JPS6051305A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
- Publication number
- JPS6051305A JPS6051305A JP15775883A JP15775883A JPS6051305A JP S6051305 A JPS6051305 A JP S6051305A JP 15775883 A JP15775883 A JP 15775883A JP 15775883 A JP15775883 A JP 15775883A JP S6051305 A JPS6051305 A JP S6051305A
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- Japan
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- signal
- converter
- amplifier
- circuit
- input
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はデジタル・オーディオに好適な高効率の電力
増幅器に関する・。
増幅器に関する・。
従来から最も一般的に使用されているオーディオアンプ
はＡ級またはＢ級５ＥＰＰ増幅器である。
はＡ級またはＢ級５ＥＰＰ増幅器である。
Ａ級アンプは高品質であるが効率が８級アンプに比べ非
常に悪いため、大半のアンプはＢ級動作である３、一方
、８級アンプより更に高効率なり級アンプ（ＰＷＭアン
プ）があるが、この方式ではＰＷＭ信号自身に歪成分を
多く含んでおり、ローパスフィルタで必ずしも充分歪を
除去出来ず音質的に８級に比べ劣るのと１周波数特性改
善と歪低減のため数１００ＫＨｚでスイッチングする必
要から品質のわりにコスト高となり、オーディオアンプ
としては採用されていない。
常に悪いため、大半のアンプはＢ級動作である３、一方
、８級アンプより更に高効率なり級アンプ（ＰＷＭアン
プ）があるが、この方式ではＰＷＭ信号自身に歪成分を
多く含んでおり、ローパスフィルタで必ずしも充分歪を
除去出来ず音質的に８級に比べ劣るのと１周波数特性改
善と歪低減のため数１００ＫＨｚでスイッチングする必
要から品質のわりにコスト高となり、オーディオアンプ
としては採用されていない。
この０級アンプの歪低減と８級アンプの高効率化を同時
に実現するものとして特開５２−４７５７ 。
に実現するものとして特開５２−４７５７ 。
特開５６−１３６０１０等に開示されているものがある
。
。
その−例を第１図に示す。
すなわちＡＣ１００Ｖ入力端子５ａ、 ５ｂより得られ
たＡＣを整駕流ダイオード６ａ、 ６ｂ、 ６Ｃ，６ｄ
−ｔ’整流しコンデンサ７で平滑して直流電圧を得、ス
イッチングトランジスタ８でスイッチングし、トランス
９を介してダイオードｉｏａ、 ｉｏｂで整流、コンデ
ンサ１１ａ、 ｌｌｂで平滑するといった、いわゆるス
イッチング電源に相当する部分１２の出力を５ＥＰＰ増
幅器のトランジスタ３ａ 、 ３ｂのコレクタに電源電
圧として供給する。ここに入力信号は入力端１に印加さ
れアンプドライブ部２によりトランジスタ３ａ、 ３ｂ
を駆動する。また、スイッチングトランジスタ８のスイ
ッチングドライブ波形としては、入力信号を絶対値回路
１３で絶対値信号とし適切な直流を付加した後、 ＰＷ
Ｍ変調部１４で得たＰＷＭ波に基いている。このＰＷＭ
変調部１４の構成は、−例としては第２図に示した通り
、三角波発生部１５で得た三角波と絶対値回路１３を通
った波形とを電圧比較器１６にて比較し、この出力をも
ってめるＰＷＭ波形としている。更に、とのＰＷＭ波形
でドライバー回路１７を介してスイッチングトランジス
タ８を駆動スる。
たＡＣを整駕流ダイオード６ａ、 ６ｂ、 ６Ｃ，６ｄ
−ｔ’整流しコンデンサ７で平滑して直流電圧を得、ス
イッチングトランジスタ８でスイッチングし、トランス
９を介してダイオードｉｏａ、 ｉｏｂで整流、コンデ
ンサ１１ａ、 ｌｌｂで平滑するといった、いわゆるス
イッチング電源に相当する部分１２の出力を５ＥＰＰ増
幅器のトランジスタ３ａ 、 ３ｂのコレクタに電源電
圧として供給する。ここに入力信号は入力端１に印加さ
れアンプドライブ部２によりトランジスタ３ａ、 ３ｂ
を駆動する。また、スイッチングトランジスタ８のスイ
ッチングドライブ波形としては、入力信号を絶対値回路
１３で絶対値信号とし適切な直流を付加した後、 ＰＷ
Ｍ変調部１４で得たＰＷＭ波に基いている。このＰＷＭ
変調部１４の構成は、−例としては第２図に示した通り
、三角波発生部１５で得た三角波と絶対値回路１３を通
った波形とを電圧比較器１６にて比較し、この出力をも
ってめるＰＷＭ波形としている。更に、とのＰＷＭ波形
でドライバー回路１７を介してスイッチングトランジス
タ８を駆動スる。
このようにして得られたトランジスタ３ａと３ｂに供給
される電圧波形は各々第３図のｉｓａと１８ｂであり、
負荷４に印加される電圧波形は１９である。
される電圧波形は各々第３図のｉｓａと１８ｂであり、
負荷４に印加される電圧波形は１９である。
この第３図に見られる様に、トランジスタ３ａ、 ３ｂ
の動作時のコレクタ損失は、コレクタエミッタ間電圧が
一定値を保って動作するため、トランジスタ３ａ、 ３
ｂがＢ級動作をする限りにおいては、大幅に低減化され
る。
の動作時のコレクタ損失は、コレクタエミッタ間電圧が
一定値を保って動作するため、トランジスタ３ａ、 ３
ｂがＢ級動作をする限りにおいては、大幅に低減化され
る。
第４図にはＢ級アンプと上述の高効率方式のコレクタ損
失を比較した図である。Ｂ級アンプのコレクタ損失を示
したのが２０、上述の高効率方式のコレクタ損失を示し
たのが２１である。第４図を見ると、高効率方式のコレ
クタ損失はＢ級方式に比べると常に少ないが、特に注目
すべきなのは低出力から中出力時に１／３程度の損失で
済むことである。なぜなら音楽を聴く実使用時の平均出
力レベルは上記の低出力からせいぜい中出力レベルだか
らである。然るに、 ＰＷＭ変動時とスイッチング動作
と平滑回路による波形１８ａ 、 １８ｂには入力信号
に比べ時間的遅れが存在する。また高周波犬撮幅時に追
従波形１８ａ、 １８ｂはトランジスタ９におけるＬ成
分とコンデンサｌｌａ、 ｌｌｂによる時定数以上のス
ＩＪ、−レートで追従できない。その模様を示したのが
第５図である。追従波形が１８Ｃと１８ｄの如く追従し
きれないので負荷４に印加される電圧波形１９ａは１本
来は点線部を含む波形であるべきなのが実線部のみとな
っている。この時間遅れを改善するために主信号部にア
ナログ遅延を挿入する試みも提案されているが、アナロ
グ遅延による音質劣化が大きく、アンプとしての音質を
損なってしまうし、単なる遅延だけでは第５図における
場合のような欠点を克服できない。次に第６図に示した
方式も従来から考えられている高品質と高効率を同時に
実現せんとする方式である。すなわち、入力信号に適切
な直流を付加した後ＰＷＭ変調回路２２ａ、 ２２ｂに
てＰＷＭ変調し、スイッチャ８ａ、８ｂニテスイツチン
グし平滑回路２３ａ、 ２４ａ及び２３ｂ、 ２４ｂで
平滑しアンプ部終段トランジスタ３ａ、 ３ｂ Ｋコレ
クタ電圧を供給する。ここで２５８．２５ｂはクランパ
ーダイオードであり、スイッチャには直流電圧が直流電
源２６ａ、 ２６ｂより供給される。第７図ではとの方
式のコレクタ電圧を２７８．２７ｂで負荷端電圧を公に
示した。この方式においても、上記の方式と同様の点に
おいて遅れが存在し、ｔたスリューレイトの面で十分な
特性が得られない。
失を比較した図である。Ｂ級アンプのコレクタ損失を示
したのが２０、上述の高効率方式のコレクタ損失を示し
たのが２１である。第４図を見ると、高効率方式のコレ
クタ損失はＢ級方式に比べると常に少ないが、特に注目
すべきなのは低出力から中出力時に１／３程度の損失で
済むことである。なぜなら音楽を聴く実使用時の平均出
力レベルは上記の低出力からせいぜい中出力レベルだか
らである。然るに、 ＰＷＭ変動時とスイッチング動作
と平滑回路による波形１８ａ 、 １８ｂには入力信号
に比べ時間的遅れが存在する。また高周波犬撮幅時に追
従波形１８ａ、 １８ｂはトランジスタ９におけるＬ成
分とコンデンサｌｌａ、 ｌｌｂによる時定数以上のス
ＩＪ、−レートで追従できない。その模様を示したのが
第５図である。追従波形が１８Ｃと１８ｄの如く追従し
きれないので負荷４に印加される電圧波形１９ａは１本
来は点線部を含む波形であるべきなのが実線部のみとな
っている。この時間遅れを改善するために主信号部にア
ナログ遅延を挿入する試みも提案されているが、アナロ
グ遅延による音質劣化が大きく、アンプとしての音質を
損なってしまうし、単なる遅延だけでは第５図における
場合のような欠点を克服できない。次に第６図に示した
方式も従来から考えられている高品質と高効率を同時に
実現せんとする方式である。すなわち、入力信号に適切
な直流を付加した後ＰＷＭ変調回路２２ａ、 ２２ｂに
てＰＷＭ変調し、スイッチャ８ａ、８ｂニテスイツチン
グし平滑回路２３ａ、 ２４ａ及び２３ｂ、 ２４ｂで
平滑しアンプ部終段トランジスタ３ａ、 ３ｂ Ｋコレ
クタ電圧を供給する。ここで２５８．２５ｂはクランパ
ーダイオードであり、スイッチャには直流電圧が直流電
源２６ａ、 ２６ｂより供給される。第７図ではとの方
式のコレクタ電圧を２７８．２７ｂで負荷端電圧を公に
示した。この方式においても、上記の方式と同様の点に
おいて遅れが存在し、ｔたスリューレイトの面で十分な
特性が得られない。
本発明は、これら従来の電力増幅器の欠点を解消すべく
なされたもので、入力ソースとしてＰＣＭデジタル信号
を用い、音質的に秀れ、かつ小型。
なされたもので、入力ソースとしてＰＣＭデジタル信号
を用い、音質的に秀れ、かつ小型。
軽量、高効率な電力増幅器を提供することを目的とする
ものである。
ものである。
本発明は、デジタル化されたオーディオ信号を入力信号
とし、これをデジタル遅延素子、 Ｄ／Ａ変換器及び低
域通過フィルターを介して第１の増幅回路に供給すると
ともに、前記入力信号に関連のある第１信号とこの第１
の信号から遅延素子を介して得た第２の信号の電圧を比
較して高電圧又は低電圧を検出１合成し、この合成信号
をＰＷＭ変換して得られたＰＷＭ信号によりスイッチン
グされる第２の増幅回路を設け、この第２の増幅回路に
より前記第１の増幅回路に電力を供給するようにしたも
のである。
とし、これをデジタル遅延素子、 Ｄ／Ａ変換器及び低
域通過フィルターを介して第１の増幅回路に供給すると
ともに、前記入力信号に関連のある第１信号とこの第１
の信号から遅延素子を介して得た第２の信号の電圧を比
較して高電圧又は低電圧を検出１合成し、この合成信号
をＰＷＭ変換して得られたＰＷＭ信号によりスイッチン
グされる第２の増幅回路を設け、この第２の増幅回路に
より前記第１の増幅回路に電力を供給するようにしたも
のである。
第８図は本発明によるパワーアンプの第１の実施例であ
る。入力端子１ａにはＰＣＭ化されたオーディオ信号が
入力される。この入力信号をデジタル遅延素子器を介し
てＤ／Ａ変換器およびローパスフィルタ３０ａにてアナ
ログ化し、従来Ｂ級アンプ部（ドライブ回路２．トラン
ジスタ３ａ、３ｂ、１ＩｔＪｒ４）に入力する。このデ
ジタル遅延素子器としてはダイナミックＲＡＭ 、スタ
テックＲ，ＡＭ 、シフトレジスタ等が適当である。
る。入力端子１ａにはＰＣＭ化されたオーディオ信号が
入力される。この入力信号をデジタル遅延素子器を介し
てＤ／Ａ変換器およびローパスフィルタ３０ａにてアナ
ログ化し、従来Ｂ級アンプ部（ドライブ回路２．トラン
ジスタ３ａ、３ｂ、１ＩｔＪｒ４）に入力する。このデ
ジタル遅延素子器としてはダイナミックＲＡＭ 、スタ
テックＲ，ＡＭ 、シフトレジスタ等が適当である。
一方、入力信号はＤ／Ａ変換器およびローパスフィルタ
３０ｂにてアナログ化したうえで、絶対値回路１３にて
絶対値信号としアナログ遅延素子２９ａで遅延した信号
と比較して電圧の大きい方の信号を検出する検出回路３
１を経て、適切な直流を付加後ＰＷＭ変調回路１４でＰ
ＷＭ化する。ことにこのＤ／Ａ変換器３０ｂはスイッチ
ング電源Ｉ２にてＢ級アンプの電源電圧を作るための信
号を得るものだ小ら、あまり高精度は必要とせず８〜１
２ビツトで十分である。一方、３０ａのＤ／Ａ変換器は
主信号部用であり入力信号と同等のビット数を必要とす
る。ここに、上述の検出回路３１の具体的回路例を示し
たのが第９図（ａ） （ｂ） （ｃ）である。
３０ｂにてアナログ化したうえで、絶対値回路１３にて
絶対値信号としアナログ遅延素子２９ａで遅延した信号
と比較して電圧の大きい方の信号を検出する検出回路３
１を経て、適切な直流を付加後ＰＷＭ変調回路１４でＰ
ＷＭ化する。ことにこのＤ／Ａ変換器３０ｂはスイッチ
ング電源Ｉ２にてＢ級アンプの電源電圧を作るための信
号を得るものだ小ら、あまり高精度は必要とせず８〜１
２ビツトで十分である。一方、３０ａのＤ／Ａ変換器は
主信号部用であり入力信号と同等のビット数を必要とす
る。ここに、上述の検出回路３１の具体的回路例を示し
たのが第９図（ａ） （ｂ） （ｃ）である。
第９図（ａ）は最大値検出回路であり、一方（ｂ）は最
小値検出回路である。この両者はいずれもダイオード３
２ａ、 ３２ｂによるオア回路に基づいている。一方、
（ａ）、（ｂ）Ｋ代えて（ｃ）のような電圧比較器３３
とその出力に応じて入力を選択するアナログスイッチ３
４からなる回路を用いてもよい。従って第８図の実施例
に適用するのは（ａ）または（Ｃ）である。第１０図に
は上記検出回路の入力端電圧３５ａ、 ３５ｂを示した
。
小値検出回路である。この両者はいずれもダイオード３
２ａ、 ３２ｂによるオア回路に基づいている。一方、
（ａ）、（ｂ）Ｋ代えて（ｃ）のような電圧比較器３３
とその出力に応じて入力を選択するアナログスイッチ３
４からなる回路を用いてもよい。従って第８図の実施例
に適用するのは（ａ）または（Ｃ）である。第１０図に
は上記検出回路の入力端電圧３５ａ、 ３５ｂを示した
。
３５ｂが遅延素子を介した電圧である。また第１１図は
、検出回路出力端電圧３５Ｃを示したものである。
、検出回路出力端電圧３５Ｃを示したものである。
このようにして得たＰＷＭ信号に基づいてスイッチング
を行って、アンプ出力トランジスタ３ａ、 ３ｂ Ｋ供
給される電圧と負荷端電圧を第１２図の３６ａ、 ３６
ｂ。
を行って、アンプ出力トランジスタ３ａ、 ３ｂ Ｋ供
給される電圧と負荷端電圧を第１２図の３６ａ、 ３６
ｂ。
３７ａに各々示す。
ところで本発明の目的は第５図に示したようなスリー−
レイトの問題改善にあるが、その改善された様子を示し
たのが第１３図である。コレクタ電圧３６Ｃ，３６ｄは
高周波高出力の信号３７ｂに対し、先行的に立上がって
いるため第５図に見られたような信号の欠落はなく、出
力信号３７ｂに追従変化する。第１４図は本発明の第２
の実施例である。２２ａと２２ｂはＰＷＭ変換部である
が、その前段でそれぞれ一定の直流を付加する必要があ
る。また検出回路３１Ｍには最大値検出回路を３１ｂに
は最小値検出回路を用いる。第１５図は、第１４図の実
施例におけるトランジスタ３ａ、 ３ｂのコレクタ電圧
３８ａ、 ３８ｂと負荷端電圧３９である。
レイトの問題改善にあるが、その改善された様子を示し
たのが第１３図である。コレクタ電圧３６Ｃ，３６ｄは
高周波高出力の信号３７ｂに対し、先行的に立上がって
いるため第５図に見られたような信号の欠落はなく、出
力信号３７ｂに追従変化する。第１４図は本発明の第２
の実施例である。２２ａと２２ｂはＰＷＭ変換部である
が、その前段でそれぞれ一定の直流を付加する必要があ
る。また検出回路３１Ｍには最大値検出回路を３１ｂに
は最小値検出回路を用いる。第１５図は、第１４図の実
施例におけるトランジスタ３ａ、 ３ｂのコレクタ電圧
３８ａ、 ３８ｂと負荷端電圧３９である。
以上述べた通り１本発明によれば、デジタル入力信号を
用いて少くとも２０ＫＨｚ以下では音質的な劣化なしに
第１の実施例ではＢ級アンプの高効率化、第２の実施例
ではＡ級アンプもしくはＢ級アンプの高効率化を実現で
きる。また本発明によるとデジタル信号部分でアンプ主
信号部とスイッチング部が分離されるため、スイッチン
グノイズが主信号部に伝搬することがなくなり低ノイズ
と低歪率をも実現できる。
用いて少くとも２０ＫＨｚ以下では音質的な劣化なしに
第１の実施例ではＢ級アンプの高効率化、第２の実施例
ではＡ級アンプもしくはＢ級アンプの高効率化を実現で
きる。また本発明によるとデジタル信号部分でアンプ主
信号部とスイッチング部が分離されるため、スイッチン
グノイズが主信号部に伝搬することがなくなり低ノイズ
と低歪率をも実現できる。
第１図は従来の電力増幅器の回路図、第２図は第１図、
の電力増幅器で用いるＰＷＭ変調部の回路図。 第３図は第１図の電力増幅器の動作説明図、第４図は従
来のＢ級電力増幅器と第１図の電力増幅器のコレクタ損
失比較図、第５図は第１図の電力増幅器の動作説明図、
第６図は従来の他の電力増幅器の回路図、第７図はその
動作説明図、第８図は本発明による第１の実施例の回路
図、第９図は第１の実施例における電圧検出回路の回路
例、第１０図、第１１図、第１２図、第１３図は第１の
実施例の動作説明図、第１４図は本発明の第２の実施例
の回路図、第１５図はその動作説明図である。 ２・・・ドライブ回路 ３ａ、 ３ｂ・・・トランジスタ ４・・・負荷 １２・・・増幅回路 １３・・・絶対値回路 ｌ４・・・ＰＷＭ変調回路 四・・・デジタル遅延素子 ２９ａ・・・アナログ遅延素子 ３０ａ、 ３０ｂ・＄変換器及びＬＰＦ３１・・・検出
回路 代理人 弁理士 則近憲佑 （ほか１名）（Ｉ］） 儒４図 第６図 第７図 第９図 第１０図 第１１図 ２９− 第１２図 第１３５
の電力増幅器で用いるＰＷＭ変調部の回路図。 第３図は第１図の電力増幅器の動作説明図、第４図は従
来のＢ級電力増幅器と第１図の電力増幅器のコレクタ損
失比較図、第５図は第１図の電力増幅器の動作説明図、
第６図は従来の他の電力増幅器の回路図、第７図はその
動作説明図、第８図は本発明による第１の実施例の回路
図、第９図は第１の実施例における電圧検出回路の回路
例、第１０図、第１１図、第１２図、第１３図は第１の
実施例の動作説明図、第１４図は本発明の第２の実施例
の回路図、第１５図はその動作説明図である。 ２・・・ドライブ回路 ３ａ、 ３ｂ・・・トランジスタ ４・・・負荷 １２・・・増幅回路 １３・・・絶対値回路 ｌ４・・・ＰＷＭ変調回路 四・・・デジタル遅延素子 ２９ａ・・・アナログ遅延素子 ３０ａ、 ３０ｂ・＄変換器及びＬＰＦ３１・・・検出
回路 代理人 弁理士 則近憲佑 （ほか１名）（Ｉ］） 儒４図 第６図 第７図 第９図 第１０図 第１１図 ２９− 第１２図 第１３５
Claims (1)
- デジタル化されたオーディオ信号を入力信号とする入力
端子と、この入力端子に一端が接続されたデジタル遅延
素子と、このデジタル遅延素子の他端にＤ／Ａ変換器と
低域通過フィルターを介して接続された第１の増幅回路
と、前記入力信号に関連のある第１の信号と、この第１
の信号から遅延素子を介して得られた第２の信号と、前
記第１の信号と前記第２の信号とを比較して高い方の電
圧または低い方の電圧を検出する検出回路と、この検出
回路の出力電圧またはこれに一定直流バイアスを加算し
た電圧のＰＷＭ変換回路と、とのＰＷＭ変換回路によっ
て得られたＰＷＭ信号によりスイッチングし、前記第１
の増幅回路に電力を供給する第２の増幅口δ具備して成
ることを特徴とする電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15775883A JPS6051305A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15775883A JPS6051305A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6051305A true JPS6051305A (ja) | 1985-03-22 |
Family
ID=15656686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15775883A Pending JPS6051305A (ja) | 1983-08-31 | 1983-08-31 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6051305A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62286302A (ja) * | 1986-06-05 | 1987-12-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高効率電力増幅器 |
| JPH0328821U (ja) * | 1989-07-28 | 1991-03-22 | ||
| JP2007132503A (ja) * | 2005-11-10 | 2007-05-31 | Takao Nukada | 減速装置付き油圧シリンダ |
-
1983
- 1983-08-31 JP JP15775883A patent/JPS6051305A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62286302A (ja) * | 1986-06-05 | 1987-12-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高効率電力増幅器 |
| JPH0328821U (ja) * | 1989-07-28 | 1991-03-22 | ||
| JP2007132503A (ja) * | 2005-11-10 | 2007-05-31 | Takao Nukada | 減速装置付き油圧シリンダ |
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