JPH1155041A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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- JPH1155041A JPH1155041A JP9212141A JP21214197A JPH1155041A JP H1155041 A JPH1155041 A JP H1155041A JP 9212141 A JP9212141 A JP 9212141A JP 21214197 A JP21214197 A JP 21214197A JP H1155041 A JPH1155041 A JP H1155041A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電力損失を大幅に低減できる高効率な、可変動
電源電圧方式の電力増幅器に関し、電源経路側での信号
遅延に基づき生じるオーディオ出力信号の歪、特に高域
周波数成分の歪を、簡単かつ安価に低減することを目的
とする。 【解決手段】入力されたオーディオ信号のうちの高域成
分の位相を遅らせる位相シフト手段と、位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号が
導かれてオーディオ信号の大きさに対応した大きさの可
変動電源電圧を発生して増幅回路に供給する電源手段と
を備え、位相シフト手段で遅らせる高域成分の位相特性
は、オーディオ信号の分岐点から該オーディオ信号に応
答して電源手段が可変動電源電圧を発生して増幅回路に
供給するまでの経路で生じる信号の遅延を、オーディオ
信号の分岐点から増幅回路に入力するまでの経路で調整
するものである。
電源電圧方式の電力増幅器に関し、電源経路側での信号
遅延に基づき生じるオーディオ出力信号の歪、特に高域
周波数成分の歪を、簡単かつ安価に低減することを目的
とする。 【解決手段】入力されたオーディオ信号のうちの高域成
分の位相を遅らせる位相シフト手段と、位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号が
導かれてオーディオ信号の大きさに対応した大きさの可
変動電源電圧を発生して増幅回路に供給する電源手段と
を備え、位相シフト手段で遅らせる高域成分の位相特性
は、オーディオ信号の分岐点から該オーディオ信号に応
答して電源手段が可変動電源電圧を発生して増幅回路に
供給するまでの経路で生じる信号の遅延を、オーディオ
信号の分岐点から増幅回路に入力するまでの経路で調整
するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力損失を大幅に
低減できる高効率な、可変動電源電圧方式の電力増幅器
に関するものである。
低減できる高効率な、可変動電源電圧方式の電力増幅器
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、電力増幅器に供給する電源電圧を
その入力信号に追従させることで電力損失を小さくした
電力増幅器が知られている。この種の一般的な電力増幅
器は、電力増幅用の増幅回路に入力される入力信号を分
岐してスイッチング電源に導き、このスイッチング電源
では入力信号の大きさに応じて、出力する電源電圧の大
きさを変化させ、その可変動電源電圧を増幅回路に供給
するものである。
その入力信号に追従させることで電力損失を小さくした
電力増幅器が知られている。この種の一般的な電力増幅
器は、電力増幅用の増幅回路に入力される入力信号を分
岐してスイッチング電源に導き、このスイッチング電源
では入力信号の大きさに応じて、出力する電源電圧の大
きさを変化させ、その可変動電源電圧を増幅回路に供給
するものである。
【０００３】また、この種の電力増幅器では、入力信号
に応答してスイッチング電源側で行う制御に動作遅延が
あるため、増幅回路に供給する可変動電源電圧の変化
は、増幅回路に入力される入力信号に対して遅れてしま
い、そのため、増幅回路の出力信号が歪んでしまう。こ
の歪は特に高域周波数成分に対して影響が大きい。
に応答してスイッチング電源側で行う制御に動作遅延が
あるため、増幅回路に供給する可変動電源電圧の変化
は、増幅回路に入力される入力信号に対して遅れてしま
い、そのため、増幅回路の出力信号が歪んでしまう。こ
の歪は特に高域周波数成分に対して影響が大きい。
【０００４】このような問題を解決する方法として、増
幅回路の前段に信号を遅延する遅延回路を設けて増幅回
路へはこの遅延回路を通して入力信号を入力し、一方、
スイッチング電源の制御は遅延回路の入力側から分岐し
た信号を用いて行い、遅延回路での遅延でスイッチング
電源で生じる遅延を相殺する方法が知られている。
幅回路の前段に信号を遅延する遅延回路を設けて増幅回
路へはこの遅延回路を通して入力信号を入力し、一方、
スイッチング電源の制御は遅延回路の入力側から分岐し
た信号を用いて行い、遅延回路での遅延でスイッチング
電源で生じる遅延を相殺する方法が知られている。
【０００５】また、スイッチング電源での可変動電源電
圧の制御方法としては、入力信号の瞬時振幅値に対応
して可変動電源電圧の大きさを制御するものと、入力
信号のピークレベルの包絡線に対応して可変動電源電圧
の大きさを制御するものとがある。前者の例としては、
例えば特開昭５７−１５２７４１号公報、特開昭５９−
１７７１０号公報などに記載されたものがあり、後者の
例としては、例えば特開昭５６−４０３０７号公報、特
開昭５６−１３１２０９号公報などに記載されたものが
ある。
圧の制御方法としては、入力信号の瞬時振幅値に対応
して可変動電源電圧の大きさを制御するものと、入力
信号のピークレベルの包絡線に対応して可変動電源電圧
の大きさを制御するものとがある。前者の例としては、
例えば特開昭５７−１５２７４１号公報、特開昭５９−
１７７１０号公報などに記載されたものがあり、後者の
例としては、例えば特開昭５６−４０３０７号公報、特
開昭５６−１３１２０９号公報などに記載されたものが
ある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の各特許公開公報
に開示されたものは、いずれも電力増幅を行うための増
幅回路の前段に遅延回路を配置するものであるが、例え
ば入力信号がアナログである場合、このアナログ入力信
号を遅延させるアナログ遅延素子は音質劣化が大きく、
また回路規模が大きくコストが高いという問題がある。
また入力信号をディジタル信号にしてディジタル遅延回
路で遅延させる場合には回路規模が大きくなって装置を
大型化させるとともにコストアップともなり、またディ
ジタル遅延回路を通過後の信号をディジタル／アナログ
変換する際に発生するノイズで音質が劣化する。また、
オーディオ信号が通過する増幅回路側の経路に遅延回路
を挿入することは、本来のオーディオ入力信号に対して
遅延を生じさせるものであるので、望ましいことではな
い。
に開示されたものは、いずれも電力増幅を行うための増
幅回路の前段に遅延回路を配置するものであるが、例え
ば入力信号がアナログである場合、このアナログ入力信
号を遅延させるアナログ遅延素子は音質劣化が大きく、
また回路規模が大きくコストが高いという問題がある。
また入力信号をディジタル信号にしてディジタル遅延回
路で遅延させる場合には回路規模が大きくなって装置を
大型化させるとともにコストアップともなり、またディ
ジタル遅延回路を通過後の信号をディジタル／アナログ
変換する際に発生するノイズで音質が劣化する。また、
オーディオ信号が通過する増幅回路側の経路に遅延回路
を挿入することは、本来のオーディオ入力信号に対して
遅延を生じさせるものであるので、望ましいことではな
い。
【０００７】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであり、電源経路側での信号遅延に基づき生じるオー
ディオ出力信号の歪、特に高域周波数成分の歪を、簡単
かつ安価に低減できる電力増幅器を提供することを目的
とする。
のであり、電源経路側での信号遅延に基づき生じるオー
ディオ出力信号の歪、特に高域周波数成分の歪を、簡単
かつ安価に低減できる電力増幅器を提供することを目的
とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段および作用】上述の課題を
解決するために、本発明に係る電力増幅器は、一つの形
態として、入力されたオーディオ信号のうちの高域成分
の位相を遅らせる位相シフト手段と、該位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
が導かれて該オーディオ信号の大きさに対応した大きさ
の可変動電源電圧を発生して該増幅回路に供給する電源
手段とを備え、該位相シフト手段で遅らせる高域成分の
位相特性は、該オーディオ信号の分岐点から該オーディ
オ信号に応答して該電源手段が可変動電源電圧を発生し
て該増幅回路に供給するまでの経路で生じる信号の遅延
を、該オーディオ信号の分岐点から該増幅回路に入力す
るまでの経路で調整するものであるように構成したもの
である。入力されたオーディオ信号の高域成分に関し、
入力オーディオ信号に対して可変動電源電圧を発生させ
る際に電源手段側で生じる遅延は、位相シフト手段で高
域成分の位相が遅らされる（すなわち高域成分信号が遅
延される）ことで相殺され、したがって、増幅回路では
入力側のオーディオ信号と供給される可変動電源電圧と
の間にタイミングのズレがなくなり、増幅回路から出力
される出力信号の高域成分が歪むことを防止できる。
解決するために、本発明に係る電力増幅器は、一つの形
態として、入力されたオーディオ信号のうちの高域成分
の位相を遅らせる位相シフト手段と、該位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
が導かれて該オーディオ信号の大きさに対応した大きさ
の可変動電源電圧を発生して該増幅回路に供給する電源
手段とを備え、該位相シフト手段で遅らせる高域成分の
位相特性は、該オーディオ信号の分岐点から該オーディ
オ信号に応答して該電源手段が可変動電源電圧を発生し
て該増幅回路に供給するまでの経路で生じる信号の遅延
を、該オーディオ信号の分岐点から該増幅回路に入力す
るまでの経路で調整するものであるように構成したもの
である。入力されたオーディオ信号の高域成分に関し、
入力オーディオ信号に対して可変動電源電圧を発生させ
る際に電源手段側で生じる遅延は、位相シフト手段で高
域成分の位相が遅らされる（すなわち高域成分信号が遅
延される）ことで相殺され、したがって、増幅回路では
入力側のオーディオ信号と供給される可変動電源電圧と
の間にタイミングのズレがなくなり、増幅回路から出力
される出力信号の高域成分が歪むことを防止できる。
【０００９】また、本発明に係る電力増幅器は、他の形
態として、入力されたオーディオ信号のうちの高域成分
の位相を遅らせる位相シフト手段と、該位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
と出力側で分岐されたオーディオ信号とが導かれて、該
入力側で分岐されたオーディオ信号の振幅と出力側で分
岐されたオーディオ信号の振幅とのうちの大きい方に対
応した大きさの可変動電源電圧を発生して該増幅回路に
供給する電源手段とを備え、該位相シフト手段で遅らせ
る高域成分の位相特性は、該オーディオ信号の分岐点か
ら該オーディオ信号に応答して該電源手段が可変動電源
電圧を発生して該増幅回路に供給するまでの経路で生じ
る信号の遅延を、該オーディオ信号の分岐点から該増幅
回路に入力するまでの経路で調整するものであるように
構成したものである。この構成によれば、上述同様、入
力されたオーディオ信号の高域成分に関し、入力オーデ
ィオ信号に対して可変動電源電圧を発生させる際に電源
手段側で生じる遅延は、位相シフト手段で高域成分の位
相が遅らされる（すなわち高域成分信号が遅延される）
ことで相殺され、したがって、増幅回路では入力側のオ
ーディオ信号と供給される可変動電源電圧との間にタイ
ミングのズレがなくなり、増幅回路から出力される出力
信号の高域成分が歪むことを防止できる。そしてさら
に、増幅回路に入力される入力信号波形とその時点で増
幅回路に印加される可変動電源電圧との差が小さい場
合、特に入力信号波形の立下り（下降）部分で可変動電
源電圧が入力信号波形の振幅以下になることを防止でき
る。
態として、入力されたオーディオ信号のうちの高域成分
の位相を遅らせる位相シフト手段と、該位相シフト手段
を通過したオーディオ信号を電力増幅する増幅回路と、
該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
と出力側で分岐されたオーディオ信号とが導かれて、該
入力側で分岐されたオーディオ信号の振幅と出力側で分
岐されたオーディオ信号の振幅とのうちの大きい方に対
応した大きさの可変動電源電圧を発生して該増幅回路に
供給する電源手段とを備え、該位相シフト手段で遅らせ
る高域成分の位相特性は、該オーディオ信号の分岐点か
ら該オーディオ信号に応答して該電源手段が可変動電源
電圧を発生して該増幅回路に供給するまでの経路で生じ
る信号の遅延を、該オーディオ信号の分岐点から該増幅
回路に入力するまでの経路で調整するものであるように
構成したものである。この構成によれば、上述同様、入
力されたオーディオ信号の高域成分に関し、入力オーデ
ィオ信号に対して可変動電源電圧を発生させる際に電源
手段側で生じる遅延は、位相シフト手段で高域成分の位
相が遅らされる（すなわち高域成分信号が遅延される）
ことで相殺され、したがって、増幅回路では入力側のオ
ーディオ信号と供給される可変動電源電圧との間にタイ
ミングのズレがなくなり、増幅回路から出力される出力
信号の高域成分が歪むことを防止できる。そしてさら
に、増幅回路に入力される入力信号波形とその時点で増
幅回路に印加される可変動電源電圧との差が小さい場
合、特に入力信号波形の立下り（下降）部分で可変動電
源電圧が入力信号波形の振幅以下になることを防止でき
る。
【００１０】また、本発明に係る電力増幅器において
は、上述の位相シフト手段は、入力されたオーディオ信
号の高域成分の位相を遅らせ、かつ通過するオーディオ
信号の周波数特性が全域にわたり平坦なオールパスフィ
ルタで構成することができる。このようにオールパスフ
ィルタとすることで、出力されるオーディオ信号の周波
数特性が影響を受けることを防止できる。
は、上述の位相シフト手段は、入力されたオーディオ信
号の高域成分の位相を遅らせ、かつ通過するオーディオ
信号の周波数特性が全域にわたり平坦なオールパスフィ
ルタで構成することができる。このようにオールパスフ
ィルタとすることで、出力されるオーディオ信号の周波
数特性が影響を受けることを防止できる。
【００１１】また、本発明に係る電力増幅器において
は、上述のオールパスフィルタに入力されるオーディオ
信号はアナログ信号であり、上述のオールパスフィルタ
はアナログ回路で構成されるようにすることができる。
高域成分だけを遅らすオールパスフィルタをアナログ回
路で構成することは容易であるとともに安価である。し
たがって簡単かつ安価な素子で、可変動電源電圧型の電
力増幅器において生じる出力信号の高域成分の歪を改善
することができる。また、遅延補償用の素子（すなわち
オールパスフィルタ）としてアナログ回路を用いること
ができるので、電力増幅器全体をアナログ回路で構成す
ることが可能となり、装置の小型化、低コスト化に役立
つ。
は、上述のオールパスフィルタに入力されるオーディオ
信号はアナログ信号であり、上述のオールパスフィルタ
はアナログ回路で構成されるようにすることができる。
高域成分だけを遅らすオールパスフィルタをアナログ回
路で構成することは容易であるとともに安価である。し
たがって簡単かつ安価な素子で、可変動電源電圧型の電
力増幅器において生じる出力信号の高域成分の歪を改善
することができる。また、遅延補償用の素子（すなわち
オールパスフィルタ）としてアナログ回路を用いること
ができるので、電力増幅器全体をアナログ回路で構成す
ることが可能となり、装置の小型化、低コスト化に役立
つ。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。図１には本発明の一実施例として
の電力増幅器が示される。図１において、入力されたオ
ーディオ信号はバッファアンプ１を介してローパスフィ
ルタ２に入力される。ローパスフィルタ２を通過したオ
ーディオ信号は２分岐され、一方はオールパスフィルタ
３に、他方は整流回路６に入力される。図２には上記の
バッファアンプ１、ローパスフィルタ２、オールパスフ
ィルタ３の具体的な回路例が示される。図示するよう
に、それぞれはアナログ回路で構成されている。ローパ
スフィルタ２は音声信号帯域以外の不要な信号をカット
することによってこの電力増幅器を保護する役割をする
もので、３次元ローパスフィルタで構成され、そのカッ
トオフ周波数は３０ｋHzである。
施の形態を説明する。図１には本発明の一実施例として
の電力増幅器が示される。図１において、入力されたオ
ーディオ信号はバッファアンプ１を介してローパスフィ
ルタ２に入力される。ローパスフィルタ２を通過したオ
ーディオ信号は２分岐され、一方はオールパスフィルタ
３に、他方は整流回路６に入力される。図２には上記の
バッファアンプ１、ローパスフィルタ２、オールパスフ
ィルタ３の具体的な回路例が示される。図示するよう
に、それぞれはアナログ回路で構成されている。ローパ
スフィルタ２は音声信号帯域以外の不要な信号をカット
することによってこの電力増幅器を保護する役割をする
もので、３次元ローパスフィルタで構成され、そのカッ
トオフ周波数は３０ｋHzである。
【００１３】オールパスフィルタ３は１次オールパスフ
ィルタであって、演算増幅器、抵抗器、キャパシタから
なるアナログ回路構成である。図５にはこのオールパス
フィルタ３の周波数特性および位相特性が示される。図
５に示すとおり、周波数特性はオーディオ信号の全帯域
にわたり平坦であるが、位相特性はオーディオ信号の高
域側が５ｋHz付近から漸次遅れるものとなっている。こ
の高域の位相特性は、オーディオ信号の高域成分につい
て、後述の整流回路６とスイッチング電源７での信号処
理により生じる遅延時間（主にスイッチング電源７で生
じる遅延時間）を相殺できるようなものとなっている。
ィルタであって、演算増幅器、抵抗器、キャパシタから
なるアナログ回路構成である。図５にはこのオールパス
フィルタ３の周波数特性および位相特性が示される。図
５に示すとおり、周波数特性はオーディオ信号の全帯域
にわたり平坦であるが、位相特性はオーディオ信号の高
域側が５ｋHz付近から漸次遅れるものとなっている。こ
の高域の位相特性は、オーディオ信号の高域成分につい
て、後述の整流回路６とスイッチング電源７での信号処
理により生じる遅延時間（主にスイッチング電源７で生
じる遅延時間）を相殺できるようなものとなっている。
【００１４】オールパスフィルタ３を通過したオーディ
オ信号は次にパワーアンプ４に入力され、ここで電力増
幅された後にスピーカ５に出力されて放音される。この
パワーアンプ４は後述のスイッチング電源７から可変動
の電源電圧＋ＶPP、−ＶPPが供給される。図４にはこの
パワーアンプ４の具体的な回路例が示されており、図示
するように、最終段の２つのトランジスタはプッシュプ
ル構成となっていて、それらのエミッタ側に上記の可変
動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPがそれぞれ供給される。
オ信号は次にパワーアンプ４に入力され、ここで電力増
幅された後にスピーカ５に出力されて放音される。この
パワーアンプ４は後述のスイッチング電源７から可変動
の電源電圧＋ＶPP、−ＶPPが供給される。図４にはこの
パワーアンプ４の具体的な回路例が示されており、図示
するように、最終段の２つのトランジスタはプッシュプ
ル構成となっていて、それらのエミッタ側に上記の可変
動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPがそれぞれ供給される。
【００１５】整流回路６は入力されたオーディオ信号に
ついてその正側波形の瞬時振幅値と負側波形の瞬時振幅
値を検出してそれぞれ出力する。図３にはその具体的な
回路例が示される。図示するように、出力端子６ａから
は正側波形の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端子６ｂ
からは負側波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれぞれ検
出信号として出力される。
ついてその正側波形の瞬時振幅値と負側波形の瞬時振幅
値を検出してそれぞれ出力する。図３にはその具体的な
回路例が示される。図示するように、出力端子６ａから
は正側波形の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端子６ｂ
からは負側波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれぞれ検
出信号として出力される。
【００１６】整流回路６から出力される２つの検出信号
はスイッチング電源７の基準入力端子、にそれぞれ
入力される。スイッチング電源７はＰＷＭ（パルス幅変
調）方式などにより、入力信号の大きさに応じた可変動
電源電圧を発生して出力する回路である。基準入力端子
には整流回路６からのオーディオ信号正側波形の瞬時
振幅値が入力され、それに応じて０〜＋ＶPPの範囲で変
動する可変動電源電圧が発生され、基準入力端子には
整流回路６からのオーディオ信号負側波形の瞬時振幅値
が入力され、それに応じて０〜−ＶPPの範囲で変動する
可変動電源電圧が発生される。これらの可変動電源電圧
＋ＶPP、−ＶPPはパワーアンプ４にその電源電圧として
供給される。
はスイッチング電源７の基準入力端子、にそれぞれ
入力される。スイッチング電源７はＰＷＭ（パルス幅変
調）方式などにより、入力信号の大きさに応じた可変動
電源電圧を発生して出力する回路である。基準入力端子
には整流回路６からのオーディオ信号正側波形の瞬時
振幅値が入力され、それに応じて０〜＋ＶPPの範囲で変
動する可変動電源電圧が発生され、基準入力端子には
整流回路６からのオーディオ信号負側波形の瞬時振幅値
が入力され、それに応じて０〜−ＶPPの範囲で変動する
可変動電源電圧が発生される。これらの可変動電源電圧
＋ＶPP、−ＶPPはパワーアンプ４にその電源電圧として
供給される。
【００１７】図６にはパワーアンプ４の出力信号ＯＵＴ
と可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPとの関係が示される。
図６に示すように、出力信号ＯＵＴの波形が正側にある
場合にはその振幅値よりも少し大きい値となるように可
変動電源電圧＋ＶPPが制御され、一方、可変動電源電圧
−ＶPPはその間はほぼゼロとなる。また出力信号ＯＵＴ
の波形が負側にある場合にはその振幅値よりも負側に少
し大きい値となるように可変動電源電圧−ＶPPが制御さ
れ、一方、可変動電源電圧＋ＶPPはその間はほぼゼロと
なる。
と可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPとの関係が示される。
図６に示すように、出力信号ＯＵＴの波形が正側にある
場合にはその振幅値よりも少し大きい値となるように可
変動電源電圧＋ＶPPが制御され、一方、可変動電源電圧
−ＶPPはその間はほぼゼロとなる。また出力信号ＯＵＴ
の波形が負側にある場合にはその振幅値よりも負側に少
し大きい値となるように可変動電源電圧−ＶPPが制御さ
れ、一方、可変動電源電圧＋ＶPPはその間はほぼゼロと
なる。
【００１８】従来回路であればスイッチング電源７側の
信号処理で生じる遅延により、パワーアンプ４に入力さ
れるオーディオ信号と供給される可変動電源電圧＋
ＶPP、−ＶPPとのタイミングにズレが生じてパワーアン
プ４から出力される出力信号が歪み、特に高域成分の歪
が目立つものであるが、この実施例の電力増幅器によれ
ば、オールパスフィルタ３においてオーディオ信号の高
域成分の位相を遅らすことで、スイッチング電源７側で
生じる遅延時間分だけ高域成分を遅延させ、それにより
両者のタイミングを一致させているので、高域成分に関
してはパワーアンプ４での増幅にあたり出力信号に歪が
生じなくなる。また高域以外の成分に関しては、スイッ
チング電源７の追従性が十分にあり、たとえ歪が生じた
としてもほとんど気にかからない程度のものである。な
お、従来の遅延回路を使用する方法と比較して出力され
るオーディオ信号の位相特性が多少変化することになる
が、実用上は聴感上ほとんど問題にならないものであ
る。
信号処理で生じる遅延により、パワーアンプ４に入力さ
れるオーディオ信号と供給される可変動電源電圧＋
ＶPP、−ＶPPとのタイミングにズレが生じてパワーアン
プ４から出力される出力信号が歪み、特に高域成分の歪
が目立つものであるが、この実施例の電力増幅器によれ
ば、オールパスフィルタ３においてオーディオ信号の高
域成分の位相を遅らすことで、スイッチング電源７側で
生じる遅延時間分だけ高域成分を遅延させ、それにより
両者のタイミングを一致させているので、高域成分に関
してはパワーアンプ４での増幅にあたり出力信号に歪が
生じなくなる。また高域以外の成分に関しては、スイッ
チング電源７の追従性が十分にあり、たとえ歪が生じた
としてもほとんど気にかからない程度のものである。な
お、従来の遅延回路を使用する方法と比較して出力され
るオーディオ信号の位相特性が多少変化することになる
が、実用上は聴感上ほとんど問題にならないものであ
る。
【００１９】図７には本発明の他の実施例が示される。
この実施例は、左右２チャンネルのステレオシステムの
電力増幅器に本発明を適用したものであり、コスト節減
のためにスイッチング電源７を左右のパワーアンプ４
Ｌ、４Ｒに対して共通に使用している。図示するよう
に、左右チャンネルのローパスフィルタ２Ｌ、２Ｒから
出力されたオーディオ信号はそれぞれ分岐されて整流回
路６’に入力される。図８にはこの整流回路６’の具体
的な回路例が示される。この整流回路６’は、左チャン
ネルの入力波形と右チャンネルの入力波形との２つの波
形を比較し、振幅の大きい側の瞬時振幅値を検出するも
ので、前述の実施例同様、出力端子６ａからは正側波形
の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端子６ｂからは負側
波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれぞれ出力される。
この実施例は、左右２チャンネルのステレオシステムの
電力増幅器に本発明を適用したものであり、コスト節減
のためにスイッチング電源７を左右のパワーアンプ４
Ｌ、４Ｒに対して共通に使用している。図示するよう
に、左右チャンネルのローパスフィルタ２Ｌ、２Ｒから
出力されたオーディオ信号はそれぞれ分岐されて整流回
路６’に入力される。図８にはこの整流回路６’の具体
的な回路例が示される。この整流回路６’は、左チャン
ネルの入力波形と右チャンネルの入力波形との２つの波
形を比較し、振幅の大きい側の瞬時振幅値を検出するも
ので、前述の実施例同様、出力端子６ａからは正側波形
の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端子６ｂからは負側
波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれぞれ出力される。
【００２０】整流回路６’からの検出信号はスイッチン
グ電源７に入力される。スイッチング電源７の構成・動
作は上述の実施例と同じである。スイッチング電源７か
らの可変動電源電圧＋ＶPPはパワーアンプ４Ｌ、４Ｒの
正側電源回路に共通に供給され、可変動電源電圧−ＶPP
はパワーアンプ４Ｌ、４Ｒの負側電源回路に共通に供給
される。
グ電源７に入力される。スイッチング電源７の構成・動
作は上述の実施例と同じである。スイッチング電源７か
らの可変動電源電圧＋ＶPPはパワーアンプ４Ｌ、４Ｒの
正側電源回路に共通に供給され、可変動電源電圧−ＶPP
はパワーアンプ４Ｌ、４Ｒの負側電源回路に共通に供給
される。
【００２１】この実施例のように構成すると、左右チャ
ンネルのオーディオ信号が波形が異なっている場合に
も、その左右チャンネルの信号波形に応じた可変動電源
電圧＋ＶPP、−ＶPPが発生されてパワーアンプ４Ｌ、４
Ｒに供給される。図９にはこの様子が示される。図示の
ように、左チャンネルの出力信号ＯＵＴ１と右チャンネ
ルの出力信号ＯＵＴ２の波形が異なっている場合にも、
整流回路６’ではそれらの出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２
に相当するオーディオ入力信号波形のうちの大きい方の
振幅値を検出してスイッチング電源７に供給するから、
可変動電源電圧＋ＶPPは常に出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ
２よりもやや大きい値となり、可変動電源電圧−ＶPPは
常に出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２よりも負側にやや大き
い値となる。
ンネルのオーディオ信号が波形が異なっている場合に
も、その左右チャンネルの信号波形に応じた可変動電源
電圧＋ＶPP、−ＶPPが発生されてパワーアンプ４Ｌ、４
Ｒに供給される。図９にはこの様子が示される。図示の
ように、左チャンネルの出力信号ＯＵＴ１と右チャンネ
ルの出力信号ＯＵＴ２の波形が異なっている場合にも、
整流回路６’ではそれらの出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２
に相当するオーディオ入力信号波形のうちの大きい方の
振幅値を検出してスイッチング電源７に供給するから、
可変動電源電圧＋ＶPPは常に出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ
２よりもやや大きい値となり、可変動電源電圧−ＶPPは
常に出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２よりも負側にやや大き
い値となる。
【００２２】図１０には本発明のまた他の実施例が示さ
れる。前述の図１の実施例の場合、パワーアンプ４への
入力信号波形と可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPとの差が
小さいと、図１１（イ）に示すように、オールパスフィ
ルタ３の出力信号を実線で表すと、パワーアンプ４に入
力される波形信号（オールパスフィルタ３の出力信号）
の下降部分で、破線で示すように可変動電源電圧が入力
信号波形よりも先に下降して入力信号波形により小さく
なり、十分に入力信号波形に追従しない状態が生じるこ
とがある。図１０の実施例はこれを解決するためのもの
である。
れる。前述の図１の実施例の場合、パワーアンプ４への
入力信号波形と可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPとの差が
小さいと、図１１（イ）に示すように、オールパスフィ
ルタ３の出力信号を実線で表すと、パワーアンプ４に入
力される波形信号（オールパスフィルタ３の出力信号）
の下降部分で、破線で示すように可変動電源電圧が入力
信号波形よりも先に下降して入力信号波形により小さく
なり、十分に入力信号波形に追従しない状態が生じるこ
とがある。図１０の実施例はこれを解決するためのもの
である。
【００２３】図１０において、オールパスフィルタ３の
入力側の信号と出力側の信号とを整流回路６’に導く。
この整流回路６’は前述の図８に示す構成のものと同じ
であり、オールパスフィルタ３への入力信号を入力端子
Ａ（＝Ｒチャンネル入力端子）に、オールパスフィルタ
３からの出力信号を入力端子Ｂ（＝Ｌチャンネル入力端
子）にそれぞれ導く。このように構成すると、オールパ
スフィルタ３の入力信号と出力信号とのうちの大きい方
の振幅を制御回路６’で検出し、その検出信号でスイッ
チング電源７を制御するようになり、よって、図１１
（ロ）に示すように、実線で示されるパワーアンプ４の
入力波形信号（オールパスフィルタ３の出力信号）の下
降部分でも、これを上回る大きさの可変動電源電圧＋Ｖ
PP、−ＶPPをパワーアンプ４に供給することができ、上
述の問題点を解決することができる。
入力側の信号と出力側の信号とを整流回路６’に導く。
この整流回路６’は前述の図８に示す構成のものと同じ
であり、オールパスフィルタ３への入力信号を入力端子
Ａ（＝Ｒチャンネル入力端子）に、オールパスフィルタ
３からの出力信号を入力端子Ｂ（＝Ｌチャンネル入力端
子）にそれぞれ導く。このように構成すると、オールパ
スフィルタ３の入力信号と出力信号とのうちの大きい方
の振幅を制御回路６’で検出し、その検出信号でスイッ
チング電源７を制御するようになり、よって、図１１
（ロ）に示すように、実線で示されるパワーアンプ４の
入力波形信号（オールパスフィルタ３の出力信号）の下
降部分でも、これを上回る大きさの可変動電源電圧＋Ｖ
PP、−ＶPPをパワーアンプ４に供給することができ、上
述の問題点を解決することができる。
【００２４】図１２は本発明のまた他の実施例を示すも
ので、この実施例は図７と同様に本発明の電力増幅器を
ステレオシステムに適用する場合に、図１０の実施例の
場合と同様の問題点を解決するものである。この実施例
では、Ｌチャンネル側のオールパスフィルタ３Ｌの入力
信号と出力信号をそれぞれ整流回路６”の入力端子ＡＬ
と入力端子ＢＬとに導き、Ｒチャンネル側のオールパス
フィルタ３Ｒの入力信号と出力信号とをそれぞれ整流回
路６”の入力端子ＡＲと入力端子ＢＲとに導く。
ので、この実施例は図７と同様に本発明の電力増幅器を
ステレオシステムに適用する場合に、図１０の実施例の
場合と同様の問題点を解決するものである。この実施例
では、Ｌチャンネル側のオールパスフィルタ３Ｌの入力
信号と出力信号をそれぞれ整流回路６”の入力端子ＡＬ
と入力端子ＢＬとに導き、Ｒチャンネル側のオールパス
フィルタ３Ｒの入力信号と出力信号とをそれぞれ整流回
路６”の入力端子ＡＲと入力端子ＢＲとに導く。
【００２５】図１３には整流回路６”の構成が示され
る。この整流回路６”は、入力された４つの波形を比較
し、それらのうちの最も振幅の大きいものを瞬時振幅値
として検出するもので、前述の実施例同様、出力端子６
ａからは正側波形の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端
子６ｂからは負側波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれ
ぞれ出力される。
る。この整流回路６”は、入力された４つの波形を比較
し、それらのうちの最も振幅の大きいものを瞬時振幅値
として検出するもので、前述の実施例同様、出力端子６
ａからは正側波形の瞬時振幅値（０〜＋Ｖ）が、出力端
子６ｂからは負側波形の瞬時振幅値（０〜−Ｖ）がそれ
ぞれ出力される。
【００２６】本発明の実施にあたっては上述のものの他
にも種々の変形形態が可能である。例えば、上述の実施
例では整流回路では実質的には入力信号波形の瞬時振幅
値を検出し、スイッチング電源７ではこの入力信号波形
の瞬時振幅値に応答して可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPP
を発生するようにしている。つまり入力信号の波形単位
での可変動電源電圧制御を行っている。しかし、本発明
はこれに限られるものではなく、この整流回路を減衰の
時定数が長いものにすれば、入力信号のピークの包絡線
を検出することができ、これにより入力信号のエンベロ
ープに応答して可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPを発生す
るようにもでき、入力信号のエンベロープに応じた可変
動電源電圧制御を行える。
にも種々の変形形態が可能である。例えば、上述の実施
例では整流回路では実質的には入力信号波形の瞬時振幅
値を検出し、スイッチング電源７ではこの入力信号波形
の瞬時振幅値に応答して可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPP
を発生するようにしている。つまり入力信号の波形単位
での可変動電源電圧制御を行っている。しかし、本発明
はこれに限られるものではなく、この整流回路を減衰の
時定数が長いものにすれば、入力信号のピークの包絡線
を検出することができ、これにより入力信号のエンベロ
ープに応答して可変動電源電圧＋ＶPP、−ＶPPを発生す
るようにもでき、入力信号のエンベロープに応じた可変
動電源電圧制御を行える。
【００２７】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、電源経路側での信号遅延に基づき生じるオーディオ
出力信号の歪、特に高域周波数成分の歪を、簡単かつ安
価に低減できる。
ば、電源経路側での信号遅延に基づき生じるオーディオ
出力信号の歪、特に高域周波数成分の歪を、簡単かつ安
価に低減できる。
【図１】本発明の一実施例としての電力増幅器を示す図
である。
である。
【図２】実施例装置におけるバッファアンプ、ローパス
フィルタ、オールパスフィルタの具体的な回路例を示す
図である。
フィルタ、オールパスフィルタの具体的な回路例を示す
図である。
【図３】実施例装置における整流回路の具体的な回路例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】実施例装置におけるパワーアンプの具体的な回
路例を示す図である。
路例を示す図である。
【図５】実施例装置におけるオールパスフィルタの周波
数および位相特性を示す図である。
数および位相特性を示す図である。
【図６】実施例装置におけるパワーアンプの電源電圧と
出力信号との関係を示す図である。
出力信号との関係を示す図である。
【図７】本発明の他の実施例としての電力増幅器を示す
図である。
図である。
【図８】他の実施例装置における整流回路の具体的な回
路例を示す図である。
路例を示す図である。
【図９】他の実施例装置におけるパワーアンプの電源電
圧と出力信号との関係を示す図である。
圧と出力信号との関係を示す図である。
【図１０】本発明のまた他の実施例としての電力増幅器
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】図１の実施例装置の問題点を説明する図であ
る。
る。
【図１２】本発明のまた他の実施例としての電力増幅器
を示す図である。
を示す図である。
【図１３】図１２の実施例における整流回路の構成例を
示す図である。
示す図である。
１、１Ｌ、１Ｒ バッファアンプ ２、２Ｌ、２Ｒ ローパスフィルタ ３、３Ｌ、３Ｒ オールパスフィルタ ４、４Ｌ、４Ｒ パワーアンプ ５、５Ｌ、５Ｒ スピーカ ６、６’、６” 整流回路 ７ スイッチング電源
Claims (4)
- 【請求項１】入力されたオーディオ信号のうちの高域成
分の位相を遅らせる位相シフト手段と、 該位相シフト手段を通過したオーディオ信号を電力増幅
する増幅回路と、 該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
が導かれて該オーディオ信号の大きさに対応した大きさ
の可変動電源電圧を発生して該増幅回路に供給する電源
手段とを備え、 該位相シフト手段で遅らせる高域成分の位相特性は、該
オーディオ信号の分岐点から該オーディオ信号に応答し
て該電源手段が可変動電源電圧を発生して該増幅回路に
供給するまでの経路で生じる信号の遅延を、該オーディ
オ信号の分岐点から該増幅回路に入力するまでの経路で
調整するものであるように構成した電力増幅器。 - 【請求項２】入力されたオーディオ信号のうちの高域成
分の位相を遅らせる位相シフト手段と、 該位相シフト手段を通過したオーディオ信号を電力増幅
する増幅回路と、 該位相シフト手段の入力側で分岐されたオーディオ信号
と出力側で分岐されたオーディオ信号とが導かれて、該
入力側で分岐されたオーディオ信号の振幅と出力側で分
岐されたオーディオ信号の振幅とのうちの大きい方に対
応した大きさの可変動電源電圧を発生して該増幅回路に
供給する電源手段とを備え、 該位相シフト手段で遅らせる高域成分の位相特性は、該
オーディオ信号の分岐点から該オーディオ信号に応答し
て該電源手段が可変動電源電圧を発生して該増幅回路に
供給するまでの経路で生じる信号の遅延を、該オーディ
オ信号の分岐点から該増幅回路に入力するまでの経路で
調整するものであるように構成した電力増幅器。 - 【請求項３】上記位相シフト手段は、入力されたオーデ
ィオ信号の高域成分の位相を遅らせ、かつ通過するオー
ディオ信号の周波数特性がオーディオ帯域の全域にわた
り平坦なオールパスフィルタである請求項１または２記
載の電力増幅器。 - 【請求項４】該オールパスフィルタに入力されるオーデ
ィオ信号はアナログ信号であり、該オールパスフィルタ
はアナログ回路で構成されている請求項３記載の電力増
幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9212141A JPH1155041A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9212141A JPH1155041A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1155041A true JPH1155041A (ja) | 1999-02-26 |
Family
ID=16617576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9212141A Pending JPH1155041A (ja) | 1997-08-06 | 1997-08-06 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1155041A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288677A (ja) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Sony Corp | 音声信号処理装置、音声信号処理方法及び音声信号処理プログラム |
| JP2009505459A (ja) * | 2006-06-14 | 2009-02-05 | リサーチ イン モーション リミテッド | スイッチャ調整パワーアンプモジュールの改良された制御 |
| US20210201879A1 (en) * | 2019-12-27 | 2021-07-01 | Roland Corporation | Amplifier for music signal and method of outputting waveform of music signal |
| CN114615595A (zh) * | 2022-03-09 | 2022-06-10 | 深圳市火火兔智慧科技有限公司 | 解决音频放大器自激振荡的电路 |
-
1997
- 1997-08-06 JP JP9212141A patent/JPH1155041A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288677A (ja) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | Sony Corp | 音声信号処理装置、音声信号処理方法及び音声信号処理プログラム |
| US8311240B2 (en) | 2006-04-19 | 2012-11-13 | Sony Corporation | Audio signal processing apparatus and audio signal processing method |
| JP2009505459A (ja) * | 2006-06-14 | 2009-02-05 | リサーチ イン モーション リミテッド | スイッチャ調整パワーアンプモジュールの改良された制御 |
| US20210201879A1 (en) * | 2019-12-27 | 2021-07-01 | Roland Corporation | Amplifier for music signal and method of outputting waveform of music signal |
| US11670272B2 (en) * | 2019-12-27 | 2023-06-06 | Roland Corporation | Amplifier for music signal and method of outputting waveform of music signal |
| CN114615595A (zh) * | 2022-03-09 | 2022-06-10 | 深圳市火火兔智慧科技有限公司 | 解决音频放大器自激振荡的电路 |
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