JPS6056321B2 - 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 - Google Patents
利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器Info
- Publication number
- JPS6056321B2 JPS6056321B2 JP653979A JP653979A JPS6056321B2 JP S6056321 B2 JPS6056321 B2 JP S6056321B2 JP 653979 A JP653979 A JP 653979A JP 653979 A JP653979 A JP 653979A JP S6056321 B2 JPS6056321 B2 JP S6056321B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- gain
- transistors
- emitter
- balanced
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は広帯域オシロスコープ（たとえば帯域３００
ＭＨ２以上）の垂直軸の増幅回路において、垂 直軸の
偏向感度を切換えるために、増幅器の電圧利得を切換え
られるようにした増幅回路に関するものである。
ＭＨ２以上）の垂直軸の増幅回路において、垂 直軸の
偏向感度を切換えるために、増幅器の電圧利得を切換え
られるようにした増幅回路に関するものである。
オシロスコープの垂直軸の偏向感度を切換えるために
増幅器の電圧利得を切換える方式として第１図のような
方式が従来考えられている。
増幅器の電圧利得を切換える方式として第１図のような
方式が従来考えられている。
ます、第１図の利得切換回路について説明する。電圧利
得の最も小さい状態はスイッチ４２がａの位置にあると
きで、この状態ではトランジスタ２７、２８、３３、３
４のみが能動状態になつており電圧利得は抵抗１６と抵
抗２５、２６との比で決定される。電圧利得が中程度の
状態（最も小さい状態の２．５＠）はスイッチ４２がを
の位置にあるときに得られる。この状態では、トランジ
スタ２７、２８、３３、３４の外に２９、３０、３５が
能動状態になる。電圧利得は抵抗１６と抵抗２５、２６
との比に抵抗１７と抵抗２５、２６との比が加えられた
もので決定される。電圧利得が最も大きい状態（最も小
さい状態の約５倍）はスイッチ４２がｃの位置にあると
きに得られる。この状態ではさらにトランジスタ３１、
３２が能動状態になる。電圧利得は電圧利得が中程度の
場合の利得に、さらに抵抗１８と抵抗２５、２６の比が
加えられたもので決定される。 ここで、可変抵抗３８
はトランジスタ２９、３０を能動状態にしたとき出力端
子２、３間の電位差が変化しないようにトランジスタ２
９、３０の電流配分を調整するためのものである。
得の最も小さい状態はスイッチ４２がａの位置にあると
きで、この状態ではトランジスタ２７、２８、３３、３
４のみが能動状態になつており電圧利得は抵抗１６と抵
抗２５、２６との比で決定される。電圧利得が中程度の
状態（最も小さい状態の２．５＠）はスイッチ４２がを
の位置にあるときに得られる。この状態では、トランジ
スタ２７、２８、３３、３４の外に２９、３０、３５が
能動状態になる。電圧利得は抵抗１６と抵抗２５、２６
との比に抵抗１７と抵抗２５、２６との比が加えられた
もので決定される。電圧利得が最も大きい状態（最も小
さい状態の約５倍）はスイッチ４２がｃの位置にあると
きに得られる。この状態ではさらにトランジスタ３１、
３２が能動状態になる。電圧利得は電圧利得が中程度の
場合の利得に、さらに抵抗１８と抵抗２５、２６の比が
加えられたもので決定される。 ここで、可変抵抗３８
はトランジスタ２９、３０を能動状態にしたとき出力端
子２、３間の電位差が変化しないようにトランジスタ２
９、３０の電流配分を調整するためのものである。
可変抵抗４１も同様にトランジスタ３１，３２の電流配
分を調整するためのものである。トランジスタ３５は、
トランジスタ２９，３０が能動状態になつたとき、その
コレクタ電流を抵抗２１，２２を通して供給するもので
、供給する電流値は抵抗５１，５０，４８，４９で決定
される。さらに、トランジスタ３１，３２が能勲状態と
なつたときにもそのコレクタ電流はトランジスタ３５か
ら供給され、その電流値は抵抗５１，５０，４９で決定
される。ダイオード４３〜４７は切換スイッチ４２が１
回路の簡単なスイッチですむようにするためのものてあ
る。抵抗５２，５３，５４，５５とコンデンサ５６，５
７は利得が最小のときの周波数帯域幅を低下させて、利
得を大きくしたときの帯域幅とほぼ等しくするためのも
のである。この方式による電圧利得切換回路は、これ以
前にある利得切換方式であるエミッタの帰還抵抗の値の
みを切換える方式に比べれば、利得を切換えることによ
る周波数帯域幅の変化ははるかに少ないが、帯域幅が２
５０ＭＨｚ程度のオシロスコープには使用できてもさら
に広帯域のオシロスコープに使用することを考えると、
電圧利得を切換えることによる帯域幅の変化が問題とな
り使用することができなかつた。
分を調整するためのものである。トランジスタ３５は、
トランジスタ２９，３０が能動状態になつたとき、その
コレクタ電流を抵抗２１，２２を通して供給するもので
、供給する電流値は抵抗５１，５０，４８，４９で決定
される。さらに、トランジスタ３１，３２が能勲状態と
なつたときにもそのコレクタ電流はトランジスタ３５か
ら供給され、その電流値は抵抗５１，５０，４９で決定
される。ダイオード４３〜４７は切換スイッチ４２が１
回路の簡単なスイッチですむようにするためのものてあ
る。抵抗５２，５３，５４，５５とコンデンサ５６，５
７は利得が最小のときの周波数帯域幅を低下させて、利
得を大きくしたときの帯域幅とほぼ等しくするためのも
のである。この方式による電圧利得切換回路は、これ以
前にある利得切換方式であるエミッタの帰還抵抗の値の
みを切換える方式に比べれば、利得を切換えることによ
る周波数帯域幅の変化ははるかに少ないが、帯域幅が２
５０ＭＨｚ程度のオシロスコープには使用できてもさら
に広帯域のオシロスコープに使用することを考えると、
電圧利得を切換えることによる帯域幅の変化が問題とな
り使用することができなかつた。
本発明は利得を切換えることによる伝送周波数帯域幅の
変化が少ない利得切換可能な増幅回路を提供するもので
ある。
変化が少ない利得切換可能な増幅回路を提供するもので
ある。
以下本発明を詳細に説明する。
第２図は本発明の実施例である。
１は入力端子、２，３は出力端子である。
利得切換に伴うバーイアス供給の手段は、第１図の点線
で囲んだ部分がそのまま共通に接続できるので省略する
。第１図の点線部分の端子４，５，６，７，８は第２図
の対応する端子に接続されるものである。第２図におい
て利得が最小の状態は、トランジ．スタ２７，２８と３
３，３４のみが能動状態になつているときである。
で囲んだ部分がそのまま共通に接続できるので省略する
。第１図の点線部分の端子４，５，６，７，８は第２図
の対応する端子に接続されるものである。第２図におい
て利得が最小の状態は、トランジ．スタ２７，２８と３
３，３４のみが能動状態になつているときである。
端子１に加えられた信号電圧はトランジスタ２７，２８
で電流に変換される。その電流の大きさは抵抗１６の値
できまる。トランジスタ２７，２８の各出力電流はコレ
クターに挿入された抵抗器５６，５２，５４，５７，５
３，５５で減衰されてトランジスタ３３，３４の各エミ
ッタに加えられる。トランジスタ３３，３４の各出力電
流はそのコレクタに接続された抵抗２５，２６によつて
電圧に変換される。端子２，３はこの増幅回路の出力端
子である。電圧利得が中程度の状態は、さらにトランジ
スタ２９，３０が能動状態になることで得られる。
で電流に変換される。その電流の大きさは抵抗１６の値
できまる。トランジスタ２７，２８の各出力電流はコレ
クターに挿入された抵抗器５６，５２，５４，５７，５
３，５５で減衰されてトランジスタ３３，３４の各エミ
ッタに加えられる。トランジスタ３３，３４の各出力電
流はそのコレクタに接続された抵抗２５，２６によつて
電圧に変換される。端子２，３はこの増幅回路の出力端
子である。電圧利得が中程度の状態は、さらにトランジ
スタ２９，３０が能動状態になることで得られる。
トランジスタ２９，３０の各出力電流は同様に抵抗５６
，５２，５４，５７，５３，５５で減衰されてトランジ
スタ３３，３４の各エミッタに加えられるが、その減衰
量はトランジスタ２７，２８の各出力電流に対する減衰
量よりも少ない。ｌ 電圧利得が最大の状態は、中程度
の状態に加えて、さらにトランジスタ３１，３２を能動
状態にすることによつて得られる。トランジスタ３１，
３２の各出力電流は何の減衰もうけずにトランジスタ３
３，３４の各エミッタに供給される。第１図の従来回路
で、電圧利得を切換えることによつて伝送周波数帯域幅
が変化するのは、抵抗１６，１７，１８の値がそれぞれ
３００Ω、２００Ω、１２０Ωと大幅に異なることによ
るものである。エミッタ接地増幅回路のコレクタの出力
電流の遮断周波数はエミッタ帰還抵抗の大きい程高くな
るためである。このため第１図の回路では抵抗５２，５
３，５４，５５とコンデンサ５６，５７を付加して利得
が最小のときの帯域幅を減少させて利得が大きいときの
帯域幅に合わせていたのであるが、このような付加素子
は利得が大きいときの帯域幅をも減少させてしまうため
、結局第１図のような回路は、ある程度の帯域幅しか維
持できないことになつてしまう。しかし、本発明の回路
によれば、コレクタに接続された抵抗器による減衰回路
網によつて帰還抵抗１６，１７，１８の値はほぼ近い値
とすることができるため、利得を切換えたときの帯域幅
の変化を少なくすることができ、さらに抵抗器による減
衰回路網であるため帯域をせばめることも少ない。
，５２，５４，５７，５３，５５で減衰されてトランジ
スタ３３，３４の各エミッタに加えられるが、その減衰
量はトランジスタ２７，２８の各出力電流に対する減衰
量よりも少ない。ｌ 電圧利得が最大の状態は、中程度
の状態に加えて、さらにトランジスタ３１，３２を能動
状態にすることによつて得られる。トランジスタ３１，
３２の各出力電流は何の減衰もうけずにトランジスタ３
３，３４の各エミッタに供給される。第１図の従来回路
で、電圧利得を切換えることによつて伝送周波数帯域幅
が変化するのは、抵抗１６，１７，１８の値がそれぞれ
３００Ω、２００Ω、１２０Ωと大幅に異なることによ
るものである。エミッタ接地増幅回路のコレクタの出力
電流の遮断周波数はエミッタ帰還抵抗の大きい程高くな
るためである。このため第１図の回路では抵抗５２，５
３，５４，５５とコンデンサ５６，５７を付加して利得
が最小のときの帯域幅を減少させて利得が大きいときの
帯域幅に合わせていたのであるが、このような付加素子
は利得が大きいときの帯域幅をも減少させてしまうため
、結局第１図のような回路は、ある程度の帯域幅しか維
持できないことになつてしまう。しかし、本発明の回路
によれば、コレクタに接続された抵抗器による減衰回路
網によつて帰還抵抗１６，１７，１８の値はほぼ近い値
とすることができるため、利得を切換えたときの帯域幅
の変化を少なくすることができ、さらに抵抗器による減
衰回路網であるため帯域をせばめることも少ない。
すなわち、トランジスタの性能を損なうことなく広帯域
の利得切換可能な増幅回路が実現できることになる。以
上説明したように、本発明によれば、利得を切換えても
周波数帯域幅の変化が少なく、しかもトランジスタの性
能を充分利用した広帯域の利得切換機能を有する増幅回
路が得られるため、例えば広帯域オシロスコープの垂直
軸の増幅回路に使用することによつて偏向感度を切換え
ても伝送周波数帯域幅の変化の少ない高性能のオシロス
コープが容易に得られる効果がある。
の利得切換可能な増幅回路が実現できることになる。以
上説明したように、本発明によれば、利得を切換えても
周波数帯域幅の変化が少なく、しかもトランジスタの性
能を充分利用した広帯域の利得切換機能を有する増幅回
路が得られるため、例えば広帯域オシロスコープの垂直
軸の増幅回路に使用することによつて偏向感度を切換え
ても伝送周波数帯域幅の変化の少ない高性能のオシロス
コープが容易に得られる効果がある。
第１図は従来の利得切換可能な増幅器の例を示す回路図
、第２図は本発明の実施例を示す回路図である。
、第２図は本発明の実施例を示す回路図である。
Claims (1)
- １ 第１、第２の平衡入力端子と、各エミッタ相互間に
接続された第１の帰還抵抗を有してそれぞれが前記第１
、第２の平衡入力端子にベースを接続したエミッタ接地
増幅器を構成する第１、第２のトランジスタと、該第１
、第２のトランジスタの各エミッタにそれぞれ接続され
たベースを有しかつ各エミッタ相互間に接続された第２
の帰還抵抗を有するエミッタ接地増幅器を構成する第３
、第４のトランジスタと、該第３、第４のトランジスタ
のバイアスをオンオフする制御手段と、第１、第２の平
衡出力端子と、前記第１のトランジスタの出力を減衰さ
せる第１の減衰手段と、前記第１の減衰手段によつて減
衰された第１のトランジスタのコレクタ電流と前記第３
のトランジスタのコレクタ電流を合成して前記第１の平
衡出力端子に供給する第１の合成手段と、前記第２のト
ランジスタのコレクタ電流を減衰させる第２の減衰手段
と、前記第２の減衰手段によつて減衰された前記第２の
トランジスタのコレクタ電流と前記第４のトランジスタ
のコレクタ電流を合成して前記第２の平衡出力端子に供
給する第２の合成手段とを備えて、前記制御手段により
利得を切換えたときの伝送帯域幅の変化が少くなるよう
に構成した利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP653979A JPS6056321B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP653979A JPS6056321B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5599811A JPS5599811A (en) | 1980-07-30 |
| JPS6056321B2 true JPS6056321B2 (ja) | 1985-12-10 |
Family
ID=11641144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP653979A Expired JPS6056321B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6056321B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62105507A (ja) * | 1985-11-01 | 1987-05-16 | Iwatsu Electric Co Ltd | 差動増幅器 |
-
1979
- 1979-01-25 JP JP653979A patent/JPS6056321B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5599811A (en) | 1980-07-30 |
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