JPS6061173A - ア−ク溶接電源 - Google Patents
ア−ク溶接電源Info
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- JPS6061173A JPS6061173A JP16839983A JP16839983A JPS6061173A JP S6061173 A JPS6061173 A JP S6061173A JP 16839983 A JP16839983 A JP 16839983A JP 16839983 A JP16839983 A JP 16839983A JP S6061173 A JPS6061173 A JP S6061173A
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- Japan
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- current
- voltage
- arc
- output voltage
- circuit
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-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
- B23K9/1081—Arc welding by means of accumulated energy
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、消耗性電極を用いて短絡移行形アーク溶接を
行なうのに好適な電源特性を電子回路によっテ実現した
アーク溶接電源に関する。
行なうのに好適な電源特性を電子回路によっテ実現した
アーク溶接電源に関する。
短絡移行溶接用のアーク溶接電源においては、短絡時に
スパッタの発生を抑え、アーク発生時にアークを維持す
るために必要な電源特性を、出力側に接続した直流リア
クタによって得ているのが普通である。このため、定格
電流２００〜５００ Ａの溶接電源において、上記直流
リアクタのインダクタンス値が３００〜４００ ｍＨと
大きくなり、その重量も３０ ｋｇを越えていた。
スパッタの発生を抑え、アーク発生時にアークを維持す
るために必要な電源特性を、出力側に接続した直流リア
クタによって得ているのが普通である。このため、定格
電流２００〜５００ Ａの溶接電源において、上記直流
リアクタのインダクタンス値が３００〜４００ ｍＨと
大きくなり、その重量も３０ ｋｇを越えていた。
そこで、従来から溶接電源を小形軽量化するため、上記
直流リアクタの機能を電子回路によって実現することが
企図され、その手段として溶接電源の出力電流や出力電
圧を検出し、遅れ要素を通してフィードバック制御する
ことが考えられていた。しかし、このフィードバック制
御方式は、回路構成が非常に複雑になるばかりでなく、
出力電圧調整のためインバータやチョッパを用いた溶接
電源では、このインバータ部やチョッパ部の発生するノ
イズによりフィードバック制御が乱されやすく、安定な
制御を行なうことが困難であり、また、出力電流のフィ
ードバック制御を行なった場合、電源の定電圧性がそこ
なわれ、その結果、アークの自己制御作用に依存できな
くなるために、アーク長補償制御も併せて行なわなけれ
ばならない等の欠点を有していた。
直流リアクタの機能を電子回路によって実現することが
企図され、その手段として溶接電源の出力電流や出力電
圧を検出し、遅れ要素を通してフィードバック制御する
ことが考えられていた。しかし、このフィードバック制
御方式は、回路構成が非常に複雑になるばかりでなく、
出力電圧調整のためインバータやチョッパを用いた溶接
電源では、このインバータ部やチョッパ部の発生するノ
イズによりフィードバック制御が乱されやすく、安定な
制御を行なうことが困難であり、また、出力電流のフィ
ードバック制御を行なった場合、電源の定電圧性がそこ
なわれ、その結果、アークの自己制御作用に依存できな
くなるために、アーク長補償制御も併せて行なわなけれ
ばならない等の欠点を有していた。
本発明の目的は、直流リアクタと同等の機能を電子回路
によって容易に実現し、定電圧性をそこなわずに、短絡
移行溶接に必要な出力電圧、電流の安定した制御ができ
るアーク溶接電源を提供することにある。
によって容易に実現し、定電圧性をそこなわずに、短絡
移行溶接に必要な出力電圧、電流の安定した制御ができ
るアーク溶接電源を提供することにある。
本発明は、制御信号量と出力電圧値とがほぼ直線的に対
応する出力電圧調整手段を有するアーク溶接電源におい
て、出力電圧設定値に対応した電流を流す電流源に接続
された電流−電圧変換回路の出力信号を」―記出力電圧
調整手段の制御信号とするとともに、アーク負荷が短絡
状態かアーク発生状態かの判別信号を出力する状態判別
手段と、上記判別信号に対応して、アーク負荷の短絡時
には上記電流源からの電流をコンデンサに充電電流とし
てバイパスさせ、アーク発生時には」−記コンデンサの
蓄積電荷を放電させてその放電電流を」−配電流源から
の電流に加算することにより上記電流−電圧変換回路の
入力電流を制御する電流制御手段を設け、短絡状態かア
ーク発生状態かに応じて溶接電源出力電圧をシミュレー
ト制御するようにしたものである。
応する出力電圧調整手段を有するアーク溶接電源におい
て、出力電圧設定値に対応した電流を流す電流源に接続
された電流−電圧変換回路の出力信号を」―記出力電圧
調整手段の制御信号とするとともに、アーク負荷が短絡
状態かアーク発生状態かの判別信号を出力する状態判別
手段と、上記判別信号に対応して、アーク負荷の短絡時
には上記電流源からの電流をコンデンサに充電電流とし
てバイパスさせ、アーク発生時には」−記コンデンサの
蓄積電荷を放電させてその放電電流を」−配電流源から
の電流に加算することにより上記電流−電圧変換回路の
入力電流を制御する電流制御手段を設け、短絡状態かア
ーク発生状態かに応じて溶接電源出力電圧をシミュレー
ト制御するようにしたものである。
本発明の一実施例を第１図に示す。本実施例は、出力電
圧調整手段としてインバータを用いた例で、三相電源１
からの入力を整流部２で全波整流し、その直流出力をコ
ンデンサ３により平滑化した後、インバータ部４で交流
に変換して変圧器５の一次側に加え、変圧器５の二次出
力を整流器６により再度直流に変換し、平滑用直流リア
クタ７を通してアーク負荷８へ供給するようにしである
。９は３ ・ 別に設けたワイヤ送給装置により定速度送給される溶接
ワイヤ、１０は母材である。１１はインバータ駆動回路
で、制御信号として入力される直流電圧を別の発振器か
ら発生する三角波と比較して可変パルス幅の制御パルス
を生成するパルス変換回路と、上記制御パルスをインバ
ータ部４のスイッチング素子（本例ではトランジスタ）
ＴＲ，〜ＴＲ４へ分配する分配回路とで構成された公知
の回路であり、」二記制御パルスのパルス幅制御により
溶接電源の出力電圧Ｖｏｕｔを調整する。このようなパ
ルス幅制御によるインバータを用いた場合、制御信号量
と出力電圧値との間にはほぼ直線的な関係が成立する。
圧調整手段としてインバータを用いた例で、三相電源１
からの入力を整流部２で全波整流し、その直流出力をコ
ンデンサ３により平滑化した後、インバータ部４で交流
に変換して変圧器５の一次側に加え、変圧器５の二次出
力を整流器６により再度直流に変換し、平滑用直流リア
クタ７を通してアーク負荷８へ供給するようにしである
。９は３ ・ 別に設けたワイヤ送給装置により定速度送給される溶接
ワイヤ、１０は母材である。１１はインバータ駆動回路
で、制御信号として入力される直流電圧を別の発振器か
ら発生する三角波と比較して可変パルス幅の制御パルス
を生成するパルス変換回路と、上記制御パルスをインバ
ータ部４のスイッチング素子（本例ではトランジスタ）
ＴＲ，〜ＴＲ４へ分配する分配回路とで構成された公知
の回路であり、」二記制御パルスのパルス幅制御により
溶接電源の出力電圧Ｖｏｕｔを調整する。このようなパ
ルス幅制御によるインバータを用いた場合、制御信号量
と出力電圧値との間にはほぼ直線的な関係が成立する。
出力電圧調整手段としては、制御信号量と出力電圧値と
がほぼ直線的に対応するものであればよく、インバータ
のほか、同じくパルス幅制御による直流チョッパやトラ
ンジスタを能動領域で作動させて出力電圧を連続調整す
るシリーズレギュレータなどを用いることもできる。チ
ョッパ制御の場合には、三相変圧器の二次出力を整流し
、平滑化した直流電圧をチョッパで断続し、そ・ ４
・ の出力を平滑用直流リアクタを通してアーク負荷へ供給
するという順序になる。シリーズレギュレータを用いた
場合も同様である。
がほぼ直線的に対応するものであればよく、インバータ
のほか、同じくパルス幅制御による直流チョッパやトラ
ンジスタを能動領域で作動させて出力電圧を連続調整す
るシリーズレギュレータなどを用いることもできる。チ
ョッパ制御の場合には、三相変圧器の二次出力を整流し
、平滑化した直流電圧をチョッパで断続し、そ・ ４
・ の出力を平滑用直流リアクタを通してアーク負荷へ供給
するという順序になる。シリーズレギュレータを用いた
場合も同様である。
出力電圧Ｖｏｕｔを制御する制御信号は、電流源となる
出力電圧設定器１２と、図に破線で囲んで示す電流−電
圧変換回路１３、状態判別手段１４、電流制御手段１５
およびバイアス回路１６によって作られる。
出力電圧設定器１２と、図に破線で囲んで示す電流−電
圧変換回路１３、状態判別手段１４、電流制御手段１５
およびバイアス回路１６によって作られる。
出力電圧設定器１２は直流定電圧子Ｖを分圧するポテン
ショメータで、この場合、出力電圧設定値に対応した電
流を流す電流源として作動する。
ショメータで、この場合、出力電圧設定値に対応した電
流を流す電流源として作動する。
電流−電圧変換回路１３は、演算増幅器１７、抵抗１８
、１９．２０からなる電流増幅回路と、演算増幅器２１
、抵抗２２．２３ 、２４ 、２５からなる反転増幅回
路を組合わせて構成したもので、前段の電流増幅回路に
上記電流源から入力電流を供給し、後段の反転増幅回路
の出力電圧■ｃをインバータ駆動回路１１に制御信号と
して供給する。
、１９．２０からなる電流増幅回路と、演算増幅器２１
、抵抗２２．２３ 、２４ 、２５からなる反転増幅回
路を組合わせて構成したもので、前段の電流増幅回路に
上記電流源から入力電流を供給し、後段の反転増幅回路
の出力電圧■ｃをインバータ駆動回路１１に制御信号と
して供給する。
状態判別手段１４は、溶接電源出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗
２６．２７．２８で分圧した電圧を、直流定電圧子Ｖを
抵抗２９．３０で分圧して作られた基準電圧とコンパレ
ータ３１で比較し、アーク負荷８が短絡状態がアーク発
生状態かの判別信号を得るようにしたもので、３２はコ
ンパレータ３１の出方を反転する反転回路である。
２６．２７．２８で分圧した電圧を、直流定電圧子Ｖを
抵抗２９．３０で分圧して作られた基準電圧とコンパレ
ータ３１で比較し、アーク負荷８が短絡状態がアーク発
生状態かの判別信号を得るようにしたもので、３２はコ
ンパレータ３１の出方を反転する反転回路である。
電流制御手段１５は、コンデンサ３３とアナログスイッ
チ３４，３５．３６を備え、アナログスイッチ３４がオ
フ、アナログスイッチ３５．３６がオンの状態では、コ
ンデンサ３３が演算増幅器１７の人、出力間に抵抗２０
と並列に接続され、アナログスイッチ３４カオン、アナ
ログスイッチ３５．３６がオフの状態では、コンデンサ
３３の一端（＋側）が抵抗３７を介して演算増幅器１７
の一人力に、他端（−側）が基準電位線（ＧＮＤ）に接
続されるように構成しである。」二記アナログスイッチ
３４をオンオフさせる信号はコンパレータ３１の出力で
あり、上記アナログスイッチ３５．３６をオンオフさせ
る信号は反転回路３２の出力である。
チ３４，３５．３６を備え、アナログスイッチ３４がオ
フ、アナログスイッチ３５．３６がオンの状態では、コ
ンデンサ３３が演算増幅器１７の人、出力間に抵抗２０
と並列に接続され、アナログスイッチ３４カオン、アナ
ログスイッチ３５．３６がオフの状態では、コンデンサ
３３の一端（＋側）が抵抗３７を介して演算増幅器１７
の一人力に、他端（−側）が基準電位線（ＧＮＤ）に接
続されるように構成しである。」二記アナログスイッチ
３４をオンオフさせる信号はコンパレータ３１の出力で
あり、上記アナログスイッチ３５．３６をオンオフさせ
る信号は反転回路３２の出力である。
バイアス回路１６は、演算増幅器３８と抵抗３９，４０
゜４１で構成されており、出力電圧設定器Ｉ２と抵抗１
８の接続点の電位を演算増幅器３８の一人力とし、基、
７１ 準電位を演算増幅器３８の十人力として、出力電圧設定
値に対応したバイアス電圧を作り、演算増幅器２１の一
人力に加算するものである。これは、制御信号となる電
圧■ｃにバイアスを与え、アーク負荷８の短絡初期にお
ける出力電圧Ｖｏｕｔの値を決定する。
゜４１で構成されており、出力電圧設定器Ｉ２と抵抗１
８の接続点の電位を演算増幅器３８の一人力とし、基、
７１ 準電位を演算増幅器３８の十人力として、出力電圧設定
値に対応したバイアス電圧を作り、演算増幅器２１の一
人力に加算するものである。これは、制御信号となる電
圧■ｃにバイアスを与え、アーク負荷８の短絡初期にお
ける出力電圧Ｖｏｕｔの値を決定する。
第１図に示したアーク溶接電源では出力電流のフィード
バック制御を行なっていないので、出方外部特性（静的
特性）は定電圧特性となる。第２図はその出力外部特性
図で、アーク負荷の状態変化にしたがって定常時（ａ）
→短絡開始時（ｂ）→短絡終了時（Ｃ）→アーク発生時
（ｄｌ→定常時（ａｌの順に外部特性曲線が移動するこ
とを示している。ａｌ、ｂ／。
バック制御を行なっていないので、出方外部特性（静的
特性）は定電圧特性となる。第２図はその出力外部特性
図で、アーク負荷の状態変化にしたがって定常時（ａ）
→短絡開始時（ｂ）→短絡終了時（Ｃ）→アーク発生時
（ｄｌ→定常時（ａｌの順に外部特性曲線が移動するこ
とを示している。ａｌ、ｂ／。
ＣＩ、ｄｌはそれぞれの時点での動作点である。
第１図において、状態判別手段１４、電流制御手段１５
、バイアス回路１６がない場合には、電流−電圧変換回
路１３の出力電圧ｖｃは第３図（イ）に示すような出力
電工設定値のみで決まる一定値となり、この一定電圧Ｖ
Ｃがインバータ駆動回路１１に制御信号として印加され
るため、溶接電源は第２図（ａｌのようなある固定され
た出力外部特性を持つ定電圧電源となる。この場合、直
流リアクタ７のインタリタンス値が小さいと、溶接ワイ
ヤ９、母材１゜間が短絡されたときの電流Ｉの立上りが
早いため、短絡電流値は第３図（ハ）に示すように非常
に大きくなって、多量のスパッタを発生し、また、短絡
状態からアーク発生状態へ移行したときにアークを維持
するに必要な電圧を電源から供給できず、第３図（ロ）
、（ハ）に示すようにアーク切れが多発する。
、バイアス回路１６がない場合には、電流−電圧変換回
路１３の出力電圧ｖｃは第３図（イ）に示すような出力
電工設定値のみで決まる一定値となり、この一定電圧Ｖ
Ｃがインバータ駆動回路１１に制御信号として印加され
るため、溶接電源は第２図（ａｌのようなある固定され
た出力外部特性を持つ定電圧電源となる。この場合、直
流リアクタ７のインタリタンス値が小さいと、溶接ワイ
ヤ９、母材１゜間が短絡されたときの電流Ｉの立上りが
早いため、短絡電流値は第３図（ハ）に示すように非常
に大きくなって、多量のスパッタを発生し、また、短絡
状態からアーク発生状態へ移行したときにアークを維持
するに必要な電圧を電源から供給できず、第３図（ロ）
、（ハ）に示すようにアーク切れが多発する。
次に、状態判別手段１４、電流制御手段１５、バイアス
回路１６を付加した場合の動作を説明する。第４図はこ
の場合のｖｃ、ｖｏｕｔ、■の各波形を示す。
回路１６を付加した場合の動作を説明する。第４図はこ
の場合のｖｃ、ｖｏｕｔ、■の各波形を示す。
状態判別手段１４は、出力電圧Ｖ。ｕｔが基準値より高
いときにはアーク発生状態（定常状態を含む）と判定し
、コンパレータ３１のＨｉｇｈレベル出カによりアナロ
グスイッチ３４をオンにするように働く。
いときにはアーク発生状態（定常状態を含む）と判定し
、コンパレータ３１のＨｉｇｈレベル出カによりアナロ
グスイッチ３４をオンにするように働く。
また、出力電圧Ｖｏｕｔか基準値より低いときには短絡
状態と判定し、反転回路３２のＨ４ｇｈレベル出力によ
りアナログスイッチ３５．３６をオンにするように働く
。
状態と判定し、反転回路３２のＨ４ｇｈレベル出力によ
りアナログスイッチ３５．３６をオンにするように働く
。
・ ８ ・
今、電流源である出方電圧設定器１２がらの電流が抵抗
１８．２０を通り演算増幅器１７の出方側８点に流入し
ている状態を定常状態とすると、電流増幅回路の性質上
、Ｂ点の電位は流入する電流値に対応した一定の負電位
となるため、この定常状態においてインバータ駆動回路
１１に供給される制御信号ｖｃは第４図（イ）のａ′で
示すような一定の正の電圧となり、それに対応して第４
図（ロ）のａ′で示すような出力電圧Ｖｏｕｔが発生し
ている。このときの出力外部特性を第２図（ａ）とする
。アーク負荷８が短絡状態ニすると、電流制御手段１５
のアナログスイッチ３５．３６がオンになるため、前記
電流源がらの電流は演算増幅器１７の入方何Ａ点を通り
コンデンサ３３に充電電流としてバイパスする。このた
め、短絡開始時には出方側８点の電位がいったんゼロ電
位となり、制御信号ｖｃはバイアス回路１６がら与えら
れたバイアス電圧に相当する点ｂ′まで下がる。
１８．２０を通り演算増幅器１７の出方側８点に流入し
ている状態を定常状態とすると、電流増幅回路の性質上
、Ｂ点の電位は流入する電流値に対応した一定の負電位
となるため、この定常状態においてインバータ駆動回路
１１に供給される制御信号ｖｃは第４図（イ）のａ′で
示すような一定の正の電圧となり、それに対応して第４
図（ロ）のａ′で示すような出力電圧Ｖｏｕｔが発生し
ている。このときの出力外部特性を第２図（ａ）とする
。アーク負荷８が短絡状態ニすると、電流制御手段１５
のアナログスイッチ３５．３６がオンになるため、前記
電流源がらの電流は演算増幅器１７の入方何Ａ点を通り
コンデンサ３３に充電電流としてバイパスする。このた
め、短絡開始時には出方側８点の電位がいったんゼロ電
位となり、制御信号ｖｃはバイアス回路１６がら与えら
れたバイアス電圧に相当する点ｂ′まで下がる。
それに対応して出力電圧Ｖｏｕｔも第４図（ロ）のｂ′
点まで下がり、出力外部特性は第２図（ｂ）のようにな
る。これにより、第４図（ハ）の電流波形に示すように
短絡電流の急激な上昇が抑えられる。短絡時間の経過と
ともに、抵抗１８とコンデンサ３３の時定数によりＢ点
の電位が負の方向に変化するため、制御信号■ｃは第４
図（イ）のＣ“点まで、それに対応して出力電圧Ｖｏｕ
ｔは第４図（ロ）の０７点まで」−昇し、出力外部特性
は第２図ｔｃ）へ移動する。短絡が解消し、アークが発
生すると、状態判別手段１４がアーク電圧を検知し、電
流制御手段１５のアナログスイッチ１５．１６をオフ、
アナログスイッチ１４をオンにするため、短絡期間中に
蓄積されたコンデンサ３３の電荷が放電電流となって抵
抗３７を通り、出力電圧設定器１２からの電流に加算さ
れてＡ点からＢ点へ抵抗２０を通って流れる。その結果
、Ｂ点の電位は定常時よりも負となり、制御信号ｖｃは
第４図（イ）のｄ”点まで」二昇する。それに対応して
出力電圧Ｖｏｕｔも第４図（ロ）のｄ′のように定常時
より高くなり、出力外部特性は第２図（ｄ）に移動して
アークの維持に必要な電圧を供給する。これによってア
ーク切れを防止することができる。
点まで下がり、出力外部特性は第２図（ｂ）のようにな
る。これにより、第４図（ハ）の電流波形に示すように
短絡電流の急激な上昇が抑えられる。短絡時間の経過と
ともに、抵抗１８とコンデンサ３３の時定数によりＢ点
の電位が負の方向に変化するため、制御信号■ｃは第４
図（イ）のＣ“点まで、それに対応して出力電圧Ｖｏｕ
ｔは第４図（ロ）の０７点まで」−昇し、出力外部特性
は第２図ｔｃ）へ移動する。短絡が解消し、アークが発
生すると、状態判別手段１４がアーク電圧を検知し、電
流制御手段１５のアナログスイッチ１５．１６をオフ、
アナログスイッチ１４をオンにするため、短絡期間中に
蓄積されたコンデンサ３３の電荷が放電電流となって抵
抗３７を通り、出力電圧設定器１２からの電流に加算さ
れてＡ点からＢ点へ抵抗２０を通って流れる。その結果
、Ｂ点の電位は定常時よりも負となり、制御信号ｖｃは
第４図（イ）のｄ”点まで」二昇する。それに対応して
出力電圧Ｖｏｕｔも第４図（ロ）のｄ′のように定常時
より高くなり、出力外部特性は第２図（ｄ）に移動して
アークの維持に必要な電圧を供給する。これによってア
ーク切れを防止することができる。
１５は、アーク負荷の短絡時には短絡電流の急激な上昇
を抑えて短絡電流のピーク値を下げ、アーク発生状態へ
の移行時には出力電圧Ｖｏｕｔを定常時より上昇させて
アーク切れを防ぐ働きをするので、出力側直流リアクタ
７のインダクタンス値が小さくても良好な溶接ができる
。この働きは、短絡移行溶接に必要な電源の動的特性を
シミュレートしたフィードフォワード制御である。」―
記装置では、このシミュレート制御を、短絡時には電流
源からの電流をコンデンサ３３に充電電流としてバイパ
スさせ、アーク発生時にはコンデンサ３３の蓄積電荷に
よる放電電流を上記電流源からの電流に加算することに
よって実現しているため、短絡時に定常時より低下させ
た制御信号■ｃおよび出力電圧Ｖｏｕｔの時間積と、ア
ーク発生時に定常時より」二昇した制御信号■ｃおよび
出力電圧Ｖｏｕｔの時間積は第４図（イ）、（ロ）に示
すように相等しくなる。したがって、出力電圧Ｖｏｎｔ
の平均値は常に一定となり、電源の出力外部特性は第２
図に示すような定電圧・ １１ ・ 特性となる。このためには、出力電圧調整手段の制御信
号量と出力電圧値とがほぼ直線的に対応していることが
必要である。なお、図面には示してないが、たとえばコ
ンデンサ３３の容量切換等により充放電の時定数を可変
とすれば、出力電流値に適応した動作特性を得ることも
容易にできる。
を抑えて短絡電流のピーク値を下げ、アーク発生状態へ
の移行時には出力電圧Ｖｏｕｔを定常時より上昇させて
アーク切れを防ぐ働きをするので、出力側直流リアクタ
７のインダクタンス値が小さくても良好な溶接ができる
。この働きは、短絡移行溶接に必要な電源の動的特性を
シミュレートしたフィードフォワード制御である。」―
記装置では、このシミュレート制御を、短絡時には電流
源からの電流をコンデンサ３３に充電電流としてバイパ
スさせ、アーク発生時にはコンデンサ３３の蓄積電荷に
よる放電電流を上記電流源からの電流に加算することに
よって実現しているため、短絡時に定常時より低下させ
た制御信号■ｃおよび出力電圧Ｖｏｕｔの時間積と、ア
ーク発生時に定常時より」二昇した制御信号■ｃおよび
出力電圧Ｖｏｕｔの時間積は第４図（イ）、（ロ）に示
すように相等しくなる。したがって、出力電圧Ｖｏｎｔ
の平均値は常に一定となり、電源の出力外部特性は第２
図に示すような定電圧・ １１ ・ 特性となる。このためには、出力電圧調整手段の制御信
号量と出力電圧値とがほぼ直線的に対応していることが
必要である。なお、図面には示してないが、たとえばコ
ンデンサ３３の容量切換等により充放電の時定数を可変
とすれば、出力電流値に適応した動作特性を得ることも
容易にできる。
本発明によれば、次のような効果がある。
（１） 出力側直流リアクタのインダクタンス値を、イ
ンバータまたはチョッパなどによるリップルの平滑、お
よび制御遅れによるアーク切れ防止に必要なだけの小さ
な値（定格電流２００〜５００Ａに対し２０〜３ＱｍＨ
程度）・とすることができ、溶接電源を小形軽量化でき
る。
ンバータまたはチョッパなどによるリップルの平滑、お
よび制御遅れによるアーク切れ防止に必要なだけの小さ
な値（定格電流２００〜５００Ａに対し２０〜３ＱｍＨ
程度）・とすることができ、溶接電源を小形軽量化でき
る。
（２） 出力電流、電圧などのアナログ信号をフィード
バックする必要がないので、ノイズにより乱されること
なく安定な制御が容易にできる。
バックする必要がないので、ノイズにより乱されること
なく安定な制御が容易にできる。
（３）出力電圧をアーク負荷の状態に合わせて変化させ
ているにもかかわらず、電源の定電圧性を維持できるた
め、アークの自己制御作用が有効に・ １２・ 働き、アーク長補償制御などを別に行なう必要がない。
ているにもかかわらず、電源の定電圧性を維持できるた
め、アークの自己制御作用が有効に・ １２・ 働き、アーク長補償制御などを別に行なう必要がない。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はアー
ク負荷の状態変化に対応する出力外部特性の動きを示す
図、第３図（イ）、ｆ口１．（ハ）は本発明によるシミ
ュレート制御を行なわない場合の制御信号■ｃ、出力電
圧Ｖｏｕｔ、出力電流■の波形図、第４図（イ）、（ロ
）、（ハ）は本発明によるシミュレート制御を行なった
場合の同上波形図である。 ４：出力電圧調整手段 １２：電流源 １３：電流−電圧変換回路 １４：状態判別手段 １５：電流制御手段 ３３：コンデンサ ３４、３５．３６ ：充放電切換用アナログスイッチ代
理人弁理士 中村純之助 ｉ 口 〜 一ノ ＋／ ＋ へ ＾ 凸 大 口 − 一 ＋７ ＋
ク負荷の状態変化に対応する出力外部特性の動きを示す
図、第３図（イ）、ｆ口１．（ハ）は本発明によるシミ
ュレート制御を行なわない場合の制御信号■ｃ、出力電
圧Ｖｏｕｔ、出力電流■の波形図、第４図（イ）、（ロ
）、（ハ）は本発明によるシミュレート制御を行なった
場合の同上波形図である。 ４：出力電圧調整手段 １２：電流源 １３：電流−電圧変換回路 １４：状態判別手段 １５：電流制御手段 ３３：コンデンサ ３４、３５．３６ ：充放電切換用アナログスイッチ代
理人弁理士 中村純之助 ｉ 口 〜 一ノ ＋／ ＋ へ ＾ 凸 大 口 − 一 ＋７ ＋
Claims (1)
- 制御信号量と出力電圧値とがほぼ直線的に対応する出力
電圧調整手段を有するアーク溶接電源において、出力電
圧設定値に対応した電流を流′す電流源に接続された電
流−電圧変換回路の出力信号を上記出力電圧調整手段の
制御信号とするとともに、アーク負荷が短絡状態かアー
ク発生状態かの判別信号を出力する状態判別手段と、上
記判別信号に対応して、アーク負荷の短絡時には」二記
電流源からの電流をコンデンサに充電電流としてバイパ
スさせ、アーク発生時には上記コンデンサの蓄積電荷を
放電させてその放電電流を上記電流源からの電流に加算
することにより」二記電流−電圧変換回路の入力電流を
制御する電流制御手段を設けたことを特徴とするアーク
溶接電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16839983A JPS6061173A (ja) | 1983-09-14 | 1983-09-14 | ア−ク溶接電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16839983A JPS6061173A (ja) | 1983-09-14 | 1983-09-14 | ア−ク溶接電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6061173A true JPS6061173A (ja) | 1985-04-08 |
Family
ID=15867392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16839983A Pending JPS6061173A (ja) | 1983-09-14 | 1983-09-14 | ア−ク溶接電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6061173A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11214494B2 (en) * | 2017-05-11 | 2022-01-04 | Dic Corporation | Spinel compound oxide particle, method for producing the same, resin composition including spinel compound oxide particle, and molded article |
-
1983
- 1983-09-14 JP JP16839983A patent/JPS6061173A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11214494B2 (en) * | 2017-05-11 | 2022-01-04 | Dic Corporation | Spinel compound oxide particle, method for producing the same, resin composition including spinel compound oxide particle, and molded article |
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