JPS60500555A - 復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 復調器 本発明は復調器に関するものであり、より詳細には、ディジタルデータを搬送す る周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号および位相偏移変調（ＰＳＫ）信号を復調する 復調器に関するものである。

ＦＳＫ信号方式の１つの形式は、最小偏移変調（ＭＳＫ）すなわち高速周波数偏 移変調（ＦＦＳＫ）信号方式として周知である。上側周波数と下側周波数の間の 周波数差が実質的にデータ速度の半分に等しくなっているＭＳＫ信号方式によっ て、周波数帯の経済的な利用へと導かれるが、該信号は高品質復調器が受信デー タの正確な判定を保証することを必要とする。

２相偏移変調（ＢＰＳＫ）および直角位相偏移変調（ＱＰＳＫ）として周知の２ つの主要なＰＳＫ信号方式は通常、無線通信において利用され、かつ、これらの 信号の復調もまた本明細書において説明される。

ＭＳＫ信号方式に関して本発明を実現する場合に、コスタスループとして周知の 搬送波阻止同期ループが利用される。そのようなループについての十分な説明は 、Ｉ−ＩＲ，Ｅ議事録（プロシーディング）」の４４巻、１９５６年１ｏ月号の １７１３ページから１７１８ページに記載されている。

ＰＳＫ復調において利用されている周知の搬送波連凧ループは、ニュージャーシ イ州、プレンティスホール社出版の［衛星によるディジタル通信」の６０８ペー ジから６１０ページにスピル力（５ｐｉｌｋｅｒ　）　Ｊ、　、Ｌが論じている 。ディジタル遷移追尾ループ（ＤＴＴＬ）についても言及しているが、それにつ いての説明は上述の書の４６７ページから４４３ページに記載されている。

以上で述べる該装置の変更例において「長ループ構成」についてもまた言及して いるが、該構成は「通信におけるＩＢＥＥ処理（トランザクション）」の１９７ ７年１０月、Ａ　１０、Ｃｏｍ−２５巻、１１６４ページから１１７０ページに わたって「ヘテロダイン位相ロックループ−改訂版」と称する記事において、ビ スワス（Ｂｉ　ｓｗａｓ　）他によっテ記述されている。

例えば、ＭＳＫ信号をデコードするための従来の高品質無線通信受信機を、該機 器を設置することのできる空間が無いために、設けることができないことがよく ある。

該受信機が、例えば、車輌、船舶あるいは航空機等で利用される場合に特にこの ような事が見られる。

ディジタル復調技術を利用して、従来の同品質の復調器よシ少ないスペースしか 必要としない高品質復調器を提供することが本発明の目的である。

本発明によれば、周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号または位相偏移変調（ＰＳＫ） 信号からディジタルデータを回復する復調器において、大信号はマイクロプロセ ッサの入力に与えられるが、該マイクロプロセッサは該大信号から搬送波信号を 表わす数学的関数（理論値）を減算するようプロ客ラムされて、回復されようと するデータを含むベースバンド信号を発生するので１、前記マイクロプロセッサ はまた、前記ベースバンド信号から、実際の搬送波と前記数学的関数の間の明白 な位相差を表わす値を導出し、さらに該導出された値と独立に前記数学的関数を 変化させるよう構成されており、その上さらに、前記マイクロプロセッサは、前 記ベースバンド信号からディジタルデータを回復し、該回復されたデータに関す る前記ベースバンド信号からタイミング信号を導出し、かつ、出力において前記 回復データとそれに関連するタイミングを表わす信号を発生するよう構成されて いる。

前記マイクロプロセッサは２つの別々の出力で信号を発生するよう構成さ托てい るのが好ましいが、前記信号は、それぞれ、搬送波信号と同相になっているデー タ（もしあれば）に対するデータとタイミング、および搬送波信号と直角位相に なっているデータ（もしあれば）に対するデータとタイミングを表わす。

該同相ならびに直角位相のデータおよびタイミングは、それぞれ複数の独立デー タチャンネルに関するものであってよい。

該復調器は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号、よシ特定すればＭＳＫ信号、ある いは位相偏移変調（ＰＳＫ）信号、より特定すれば２相偏移変調（ＢＰＳＫ）あ るいは直角位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号を復調するよう構成することができる 。

本発明による復調器について、添付の図面を参照しながら実施例を挙げて説明す る。

第１図は該復調器のブロック図、第２図はＦＳＫ信号からデータおよびタイミン グを回復するために第１図のマイクロプロセッサによって利用されるアルゴリズ ムの一部についての構成図、第５図はＦＳＫ信号から搬送波情報を回復するため に第１図のマイクロプロセッサによって利用されるアルゴリズムの一部について の構成図、第４図はザブナイキストサンプリングを利用して搬送波情報を回復す るために第３図に示されたものの代替として第１図のマイクロプロセッサによっ て利用されるアルゴリズムの一部についての構成図、第５Ａ図および第５Ｂ図は 第１図のマイクロプロセッサで利用される完全なアルゴリズムを示すための第６ 図と第２図および第４図と第２図の合わせ図、第６図は復調器位相ロックループ のブロック図、第７図は第８図と第９図の合わせ図、第８図と第９図はマイクロ プロセッサのプログラム用フローチャート、第１０図はＰＳＫ信号からデー−ｐ を回復するために第１図のマイクロプロセッサで利用されるアルゴリズムの構成 図、第１１図は第１２図から第１４図までの合わせ図、第１２図から第１４図ま では第１１図で示されるように組合わされた第１０図のアルゴリズムを利用する 場合の第１図のマイクロプロセッサ用のフローチャート、第１５図および第１６ 図は第１０図のアルゴリズムに関して説明するタイミング線図、第１７図は衛星 通信システムで発生する周波数スキューを消すよう変更された復調器のブロック 図、さらに第１８図は第１図の復調器のためのディジタル制御発振器ハードウェ アの実施例についてのブロック図である。

コスタスループとして周知のアナログ搬送波阻止同期ループについての周知の変 更例が、ＭＳＫ用として第６図の左側に図示されているが、それについて説明す る。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）１は、入力２で受信した変調信号の搬送波と同じ周波 数で発振するよう制御されている。フィルタ１′でフィルタした後、該変調信号 は、発振器１の出力信号を介してミクサ６によってベースバンド信号に変換され 、さらに移相回路５によって９０°だけ移相された出力信号を介してミクサ４に よって、同じようにベースバンド信号に変換される。２つのベースバンド信号は 、それぞれ工（同位相）信号お上びｑ（直角位相）信号として引用されるが、こ れらはそれぞれの出力６と７に現われる。該出力６と７における信号は、「集積 ダンプ」回路（図示せず）に与えられることができて、ディジタル情報を回復す る。もう１つのループ（第６図の右側に図示）によって回復されるダンプタイミ ングは出力８と９に現われるが、Ｑ信号の場合には、該タイミング信号はそれぞ れの移相回路１０によって９０°だ轢移相される。

搬送波発振器制御電圧は、それぞれのアームフィルタ１１と、１２によるフィル タ後、■信号とＱ信号全結合することによって発生される。フィルタ後に生ずる ■信号とＱ信号は、ミクサ１４によって混合され、がっ、ミクサ１５においてク ロック電圧制御発振器１６からのクロック信号と結合される。ミクサ１５がらの 該信号はループフィルタ１′、次いでＶＣｏｌに与えられる。

出力８ならびに９におけるタイミング信号は、第２の位相ロックルーズにおいて 大信号にロックされ、該ループにおいて■信号とＱ信号は２乗され、（１７およ び１８）、さらに直角位相チャンネルクロック２ｏがら与えられた制御信号と混 合される（１９）。該チャンネルデータを２乗することによってタイミング信号 は２倍のデータ速度に置かれる。従って出方される前に、クロック信号の周波数 は各自の分割器２１と２２で２分される。

第５Ａ図に示されるように合わされた第２図と第６図においても、第６図のコス タスループは図示のようにディジタル化することもできる。アナログコスタスル ープの整数に対応するこれらのアルゴリズムの部分を理解しやすいように、ダッ シュ（つを付加して示しである。

入力２′における受信信号は下記のように表わすことができる。

乗算器（ｓ／、　４／）において、制御発振器機能１′からの再生搬送波基準の それぞれの余弦と正弦［Ｉチャンネルでは下記のようになる。

そしてＱチャンネルでは １１′および１２′でのフィルタ後、これらはそれぞれ下記の通りとなる。

ここで、変調データは、下記の式に従ってそれぞれの集積ダンプ機能２’０．２ １によって回復され得るのである。

１チヤンネルに対しては、 そしてＱチャンネルに対しては、 この場合、房πｔ／２Ｔならびに苅πｔ／２Ｔは回復クロック基準となっている ことに意された（ハ）。

上述の式はもちろん該回復搬送波基準が正確になっている最適復調に関連する。

搬送波基準には位相エラー（φＣ）もあう得るので、再生搬送波基準は２つのチ ャンネルに対して、より正確に次のように示される。

ｒ　ｊ　（ｔ）　＝　ｃｏｓ　（ωＣｔ＋φＣ）およびｒｑ（ｔ）二苅（ωｃｔ ＋φＣ）乗算（３つおよびフィルタ（１１勺後の■チャンネルだけを考えて見る と、 同様にＱチャンネルでは、 これらを共に乗算することによって（１４’）次のようになる これは不完全タイミング基準箕（〒＋φＳ）で乗算したのであって（１５つ、そ の導出は後に説明するが、次のような結果になる。

これは、ｙｉ■Ｙｑ＝１の場合には下記の低域通過成分さらに、ｙ！■３’ｑ＝ −１の場合には下記の低域通過成分って、複合低域通過成分は以下の通りである 。

ループフィルタ２２は、下記のエラー環を残してデータ従属項を除去する。

前記タイミング基準ａ）Ｓ（〒＋φＳ）はＩｆ２（１８つ−Ｑｆ２（１７つから 導出され、それは下記のようになる。

１　πｔ −（ｃｏｓ２（φＣ−ｙｊ■ｙｑ−）−ｓｉｎ２（φｃ−ｙｉ■ｙｑ２Ｔ））４ 　２Ｔ さらに次のように簡素化される。

πｔ これは、タイミング発振器１６′出力正弦（５ｔｎｆ＋φＳ）で乗算される場合 （２３）、下記の通９となる。

記号（シンボル）ループフィルタ表示２４はこの項を、エラー値（Ｓ）＝τ副φ ５Ｃｏｓ２φＣに変える。

従って、このエラー値（Ｓ）は＝　ｓＩｎ　２φｃｃｏｓφＳの搬送波位相エラ ー値（Ｃ）と相互依存していることが理解される。

小さい位相エラー（φＳとφＣが零に近づく）に対しては およびエラー値（１）Ω−期φＳ 　８ データ信号ｙｉとｙｑニ、下記の式によって、アーム信号ＩｆとＱｆ　（発生さ れた搬送波基準はロック状態にあり、従ってφｃ　＝　０と仮定する）から得る 。

これらは回復タイミング基準信号であらかじめ乗算され、次に集積ダンプ回路２ ０．２１に与えられ、最適手順で回復される。

上述の第２図と第６図のアルゴリズムはマイクロプロセッサで実行され得る。し かし、非常に低い周波数においてさえ、マイクロプロセッサは高速であるようめ られる。１実施例において、１秒につき５，２００サンプルの入力信号をとる場 合、マイクロプロセッサは乗算あたり僅かに２８マイクロ秒で動作するよう要求 されて、大信号の実時間処理を達成するのである。

入力信号のすべてが最適データ認識を達成するようめられているわけではないの で、若干の機能ヲ７・−ドウエア装置に組み入れることができ、その結果該信号 かぁらかしめサンプルされる場合、低速マイクロプロセッサでおれば搬送波、タ イミングおよびデータ回復に関する主要な仕事を処理することができることにな ることがわかった。

従って、本発明者は、サブナイキスト同期サンプリングとして周知の技術を第２ 図と第３図のアルゴリズムに適用して、第５Ｂ図に示されるように組合わされた 場合の第４図と第２図のアルゴリズムを作り出している。従って、第４図と第２ 図に関してのタイミング回復は第２図と第３図のタイミング回復と同一である。

搬送波エラー修正は同様にして達成されるが、較正された制御信号が搬送波回復 機能２２から・・−ドウエアディジタル制御発振器に与えられる場合は別であっ て、以下で説明する。

該アルゴリズムの復調式は下記の通りである。

Σ　Σ φｏｓｋ　＝　２ω５（ｋＴｓａ　＋ｄｔ　）　−１−ＫｖｓＴｓａ　ｋ　ｙ３ ｉ旬ΦＯ３＝　ｃｒｌｓ（Ｊｏｓｋ　） ｓＬｎ、３０３　＝　ｓｉｎ　（Φｏｓｋ）億Φｏ３／２＝ｃｏｓ（Φｏｓｋ、 ／２）ｓｉｎ、りｏ３／２＝ｓｉｎ（のｏｓｋ／２）ｙ３に：ｙ６に一１＋Ａ４ ｙ２に−Ａ５ｙ２に一１ｘ３に−ｘ６に一１＋Ａ。ｘ２に−Ａ１ｘ２１１？１ｔ ｋ−ｙ１ｋＩｌｌｏＳΦＯ５ Ｃｋ−〇に一１十Ａ６（ｔｋ−Ｃｋ−１）但し、Ｋ＝サンプル数 Ｔｓａニサンプル期間 Ｔ＝ビット期間 ｋｖｓ　＝記号（シンボル）ループＶＣＯ利得ωＳ＝記号（シンボル）整形周波 数（π／２Ｔ）ｋｖｃ　＝搬送波ループＤＣＯ利得 Ａｘ−各種のフィルタ係数 これらの式は、マイクロプロセッサで実行するための最適の形式にあるわけでは なく、従って、再構成され若干の変更された変数を有する下記の式が与えられる 。

Ｕ二ψｏｓｋ　、ｙｙａｎｇ　＝　ｋｖｓ　Ｔｓａ　ｙ３に、ｄｔｌ　＝　Ａ７ Ｘ３ｋ。

ｘ−ｘ２ｋｌ　ｙ−ｙ２ｋｌ　（Ｉ）””’／１ｋｌ　６）２”ｘｌにマイクロ プロセッサで実行される式は以下であるＯＴＪ　：＝　Ｕ　−１−２ω５Ｔｓａ 　−１−２ωｓ　ｄｔ　−１−ｙｙａｎｇ苅ＴＪ　：＝　ｓｉ。０ ■Ｕ：＝億■ ｓｉｎ　Ｕ／２　：＝：　ｓｉｎ　（Ｕ／２）低Ｕ／２　ニーひ（Ｕ／２） ｙｙａｎｇ　：＝　ｙｙａｎｇ　−ｋｖｓＴｓａ　Ａ５ｙｙｙａｎｇ　：＝　ｙ ｙａｎｇ　−１−ｋｖｓＴｓａＡ４Ｍｄｔ１　：＝　ｃｉｔｌ　＋Ａ７Ａ１Ｘｄ ｔ　：：最上位８ピントにまるめられたｄｔｔｙｉｏ　：＝　ｙｉｏ　十ｉ　ａ ｙｓ財２ＹｑＯ：＝　）’ｑＯ＋　ｑ　ｓｉｎ　Ｕ／２該結果のｄｔは定数ｆに 加算され、ディジタル制御発振器およびその出力を微調整する。

上記式における定数は下記の通りである。

前式は適切に較正されたマイクロプロセッサにおいて実行される。語の長さおよ び可変範囲ぎめについての広範囲の分析によって、下記の較正が適切なものであ ることが明らかにされている。

５ ＆３　ｘｌｏ　（’［Ｊ〈π　＝〉　３２ピツト＼　＼ ２．５　ｘ　１０　”（ｙｙａｎｇ（ｏ、２５　＝〉３２ヒ７ト１ ｔｌｘｉＯ（旧１ζ５．５　ｘ　１Ｏ−６＝）　３２ビツト＝　［Ｊ　、　ｃｏ ｓＵ　、ｓｉｎ　Ｕ／２　、ｃｏｓＵ／２　８ピント’＋　ｑ　”ビット 上記によって、１ヘルツ（公称）より大きいかそれに等しい搬送波ループ帯域幅 および０１ヘルツより大きいかそれに等しい記号ループ帯域幅に対して好結果の ループ動作が与えられる。

記号ループならびに搬送波ループのループ帯域幅は下記の手順を利用して決定さ れる。

小さい位相エラーに対して、搬送波ループおよび記号ループの減衰率ξおよび固 有周波数はそれぞれ下記のよ両方のループに対して、該ループ構成によって、Ｋ ｄｃ＝Ｋｄｓ二０．１２．５という位相検波利得を生ずる。

Ｋ　ｖ　ｓ／　ｃは１０００ラド／ポルトに設定される。

ループノイズ帯域幅は、 金利用して計算される。

該減衰率は０．７に設定されるが、いずれの所望値にプログラムされることもで きる。

これらの動作をマイクロプロセッサによって実行されるものとして表わすフロー チャー　トが、第７図のように組合わされた第８図と第９図で示される。

ここで意されたいことは、第９図のプログラムからの出口において、マイクロプ ロセッサは第８図のプログラムの開始にループバックして、別の′■′人カを待 つということである。

また第１図を参照して本発明を実現する装置は、第８図と第９図のフローチャー トに従う、ようプログラムされたマイクロプロセッサ１００を備えている。軸止 された搬送波発振制御信号は、サンプルホールド回路１０３を制御するよう構成 されたディジタルクロックハードウェア１０２への出力１０１に戻る。

リード１０４上の大信号はリミタ１０５によって制限され、さらに、サンプルホ ールド回路１０３へ送られる前に、粗フィルタ１０６によってフィルタされる。

従って、周期的な間隔で、該大信号のアナログ値はディジタルクロックハードウ ェア１０２の制御下に保持され、かつ、アナログ／ディジタル変換器１０７は、 処理しようとする信号サンプルのディジタル表示をマイクロプロセッサ１００へ 送ることができるようになっている。

マイクロプロセッサは前述のように該サンプルを復調し、それぞれリード１０８ と１０９上に■チャンネルとＱチャンネルのデータを出力する。

マイクロプロセッサ機能の監視を容易にするために、例えばオシロスコープであ ってもよいのであるが、表示回路１１０に出力が与えられる。

該マイクロプロセッサ１００としての利用に適するマイクロプロセッサは、６Ｍ Ｈｚ　Ｚｉｔｏｇ　ｚｓｏＯｏ、１６　ヒツトマイクロプロセッサであるが、こ れは７キロヘルツ中間周波数、ディジタル制御発振器用の２０メガヘルツデイジ タルクロツク基準および１キロヘルツサンプリング率を利用する動作にとって好 結果をもたらすものとされている。

２０メガヘルツ基準は［１３５ヘルツのディジタル制御発振器において周波数量 子化（ｑｆ）を与え、１ヘルツまで低下した搬送波ループ帯域幅が適応され得る が、一方、該１キロヘルツサンプリング率は２００ボーまでの最小偏移変調デー タ速度にとっては好都合である。これらのデータ速度で、前記６メガヘルツ７、 　ｉ７ｏｇ　Ｚ　８０００　は時間の６０％から７０％の間ロードされる。

１２００ヘルツのサンプリング率は該マイクロプロセッサの性能内でアシ、かつ ３００ボーまでの速度であれば十分少は入れられるのである。

第１図から第１０図までに記載のマイクロプロセッサ１００は、第１０図のアル ゴリズムを利用して、２位相ならびに直角位相偏移変調信号（ＢＰＳＫ／ＱＰＳ Ｋ　）を復調するようにプログラムすることができる。

該アルゴリズムは周知の搬送波追尾ループ、周知のクロック回復ループおよびデ ータ回復作用から成る。第４図ならびに第２図に関してすでに述べたようなサブ ナイキストザンプリング技術は、同位相信号および直角位相（ＱＰＳＫにのみ） 信号サンプルを発生するために利用される。

ＱＰＳＫモードにおいて、該同位相信号および直角位相信号は、２つのミクサ２ ０１と２０２、および加算器２０６を利用して均す合って結合され、信号Ｘ２を 発生し、ループフィルタ２０４によって利用される。該ルーズフィルタ２０４は 前述の第４図のアルゴリズムのループフィルタと同一であり、その出力信号は同 様にしてディジタル制御発振器（ＤＣＯ）ハードウェア１０２に与えられる。

同位相信号サンプルはディジタル遷移追尾ループによって処理されるが、該ルー プはプログラム実行による同位相ならびに中間位相の合計ダンプ素子２０５と２ ０６、同位相データ用の論理素子として動作するリミタ２０７および中間位相遅 延素子２０８から成っている。該同位相と中間位相の値はミクサ２０９で混合さ れ、プログラム実行によるディジタル制御発振器（ＤＣＯ）　２１０を制御する 。該ディジタル制御発振器２１０の出力は、ダンプ表示を加算兼ダンプ素子２０ ５と２０６に発生するのに利用され、さらに（ＱＰＳＫに対しては）対応する加 算兼ダンプ素子２１１にもダンプ表示を発生する。該ＤＣＯ２１０はその上、ス イッチ素子２１５〜２１５によって表示されるように、加算兼ダンプ素子２０５ ，２０６および２１１からの和のタイミング（ダンプの直前の）全も発生する。

乗算器２０９（Ｓと■）によって混合されようとする値は、正確な相対的極性を 有するものでなければならないことが理解される。従って該■ビット極性は、素 子２１６によって修正されるのであシ、該素子２１６にお明らかに、、ＱＰＳＫ （すなわち、スイッチ素子２１７が作動位置にある）に対してループフィルタ２ ０４に与えで表わされるが、一方、ｋが零に効果的に結合されたＢＰＳＫに対し ては、 Ｘ２＝−ｍ　となっている。

ＢＰ　ＳＫに対するアルゴリズムの出力はリミタ２０７から取られ、ＱＰＳＫに 対しては、リミタ２０７からおよび該アルゴリズムの直角位相アームにおける対 応するリミタ／論理素子２１２から取られる。該出力は、入力信号（Ｄ変調ｆ− 夕に対応するＮＲＺ、（ノーンリターンゼロ）パルス列を表わす。

第１０図のアルゴリズムのディジタル化は、第１２図から第１５図までのフロー チャートによって明確に理解することができる。特に、第１２図はＱＰＳＫとＢ ＰＳＫの両信号のための搬送波追尾アルゴリズムを表わしていることに注目され たい。第８図およびＭＳＫに関してずでに述べたように、■とＱのサンプルはア ナログ／ディジタル変換器（第１図の１０７）によって逐次的に読取ることがで きる。しかし、マイクロプロセッサ１００の増加したタイミング効果に対して、 該■とＱのサンプルは２つの８ビツトバイトの１６ビツトワードとして同時に読 取ることができる。該サンプルを同時に読取ることは、第１２図のフローチャー トとして考えられている。

マイクロプロセッサ１００において、搬送波追尾変数は下記のように決定される 。

ｄｔｔ　３２ビツト　および Ａ１．Ａ２．Ａ７とｆ　１６ビツト クロツク追尾ループは第１３図と第１４図に示されるようにディジタル化される 。第１０図のアルゴリズムの説明から理解されるように、クロック追尾ループは 、搬送波追尾ループで利用されるのと同じ同位相サンプル（ｉ）を利用する。該 クロック追尾ループにおける変数の動作は第１５図に図示されているが以下それ について述べる。

第１５図は完全同期の効果を示すものであって、該完全同期においては中間位相 の和が、遷移の各個における同数のサンプルで形成される。従って、完全同期の ためには、ｍカウントが零に増分される場合、ｍ和の値もまた零となシ、該ルー プは零エラーカウントを発生し、それはＤＣＯ（第１０図の２１０）のタイミン グを変えることはない。

しかし、ＤＴＴＬが同期化されない場合、第１６図に関して例示されるように、 ｍカウントが零に増分する場合、ｍ和は正もしくは負の値を有し、それはＩ５１ に対するエラー値を発生する。このエラー値は、■（第１０図の乗算器２０９） で乗算されて正、負あるいは零の遷移を引起す場合に、ＤＣＯ２１０の′ｔ′変 数を調整するために利用され、該１ｔ１変数は時間を次に予定される遷移に特定 する。第１６図からも明らかなように、ｌｔｌに対する顕著な調整は、第二の典 型的データ遷移１ｔ＋が１０サンプルから９サンプルへと低減される場合にだけ 、行ない得るのである。従って、ｉカウントとｍカウントのサンプルは、完全同 期に１サンプル間隔近くなるよう調整される。

修正の速度は、第１４図に示されるように、利得パラメータ′Ｘを利用して制御 することができる。

前記フローチャートは第一次ＤＴＴＬだけを示しているが、ＭＳＫに関してすで に述べたクロックループフィルタ形式を利用して変数・ｙ！が処理される場合、 第二次ループが利用され得ることは明らかである。

第１図のサブナイキストサンプリングＭＳＫ／ＢＰＳＫ／ＱＰ　ＳＫ復調器ハー ドウェアは、例えば、衛星通信方式においての利用に先立って、変調を必要とす る。そのような変調を必要とする理由は、局部発振器、衛星周波数およびドツプ ラ周波数ドリフトが結合して、■Ｆフィルタを介するスキュー信号送信の原因と なるからである。

従って、第１７図では、復調器はそのような諸問題を克服するために、「長ルー プ」に構成変更することができる。この構成において、マイクロプロセッサ１０ ０からの制御出力が発生され、大信号の帯域フィルタに先立って、搬送波周波数 ＶＣＯ３ｏ　ｏ−ｑ制御する。従って、帯域フィルタ３０１を介する該信号はほ ぼ一定かつ周知の周波数を有するものでアシ、一旦捕捉されると対称的にフィル タ６０１と３０５を通過する。

マイクロプロセッサ１００からの該制御出力は、ＤＣＯハードウェア（第１図の １０２）を制御するのにすでに利用されており、該ＤＣＯは中心周波数に固定調 整されている。この構成において、’ｄｔ″は８ビツトにまるめられておらず、 全１２ビツトワードが出力され、ディジタル／アナログ変換器６０２を介してＶ ＣＯ３００に与えられる。

ループ利得は、すでに維持されている流れ図のパラメ゛−タＡ７を変えることに よって調整することができる。

該長ループ構成において、復調器は、ＶＣ０３００においてプラスあるいはマイ ナス２キロヘルツの範囲以上を調整するに足る鮮度を有する。

２４００ビット／秒ＱＰＳＫまたは１２００ビット／秒ＢＰＳＫに対して、フィ ルタ値は次の通シである。フィルタ３０１には１０キロヘルツ、フィルタ３０５ には４キロヘルツ、およびフィルタ３０４には３キロヘルツである０ ここで第１図および第１８図について見ると、ＤＣＯハードウェア１０２用の実 用回路は入力６０７において２０メガヘルツの基準周波数信号（Ｆｒ）を与えら れている。Ｆｒは前置計数回路６０８によって１６で除算され、次いでハードワ イヤ分割器３０９ではＮ′で除算される。

該分割器３０９はソフトウェア制御分割器６１１ｆ：トリガし、該分割器６１１ はマイクロプロセッサ１００から８ビツト制御ワードを受信する。

該分割器６１１はＦｒをｆ−Ｎｅで除算し、′■′サンプル時間を決定するが、 該サンプル時間はサンプルホールド回路１０３に送られる。該■サンプル時間出 力は第３分割器３１０をトリガするが、該分割器３１０は前置計数ｒ 回路６０８からｉを受信し、固定（）・−ドワイヤ）比率で除算して４分の１サ イクル遅延を実行し、′Ｑ′サンプル時間信号を出力する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　周波数個移変Ｍ　（ＦＳＫ）信号あるいは位相偏移変調（ＰＳＫ）信号から ディジタルデータを回復する復調器において、入力信号は、該入力信号から搬送 波信号を表わす数学的関数（１勺を減算するようプログラムされ、回復されよう とするデータを含むベースバンド信号を発生するマイクロプロセッサ（１００） の入力に与えられ、該マイクロプロセッサ（１００）は前記ベースバンド信号か ら実搬送波と前記数学的関数との間の明白な位相差を表わす値を導出し、かつ、 該導出された値と独立に前記数学的関数を変化させるよう構成されており、さら に前記マイクロプロセッサ（１００）は、前記ベースバンド信号からディジタル データを回復し、該回復データに関する前記ベースバンド信号からタイミング信 号を導出し、かつ、出力（１０８，１０９）において該回復データおよびそれに 関するタイミングを表わす信号を発生するよう構成されていることを特徴とする 前記復調器。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の復調器において、さらに前記マイクロプロセ ッサ（ｉｏｏ）は、第一出力（１０８）において搬送波信号と同相になっている データ（もしあれば）に対するデータとタイミングを表わす信号を発生し、かつ 、第二出力（１０９）において搬送波信号と直角位相になっているデータ（もし あれば）に対するデータとタイミングを表わす信号を発生するよう構成されてい ることを特徴とする前記復調器。 ５　特許請求の範囲第２項に記載の復調器において、さらに各出力（１０８，１ ０９）におけるデータは複数の独立したデータチャンネルに関するものであるこ とを特徴とする前記復調器。 ４、　特許請求の範囲第１項、第２項あるいは第６項に記載の復調器において、 さらに、サンプリング回路（１０３）はマイクロプロセッサ（１００）により導 出された可変関数によって制御されて大信号を周期的間隔でサンプルし、前記回 路はサンプリングの瞬間に入信号金表わす値を保持し、かつ該保持値を表わす信 号をマイクロプロセッサ（１０［１）に与えるよう構成されていることを特徴と する前記復調器。 ５、　特許請求の範囲第４項に記載の復調器において、さらに、サンプリング回 路（１０３）はサブナイキストサンプリングとして周知の態様でサンプルするこ とを特徴とする前記復調器。 ＆　特許請求の範囲第４項あるいは第５項に記載の復調器においてさらにマイク ロプロセッサ（１００）からの制御信号は、炊云ばサンプリング回路を制御する 発振器（１０２）の周波数を制御することを特徴とする前記復調器。 ２、特許請求の範囲第６項に記載の復調器において、さらに、発振器（１０２） はディジタル制御発振器であることを特徴とする前記復調器。 ａ　特許請求の範囲第６項あるいは第７項に記載の復調器において、さらに、サ ンプリング回路（１０３）はアナログサンプルホールド回路となっていることを 特徴とする前記復調器。 ９　特許請求の範囲第１項、第２項あるいは第６項に記載の復調器において、さ らに、サンプリング回路（１０３）はマイクロプロセッサ（１００）によって導 出された関数にょシ制御されて周期的間隔で大信号をサンプルし、がっ、保持値 を表わす信号をマイクロプロセッサ（１００）に与え、発振器（３００）はマイ クロプロセッサ（ｉｏｏ）からの信号に応答して、サンプリングに先立って大信 号と混合された同期搬送波周波＠を変化させることを特徴とする前記復調器。 １０　特許請求の範囲第７項あるいは第８項に記載の復調器において、さらに、 ディジタル制御発振器（１０２）は、第１固定関数（Ｎ）で入力基準周波数（Ｆ ｒ　）　ｅ除算し、かつ出力信号を発生して第２分割器（３１１）にマイクロプ ロセッサ（ｉｏｎ）によシ決定された可変関数（ｆ−Ｎ、）で該入力基準周波数 （Ｆｒ）を除算させてサンプリング回路（１０３）に第１のサンプリング信号を 発生し、さらに、別の固定関数（Ｃ）で基準周波数（Ｆｒ　）を除算し、かつサ ンプリング回路（１０３）に第２のサンプリング信号を発生するよう構成された 第３分割器（３１０）に開始信号を与えるように構成された第１分割器（３０９ ）を備えていること全特徴とする前記復調器。