにして℃・るＯここでＦＭ受信機においては上記
移相器２を工１” Ｍ中間周波信号の中心周波数ｆ□＆
Ｃ同調され力１つ上記毎号成分Ｓ２ｙ、−信号成分Ｓ】
に対して９０’位相ン遅らせるように構成され、この時
スイッチングによる乗算器の出力の平均値は０になるよ
うに構成されている。第２図はこのような動作における
信号波形ン示すもので、（ａ）の信号成分Ｓ１に対しく
ｂ）のイム゛号成分Ｓ２がＸい１〜ｉ２） ＝ ９０°
の移相関係な保っていれば、スイッチングイｇ号Ｓ２の
正方向におけるＦ〜１人力信号Ｓ１の出力は（Ｃ）のよ
うにプラス成分Ａ】（ｔ２〜ｔ３）とマイナス成分Ａ２
（ｔ３〜ｔ４）との大きさく面積）は等しくなるので
平均値は０となる。したがって上記Ｓ１に対しＳｚＹグ
＝９０’＄相さセた関係ケ基準にとりこの点を動作点と
して乗算器３を動作させることにより、ＦＭ人力信号Ｓ
１の周波数が前記中心周波ｉｆｏに対し高いか低いかに
応じて第３図（Ａ）、 （Ｂｌのように５１ｔｃＪの出
力信号Ｓｏの平均値は各々マイナス、７°ラスとなるの
でＦＭ信号ン復調させることができるのである。
ここで第１図における移相器２の具体的回路構成は第４
図のようになっており、ｉｎは入力端子、ｏｕｔは出力
端子、Ｒは抵抗、Ｃはキャパシタ、＾はアンプである。
図のようになっており、ｉｎは入力端子、ｏｕｔは出力
端子、Ｒは抵抗、Ｃはキャパシタ、＾はアンプである。
この移相器２はオールパスフィルタとして働き人出力信
号に対する振幅比はｌで位相のみン変化させるように動
作する。
号に対する振幅比はｌで位相のみン変化させるように動
作する。
またこの移相器２は通路Ｐ２Ｙ経て入力端子ｉｎに加え
られた信号成分に対して、ダ＝２ｔａｎ ωＲＣだげ移
相さセるように働き、ω＝１／ＲＣに設定することによ
りグ＝９０°（π力）Ｋ選ぶことができ第５図のような
周波斂ｆ−位相グ特性が得られる。同時に乗算器３の周
波ｉｆ−伽幅Ｖ（出力電圧）特性も得られ、前述のよう
にＦＭ人力信号周波数が中心周波数ｆｏ Ｋ等しいか、
高いかあるいは低いかに応じて乗算器３の出力電圧ン変
化させることができる。
られた信号成分に対して、ダ＝２ｔａｎ ωＲＣだげ移
相さセるように働き、ω＝１／ＲＣに設定することによ
りグ＝９０°（π力）Ｋ選ぶことができ第５図のような
周波斂ｆ−位相グ特性が得られる。同時に乗算器３の周
波ｉｆ−伽幅Ｖ（出力電圧）特性も得られ、前述のよう
にＦＭ人力信号周波数が中心周波数ｆｏ Ｋ等しいか、
高いかあるいは低いかに応じて乗算器３の出力電圧ン変
化させることができる。
ところでこのような移相器２に対してリミッタアンプ１
ｖ−ｉＩ＋＋過してきた矩形波信号ン加えた時、この矩
形波はフーリエ級数に展開されるように基本波とその高
調？＆成分との合成により成り立っているので、ダ＝９
０°に設定しようとしてもこの関係は基本波に対しての
み可能で、高調波成分に対しては（９０土Δダタの関係
ケ与えてしまうようになる。したがって矩形波信号に対
しては実質的に０＝２ｔａｎ ωＲＣの関係は成り立た
ない。
ｖ−ｉＩ＋＋過してきた矩形波信号ン加えた時、この矩
形波はフーリエ級数に展開されるように基本波とその高
調？＆成分との合成により成り立っているので、ダ＝９
０°に設定しようとしてもこの関係は基本波に対しての
み可能で、高調波成分に対しては（９０土Δダタの関係
ケ与えてしまうようになる。したがって矩形波信号に対
しては実質的に０＝２ｔａｎ ωＲＣの関係は成り立た
ない。
第６図はこのような動作にオｄける信号波形を示１もの
で、（ａ）の信号成分Ｓ１（リミッタアンプｌの出力信
号）に対しくｂ）の移相器２出力である信号成分ｓ４は
８１が積分された波形となり、その立上り時間は抵抗Ｒ
、キャパシタＣの時定数によって決足される。またこの
時スイッチング信号として働くためには乗算器３に対す
るスレッショールド電圧Ｖｔ以上の師を保持しているこ
とが心太であり、θ遅れてこの条件ン満たしている１６
〜１７間の信号Ｓ２が（ＣＪのようにｓｙｔ器３の入力
として加えられる。したがって乗算器３では（ａｌの信
号Ｓ１を（Ｃ）の信号Ｓ２でスイッチングしたｆｄ）の
ような信号Ｓｏン出力する。ここで信号Ｓｏの平均値は
Ｏとはならずプラスとなるので、アンバランスな出力電
圧となる。
で、（ａ）の信号成分Ｓ１（リミッタアンプｌの出力信
号）に対しくｂ）の移相器２出力である信号成分ｓ４は
８１が積分された波形となり、その立上り時間は抵抗Ｒ
、キャパシタＣの時定数によって決足される。またこの
時スイッチング信号として働くためには乗算器３に対す
るスレッショールド電圧Ｖｔ以上の師を保持しているこ
とが心太であり、θ遅れてこの条件ン満たしている１６
〜１７間の信号Ｓ２が（ＣＪのようにｓｙｔ器３の入力
として加えられる。したがって乗算器３では（ａｌの信
号Ｓ１を（Ｃ）の信号Ｓ２でスイッチングしたｆｄ）の
ような信号Ｓｏン出力する。ここで信号Ｓｏの平均値は
Ｏとはならずプラスとなるので、アンバランスな出力電
圧となる。
このようにω＝ｘ／ＲＣＶＣ設定しても〆＝９♂の関係
が保たれないことは、第７図のようなｆ−Ｖ特性におい
て出力が０となる中心周波数ｆｏがｆｌにずれてしまう
ことを意味しており、本来の望ましい特性（八ｊが望ま
しからぬ特性（ｆ３Ｊに移行してしまうことになる。
が保たれないことは、第７図のようなｆ−Ｖ特性におい
て出力が０となる中心周波数ｆｏがｆｌにずれてしまう
ことを意味しており、本来の望ましい特性（八ｊが望ま
しからぬ特性（ｆ３Ｊに移行してしまうことになる。
上記時定数回路の抵抗８およびキャパシタＣｙｔＰＡ整
することにより立上り時間ン制御してメ＝９０’の関係
ン設定しようとしても、抵抗日およびキャパシタＣにバ
ラツキがあるため実現は困雌であり、出力電圧のバラン
スをとることはできない。
することにより立上り時間ン制御してメ＝９０’の関係
ン設定しようとしても、抵抗日およびキャパシタＣにバ
ラツキがあるため実現は困雌であり、出力電圧のバラン
スをとることはできない。
したがって乗算器３は正確な動作点で動作することが不
可能となり、復調動作がアンバランスとなるために復調
効率が低下して歪を増加させる欠点が生ずる。
可能となり、復調動作がアンバランスとなるために復調
効率が低下して歪を増加させる欠点が生ずる。
本発明は以上の問題に対処してなされたもので。
リミッタから出力されるＩ” Ｍ中間周波矩形波（８号
の立上りによってトリガされそのＦＭ信号の中心周波数
における矩形波の１／２の幅の矩形波信号を発生させる
第１の矩形波発生回路と、この第りの矩形波発生回路か
らの矩形波信号の立下りによってトリガされ上記中心周
波数の矩形波と同じ幅の矩形波（！＠’に発生させるｖ
ＩＪ２の矩形波発生回路とから構成される移相器ン含ま
せることにより従来欠点を除去するようにした移相相乗
形ＦＭ復調器を提供することン目的とするものである。
の立上りによってトリガされそのＦＭ信号の中心周波数
における矩形波の１／２の幅の矩形波信号を発生させる
第１の矩形波発生回路と、この第りの矩形波発生回路か
らの矩形波信号の立下りによってトリガされ上記中心周
波数の矩形波と同じ幅の矩形波（！＠’に発生させるｖ
ＩＪ２の矩形波発生回路とから構成される移相器ン含ま
せることにより従来欠点を除去するようにした移相相乗
形ＦＭ復調器を提供することン目的とするものである。
以下図面馨参照して本発明実施例ケ説明する。
第８図は本発明実施例による移相相乗形ＦＭ復調器を示
すブロック図で第１図と同一部分は同一番号で示し、移
相器２は第１の矩形波発生回路５および第２の矩形波発
生回Ｍ６とから構成され、これら第１および第２の矩形
波発生回＠５．６は共に例えはモノステーブルマルチバ
イブレータから構成される。
すブロック図で第１図と同一部分は同一番号で示し、移
相器２は第１の矩形波発生回路５および第２の矩形波発
生回Ｍ６とから構成され、これら第１および第２の矩形
波発生回＠５．６は共に例えはモノステーブルマルチバ
イブレータから構成される。
リミッタアンプＩＫより第９図（Ｆｌ）のように矩形波
に変換されたＦＭ中間局波信号Ｓ】は半周期をＴとする
とその一周期は２Ｔとなり、ＦＭ中間周波数ｆｉは次の
ように表わされる。
に変換されたＦＭ中間局波信号Ｓ】は半周期をＴとする
とその一周期は２Ｔとなり、ＦＭ中間周波数ｆｉは次の
ように表わされる。
ｆｉ＝八５へｎ２π・ｔ／２Ｔ＝八ｓｉｎπｔ／Ｔ（た
だし、Δは中間周波信号の振幅） 上記ＦＭ中間周波矩形波倍号Ｓ１が入力された第１の矩
形波発生回路５は第９図（ｂＪのようにそのＦＭ中間周
波信号Ｓ１の立上りによってトリガされかつそのＦＭ信
号Ｓ１の中心周波Ｅ！ｉｆｏのＶ２を矩形幅とする矩形
波信号Ｓ２／ Ｗ仕１力する。
だし、Δは中間周波信号の振幅） 上記ＦＭ中間周波矩形波倍号Ｓ１が入力された第１の矩
形波発生回路５は第９図（ｂＪのようにそのＦＭ中間周
波信号Ｓ１の立上りによってトリガされかつそのＦＭ信
号Ｓ１の中心周波Ｅ！ｉｆｏのＶ２を矩形幅とする矩形
波信号Ｓ２／ Ｗ仕１力する。
次ｆその矩形波信号８２′が入力された第２の矩形波発
生回路６は第９図（Ｃ）のようにその矩形波信号８２′
の立下りによってトリガされかつ上記ＦＭ中間周波矩形
波信号Ｓ１と同じ矩形幅Ｔｉ有する矩形波信号８２ Ｙ
出力する。これにより上記矩形波信号Ｓ２はＦＭ中間周
波伯号Ｓ１が９０°移相されて出力されたことになり、
乗算器３においてこ◇の信号Ｓ２で信号ＳｔＹスイッチ
ングすることにより第９図（ｄＪのような信号Ｓｏケ出
力する。
生回路６は第９図（Ｃ）のようにその矩形波信号８２′
の立下りによってトリガされかつ上記ＦＭ中間周波矩形
波信号Ｓ１と同じ矩形幅Ｔｉ有する矩形波信号８２ Ｙ
出力する。これにより上記矩形波信号Ｓ２はＦＭ中間周
波伯号Ｓ１が９０°移相されて出力されたことになり、
乗算器３においてこ◇の信号Ｓ２で信号ＳｔＹスイッチ
ングすることにより第９図（ｄＪのような信号Ｓｏケ出
力する。
この信号Ｓｏの平均部はＯとなるので中心周波ｆｌｌｆ
ｏにおいてバランスされた出力電圧ヲ得ることができる
。
ｏにおいてバランスされた出力電圧ヲ得ることができる
。
次に人力されたＦＭ中間周波信号Ｓ１がその中心周波数
ｆｏからずれた場合（ＦＭ中間周波信号が変調されてい
る場合）Ｋは、その動作による信号波形は第１Ｏ図ｔａ
ｔ〜（ｄＪのようになる。
ｆｏからずれた場合（ＦＭ中間周波信号が変調されてい
る場合）Ｋは、その動作による信号波形は第１Ｏ図ｔａ
ｔ〜（ｄＪのようになる。
トリガーパルスとして働く（ｂ）の信号Ｓ２およびスイ
ッチングパルスとして働＜（Ｃ）の信号Ｓ２は各各前記
同様に’１’／２． Ｔという一定の＠ン有するように
発生されるために、Ｉａ）の入力信号が中心周波数ｆｏ
より高い場合と低い場合では各々極性が反対の出力電圧
ン発生するので、（ｄ）の信号Ｓｏは相対的にバランス
のとれた復調出力とすることかできる。
ッチングパルスとして働＜（Ｃ）の信号Ｓ２は各各前記
同様に’１’／２． Ｔという一定の＠ン有するように
発生されるために、Ｉａ）の入力信号が中心周波数ｆｏ
より高い場合と低い場合では各々極性が反対の出力電圧
ン発生するので、（ｄ）の信号Ｓｏは相対的にバランス
のとれた復調出力とすることかできる。
以上述べて明らかなように本発明によれば、リミッタか
ら出力されるＦＭ中間周波矩形波信号の立上りによって
トリガされそのＦＭ信号の中心周波数における矩形波の
’／２の幅の矩形波信号ン発生させる第１の矩形波発生
回路と−この第１の矩形波発生回路からの矩形波（ｇ号
の立下りによってトリガされ上記中心周波の矩形波と同
じ幅の矩形波信号を発生させる第２の矩形波発生回路と
から移相器ン構成したものであるから、乗算器に入力さ
れる２つのＦＭ中［…周波信号間に中心周波俄において
９０°の位相差ン保持させることができるので出力電圧
のパランスケとることができる。
ら出力されるＦＭ中間周波矩形波信号の立上りによって
トリガされそのＦＭ信号の中心周波数における矩形波の
’／２の幅の矩形波信号ン発生させる第１の矩形波発生
回路と−この第１の矩形波発生回路からの矩形波（ｇ号
の立下りによってトリガされ上記中心周波の矩形波と同
じ幅の矩形波信号を発生させる第２の矩形波発生回路と
から移相器ン構成したものであるから、乗算器に入力さ
れる２つのＦＭ中［…周波信号間に中心周波俄において
９０°の位相差ン保持させることができるので出力電圧
のパランスケとることができる。
したがって乗費、器が正確な動作点で動作することが可
能となり、復調動作がバランスされるために復調効率が
向上するので歪の発生を減少させることができる。
能となり、復調動作がバランスされるために復調効率が
向上するので歪の発生を減少させることができる。
第１図は従来例χ示すブロック図、第２図（ａ）〜（Ｃ
）、第３図（へバａ）〜（ｃｊ、第３図（Ｂ〕ｔａｔ
〜（Ｃ）および第６１１４（ａ）〜（ｄ）はいずれも従
来例ン示す波形図、８１！４図および第５図、第７図は
従来例ン示１回路図および特性図、第８画は本発明実施
例Ｙ示１フロック図、第９図（ａＪ 〜（ｄＪおよび第
１０図ｔａｌ 〜（ｄＪは共に不発明実施例〉示７ｔ＆
形図である。 ６ １・・・リミッタアン１．２・・・移相器、３・・・乗
算器、５．６・・・矩形波発生回路。 萼＠合−一 類８図 学９囮
）、第３図（へバａ）〜（ｃｊ、第３図（Ｂ〕ｔａｔ
〜（Ｃ）および第６１１４（ａ）〜（ｄ）はいずれも従
来例ン示す波形図、８１！４図および第５図、第７図は
従来例ン示１回路図および特性図、第８画は本発明実施
例Ｙ示１フロック図、第９図（ａＪ 〜（ｄＪおよび第
１０図ｔａｌ 〜（ｄＪは共に不発明実施例〉示７ｔ＆
形図である。 ６ １・・・リミッタアン１．２・・・移相器、３・・・乗
算器、５．６・・・矩形波発生回路。 萼＠合−一 類８図 学９囮
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 リミッタから出力されるＦＭ中間周波矩形波信号
の立上りによってトリガされそのＦＭ信号の中ノｂ周波
数における矩形波の’／２０幅の矩形波信号ケ兜生さセ
る第１の矩形波発生回路と、この第１の矩形波発生回路
からの矩形波信号の立下りによってトリガされ上記中心
周波叡の矩形波と同じ幅の矩形波信号ン発生させる第２
の矩形波発生回路とから構成される移４１−１器乞含む
ことン特徴とする移相相乗形ＦＭ復調器。 ２、 上記第ｌおよび第２の矩形波発生回路が七ノステ
ーブルマルチバイフレータから成ることン特徴と１−る
％訂請求の範囲第１項記載の移相相乗形Ｆ Ｍ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11408983A JPS607207A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11408983A JPS607207A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS607207A true JPS607207A (ja) | 1985-01-16 |
Family
ID=14628815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11408983A Pending JPS607207A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 移相相乗形ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS607207A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137834A (ja) * | 1987-11-25 | 1989-05-30 | Clarion Co Ltd | 受信機におけるノイズ抑制装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50147656A (ja) * | 1974-05-17 | 1975-11-26 | ||
| JPS5631208A (en) * | 1979-08-23 | 1981-03-30 | Pioneer Electronic Corp | Quadrature detecting circuit |
-
1983
- 1983-06-24 JP JP11408983A patent/JPS607207A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50147656A (ja) * | 1974-05-17 | 1975-11-26 | ||
| JPS5631208A (en) * | 1979-08-23 | 1981-03-30 | Pioneer Electronic Corp | Quadrature detecting circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137834A (ja) * | 1987-11-25 | 1989-05-30 | Clarion Co Ltd | 受信機におけるノイズ抑制装置 |
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