JPS604812A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれ１回づつサンプリングした後
隅シ合ったサンプリング信号の差をとることによシ、電
気化学的な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧によ
る影響を除去し、流体の流量に対応した信号を得ている
。このような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過した後
サンプリングしないと零点がドリフトする。これはＮ極
間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成
分と電気化学的な直流電圧や回路によるオフセット電圧
の外に、励磁電流の切換に伴うノイズ成分が重畳されて
いるためである。このノイズ成分は、励磁電流の切換時
に電極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズ
と流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重
層容量とで形成される一次遅れ回路によって生ずる渦電
流ノイズとがらなり、励磁電流を切換えるたびに極性が
反転するので、隣シ合うサンプリング信号の差をとって
も消去できず、しかも電磁結合ノイズは短時間で零にな
るが、渦電流ノイズは十分に時間が経過しないと零にな
らない。よって、零点の安定性の面から考え石と励磁周
波数は低いｎど有利であり、実用化されている電磁流量
計には商用電源周波数の７３２に選ばれているものもあ
る。ところが励磁周波数をあまシ低くすると応答性が遅
くなったり、制御ループを組んだときハンチングを生じ
たシする。

このため最近では、特開昭５７−１４９９１９号公報に
示されているように、電磁流量計発信器の励磁コイルに
定常値が正・零・負・零の順で繰υ返す励磁電流を供給
し、電磁流量計発信器から与えられる励磁電流の定常値
が正・零・負・零の各期間の信号電圧をサンプリングし
て、信号処理回路で演算を行うことによって、励磁電流
の切換えに伴うノイズ成分の影響を小さくするようにし
たものがある。しかしながらこの方式においても、励磁
電流の切換えに伴うノイズ成分が、励磁電流が正または
負のときの励磁期間のノイズ成分の大きさと、励磁電流
が零のときの休止期間のノイズ成分の大きさに差がある
ため、その差の影響を受け、出力変動はまぬがれ得なか
った。

また低周波励磁方式の電磁流量計においては、励磁電流
が変化すると誤差となるので、一般に励磁回路には定電
流回路が用いられている。定電流回路では励磁電流を一
定に保つために、励磁電流を検出して得た電圧が設定電
圧と等しくなるようにトランジスタで励磁電流を制御し
ている。ところで、定電流制御用のトランジスタは電力
損失が多く、回路を小形高効率にできない欠点があった
。

本発明は、励磁回路に電源電圧を安定化して設定電圧に
応じた正、−負の直流電圧を出力するスイッチングレギ
ュレータを用い電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値
が零・正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給すると
ともに、信号処理回路にマイクロコンピュータを用い、
励磁を流が零の休止期間に電磁流量計発信器の電極間に
誘起する電圧に関連する信号電圧を２回づつサンプリン
グし、励磁電流が正または負の励磁期間には励磁電流を
検出して得た電圧と電磁流量計発信器の電極間に誘起す
る電圧に関連する信号電圧をそれぞれ１回づつサンプリ
ングして、そのサンプリング値ｋｆイジタル量として取
込み、これらサンプＩＪ　７グ値に基づいて、休止期間
におけるノイズ成分の大きさと励磁期間におけるノイズ
成分の大きさの差を補償して流量信号を算出する演算を
行い、かつ励磁電流に関連するサンプリング値に基づい
て＾１１記スイッチングレギュレータの設定電圧を制御
し、励磁電流を一定に保つようＫして、零点の安定性お
よび応答性にすぐれ、高精度に流量測定ができ、しかも
省力化された低周波励磁方式の電磁流量計を実現したも
のである。

第１図は本発明電磁流量８士の一実施例を示す接続図で
ある。図において、１は電源回路、２は電磁流量計発信
器、３は励磁回路、４は信号処理回路である。

電源回路１はＡＣｌｏｏＶ　’ｉたはＤＣ２４Ｖ　等の
電源１１（図ではＡＣ電源が示されている）と、電源１
１の出力を整流平滑する回路１２および整流平滑回路１
２の出力ｖ１を安定化するスイッチングレギュレータ等
の安定化回路１３とを有し、整流平滑回路１２の出力Ｖ
工が励磁回路３に、安定化回路１３の正、負の出力Ｖ　
、Ｖ　が信号処理回路４に与えられる。電２１　２２ 磁流置針発信器２は、励磁コイル２１と流体Ｆが流れる
管路２２および電極２３ａ、２３．と金有し、電極２３
ａ、２３ｂ間に流体Ｆの流速Ｖおよび励磁コイル２１に
流れる励磁電流エフに関連した誘起電圧ｅａが発生する
。励磁回路５は、電源回路１からの電圧Ｖ工をレギュレ
ートし、設定電圧Ｖ、で決まる一定値の正および負の直
流電圧ｖ　、■　を出力するスイ３１　３２ クチングレギュレータ３１と’　ｖ３１”３２をオンオ
フして励磁コイル２１に零・正・零・負の順で繰シ返す
励磁電流Ｉｗを流すためのスイッチ３２ａ　＊　３２ｂ
および励磁電流Ｉｗを検出するための電流検出抵抗３３
とを有している。なおスイッチングレギュレータ３１の
設定電圧Ｖ、は信号処理回路４から与えられる。

信号処理回路４け、電磁流量計発信器２の電極２３ａ、
２３ｂ間に誘起する電圧ｅａを増幅する入力増幅器４１
と、電流検出抵抗３３からの検出電圧ｅを増幅する増幅
器４２と、増幅器４１の出力ｅｂと増幅器４２の出力ｅ
ｄを切換える入力切換スイッチ４３と、入力切換スイッ
チ４３で選択されバッファＢＡを介して加わる電圧をデ
ィジタル量に変換するＡ／Ｄ変換器４４と、Ａ／Ｄ変換
器４４からのディジタル量を取込み、ディジタル演算を
行うマイクロコンピュータ４５と、マイクロコンピュー
タ４５の演算結果の表示やパラメータの設定を行う表示
・設定部４６と、マイクロコンピュータ４５からのパル
ス幅信号ＰＷ１を出力電流工。に変換するパルス幅電流
変換回路４７と、マイクロコンピュータ４５からのパル
ス幅信号ＰＷ２を設定電圧Ｖに変換するパルス幅電圧変
換回路４８とを有している。マイクロコンピュータ４５
は、マイクロプロセッサ（以下ＣＰＵという）４５　と
、ＲＯＭ　（リードオンリイメモリ）とＲＡＭ　（ラン
ダムアクセスメモリ）とを有するメモリ部４５ｂと、入
出力インクフェイス４５表、表示・設定インタ７エイス
４５ｄＥ　、タイマ４５．と、ウオッチドグタイマ４５
ｆおよびデータバス４５　から構成されている。ＣＰＵ
４５　は、入力切換スイッチ４３の制御、Ａ／ＤＩ変換
器４４の制御、励磁回路３のスイッチ３２ａｔ　３２ｂ
の制御およびディジタル演算、自己診断等をメモリ部４
５ｂのＲＯＭに格納されているプログラムに基づいて行
う。メモリ部４５ｂのＲＡＭは、データの一時記憶等に
用いるだめのメモリで、ノ（ツテリ４５ｈによってバッ
クアップされておシ、入力レジスタや出力レジスターＰ
Ｊｆｌ、１１／ノメノ等のいくつかの専用レジスタを有
している。入出力インタフェイス４５゜ｒ、ｔ　、ＣＰ
ｔ］　４５　と周辺回路間の信号のやυとυを行ウモの
である。タイマ４５　は演算のスキャン周期例えば商用
電源周波数が５０　Ｈｚ　の場合１ｆｌＯｍｓを管理す
るものでおり、基本クロックとして水晶撮動子によるク
ロックが用いられ、５ｍｓ毎にＣＰＵ　４５ａに対して
タイマ割込信号を出す。ウオッチドグタイマ４５　はＣ
ＰＵ　４５　の異常やプログラムの異常にｆ　ａ よりＣｐＵ　４５　が正常に動作しないとき働き、異常
が検出された場合には外部へフェイル信号Ｆａｌｌを出
すとともに、フェイルランプＬｐ工により表示を行う。

表示・設定インタフェイス４５　は表示・設走部４６の
キースイッチ４６　による入力の読込みと、表示部４６
ｂおよびアラムランブＬｐ２の駆動を行うものである。

このように構成した本発明の動作を第２図の波形図およ
びｗ、３図のフローチャートを参照して以下に説明する
。まず励磁回路３のスイッチ３２゜３２ｂＩｒｊ−マイ
クロコンピュータからの駆動ハルスｐ１で第２図（イ）
、（ロ）に示すようにオンオフが制御され、スイッチ３
２ａがオンで、スイッチ３２ｂがオフとガっている期間
Ｔ２には励磁コイル２１に正方向（図の矢印方向）の励
磁電流Ｉｗが流れ、スイッチ３２ａがオフで、スイッチ
３２ｂがオンと寿っている期間Ｔ４には励磁コイル２１
に逆方向（図の矢印と反対方向）の励磁電流１ｗが流れ
、スイッチ３２ユ、３２．が共にオフとなっている期間
Ｔ□、Ｔ３には励磁コイル２１には電流が流れない。よ
って励磁コイル２１には第２図ぐ→に示すように定常値
が零の休止期間Ｔ□ｒ　Ｔ３と、正の励磁期間Ｔ２およ
び負の励磁期間Ｔ４を有する励磁電流工、が供給される
。１サイクルの周期τは１６０　ｍｓに選ばれ、各期間
Ｔ□、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４はそれぞれ４０　ｍｓに選ばれ
て、商用電源周期の整数倍に々　゛っている。なお励＠
電流工、はスイッチ３２ａ、３２ｂＩｌｌで切換えられ
たとき、励磁コイル２１のインダクタンスと抵抗による
時定数で実際には立上り。

立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となるが図では省
略しである。電磁流量計発信器２の電極２３ａ、２３．
間には励磁電流工□に応じた誘起電圧ｅａが発生する。

この誘起電圧ｅａは信号処理回路４の入力増幅器４１で
増幅され、第２図に）に示すような信号電圧ｅｂとなる
。この信号電圧ｅｂ　Ｉ／’−は、管路２２を流れる流
体の流速Ｖと励磁電流エフとに比例した信号成分Ｖの外
に、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖと、電気化学
的な直流電位によるオフセット電圧成分Ｖ、とが重畳さ
れている。ノイズ成分Ｖは、励磁電流の切換時に電極と
電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体
中を流れる渦電流が液抵抗几と電極の界面電気二重層容
量Ｃとで形成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流
ノイズを含んでいる。その結果第２図に）に斜線で示す
ように信号電圧ｅ、を一定間隔Δｔで各期間に２回づつ
サンプリングしたときの電圧ｅｂｌｌ　’’ｂ”　ｅｂ
２１’　ｅｂ２２”ｂ３１’　８ｂ３２”ｂ４１’　０
ｂ４２’ｅｂ５□＋　ｅｂ５□はそれぞれ次式で与えら
れる。なおオフセット電圧成分Ｖ、は２００　ｍｓ程度
の短かい時間では一定変化率で変化するとみなせるので
、テーラ展開して１次式近似で示しである。

ｅｂｌｌ：ｖｎ１１＋ｖｆＯ ０ｂ１２＝ｖｎ１２＋ｖｆＯ＋ｖｆ１（１）ｅｂ２１＝
ｖＳ＋ｖｎ２１＋ｖｆＯ＋２ｖｆ１ｅｂ２２＝ｖｓ＋ｖ
ｎ２２＋ｖｆｏ＋３ｖｆ１ｅｂ３１−−ｖｎ１１＋ｖｆ
′ｏ＋４ｖｆ１ｅｂ３２−−ｖｎ１２＋■ｆＯ＋５ｖｆ
１８ｂ４１ニーｖＳ−ｖｎ２１＋■ｆＯ＋６ｖｆ１（１
）０ｂ４２＝−ｖｓ−ｖｎ２２＋ｖｆＯ＋７ｖｆＩＶ＋
Ｖ＋８Ｖ ８ｂ５１”　ｎ１１　ｆＯｆｌ Ｖ＋Ｖ＋９Ｖ ｅｂ５２”　ｎ１２　ｆＯｆｌ そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖは励磁電
流が一定のときはほぼ指数関数的に減少していく。各期
間のサンプリング間隔がΔｔであるので、ｖｎ１□とｖ
ｎ１□との間およびｖｎ２□とｖｎ２□との間には次式
の関係が成立する。

Δを 一了 Ｖ　ｅ　’　Ｖｎｌｌ １２− （２） Δｔ しかも定常状態では、零・正・零・負の各期間の値をＶ
、ＣＲをＫとするとそれぞれ次式で与ｎｏ　（１ えられる。

よって、ｖｎ□２とｖｎ２□との間には次式の関係があ
る。

よって、マイクロコンピュータ４５は、第２図（ホ）に
示す如き一定間隔Δｔで駆動パルスＰを発生して人力切
換スイッチ４３を駆動し、第２図（へ）に示すように休
止期間では信号電圧ｅｂを２回づつサンプリングし、励
磁期間では励磁電流工、の検出電圧ｅ。と信号電圧ｅｂ
を１回づつサンプリングして得た電圧をＡ／Ｄ変換器４
４を介して取込む。その結果マイクロコンピュータ４５
のメモリ４５ｂのＲＡＭの専用レジスタにはそれぞれ信
号電圧ｅｂのサンプリング値ｅｂｌｌ’　”ｂ１２”ｂ
２２’　”ｂ３１’　ｅｂ３２！　ｅｂ４２および電流
検出電圧ｅのサンプリング値ｅｒｅ　がディジｄ　ｄｉ
　ｄ２ タル量としてメモリされる。これら入力の読込みが終る
とマイクロコンピュータ４５は読込んだ信号電圧ｅｂと
電流検出電圧ｅｄとがそれぞれあらかじめ設定した許容
範囲にあるかどうかの判定を行い、ｅが許容範囲を越え
たときは励磁コイル２１がオープ／かショートしたと判
断し、警報信号ＡＬを発生するとともに、表示・設定部
４６のアラムランプＬＰ　を点灯させる。またｅｄが許
容範囲にあるにもかかわらず、ｅｂが許容範囲を越えた
ときはノくルス状の過大な入力が加わった場合（スラリ
ノイズ）するとともに、Ｌｐ２を点灯させ、同時に表示
器４６、でどの異常かを識別して表示する。ｅ、および
ｅｄが許容範囲にあれば、マイクロコンピュータ４５は
休止期間Ｔ工、Ｔ３に得られる信号電圧ｅｂのサンブリ
７グ値８ｂ１１・０ｂ１２・０ｂ３１・０ｂ３２に相当
するＲＡＭにメモリされたディジタル量を用いて、次式
に相当するディジタル演算を行い励磁期間のノイズ成分
Ｖ　と休止期間のノイズ成分ｖｎ□２の差に応じた２２ 補償値ｅを算出して、ＲＡＭにメモリする。

ｎ ”ｖｎ２２−ｖｎ１２ この補償値ｅｎとＲＡＭにメモリされた休止期間Ｔ１゜
Ｔ３と励磁期間Ｔ２．Ｔ４に得られた信号電圧ｅ、のサ
ンプリング値ｅｂ１゜・ｅｂ□２・ｅｂ３２・ｅｂ４゜
Ｋ相当するディジタル量を用いて次式に相当するディジ
タル演算を行うと、 ｅｓ”　’２　（−ｅｂ４２＋ｅｂ３２”ｂ２２−ｅｂ
ｌ２）−０ｎ−ｖ、　（６） となり、オフセット電圧成分ｖｆ＆励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分Ｖを有効に除去でき、信号酸分Ｖのみに
関連した出力ｅが得られる。この演算ｓ　Ｂ 結果もＲＡＭにメモリされる。

さらにマイクロコンピュータ４５は、信号成分ｖｓが励
磁電流工、に関連しているので、その変動による影響を
除去するために、ＲＡＭにメモリされた励磁電流Ｉｗの
検出電圧ｅｄのサンプリング値ｅｄｉ　１ｅｄ２に相当
するディジタル量と信号成分を演算した結果ｅとの間で
、次式に相当するディジタル演算を行う。

２°・、７） １　ｄ２ この演算結果もまたＲＡＭにメモリされる。そしてマイ
クロコンピュータ４５はＲＡＭにメモリされたｅｏに相
当する演算結果をパルス幅信号ｐｗ工に変換し、入出力
インタフェイス４５　介して前段に７オートカプラ等の
絶縁手段を有するパルス幅電流変換回路４７に与え、ア
ナログの出力室ｉＩ。とじて出力するとともに、パルス
数Ｎに変換して入出力インタフェイス４５　を介して出
力する。さらに演算結果は表示・設定部４６のデータ表
示器で表示される。

次ニマイクロコンピュータ４５は、あらかじめ表示・設
定部４６により設定された設定値αとＲＡＭに記憶され
ている励磁電流工、の定常値工８に相当する検出値（ｅ
、、−ｅ、２）／２との偏差に例えばｐＩ演算（比例十
積分演算）を行い、その出力βと設定値αとの間でα（
１＋β）なる演算を行って、スイッチングレギュレータ
３１の設定電圧Ｖの値に相当するディジタル値を算出す
る。このディジタル値はパルス幅信号ｐＷ２として出力
され、前段に７オートカプラ等の絶縁手段を有するパル
ス幅電圧変換回路４８を介してスイッチングレギュレー
タ３１に設定電圧ｖｒとして与えられる。その結果励磁
期間中のスイッチングレギュレータ３１の出力電圧ｖ　
ｖ　の値３１’３２ が制御され、励磁電流エフの定常値工。を一定に保つ。

このように励磁回路５に電力損失が少なく、小形高効率
化が容易なスイッチングレギュレータ３１を用い、しか
も励磁電流工□の定常値を一定に保つこ七ができるので
、従来の定電流回路を用いた励磁回路に比して消費電力
を極端に少なくできる。

なお上述では、補償値ｅを休止期間ＴＴのすｎ　１’　
３ ンプリング値を用いて算出する場合を例示したが、休止
期間ＴＴと次のサイクルの休止期間Ｔ□のす１’　３ ン　ブ　１ノ　′　グイ直　ｅｂｌｌ’ｌ　ｅｂ’１２
”ｂ３１”ｂ３２’　ｅｂ５１’ｅｂ５２をディジタル
量としてマイクロコンピュータ４５に増込み、次式に相
当するディジタル演算を行い、ｖｎｉｌ　”ｎ１２およ
びＫに相当する値ｅｎ１．ｅｎ２およびｋをめた後補償
値ｅを算出してもよい。

この場合ｅｎ１およびｅｎ２として、ｅｂｌｌ−２ｅｂ
３１＋ｅｂ５１およびｅｂｌ。−２０ｂ３２＋ｅｂ５□
の過去からの移動平均値を用いると演算精度をさらに上
げることができる。

またＡ／Ｄ変換器４４として積分形のものを用い、そと
なる。

また上述では、（６）式を用いて信号成分ｖ８を演算し
ているが、次式で信号成分Ｖの演算を行うようにしても
よい。

ｅｓ”　２　（８ｂ４２−３’ｂ３２＋３８ｂ２２−’
ｂ１２）−”ｎ（９）た／どし、（６）式と（９）式で
は信号処理回路４０入力換算ノイズ比が、 σＷ７フ二何語習１”　−２＋４．４７［相］で表わさ
れるように、（６）式の方が（９）式に比して同一の大
きさの信号を得るだめの励磁電流が約１／２　、３にな
り、消費電力も約１７５にできる。

さらに上述では、スイッチングレギュレータ３１として
正、負の直流電圧Ｖ　、Ｖ　を出力する場３１　３２ 合を例示したが、第４図に示すように４個のスイッチ３
２ａ、３２ｂ、３２゜、３２ｄを用いれば、スイッチ／
グレイ−レータ３１として正または負の直流電圧Ｖ３１
　’　ｖ３２のいずれか一方を出方するものを用いるこ
とができる。この場合電流検出抵抗３３には正またけ負
のいずれか一方向の電流しが流れないので、電流検出電
圧ｅ　、ｅ　の和が一定になるｄｉ　ｄ２ ように設定電圧ｖｒを制御すればよい。

以上説明したように本発明においては、休止期間におけ
るノイズ成分の大きさと励磁期間のノイズ成分の大きさ
の差を補償して流量信号を算出する演算を行っているの
で、零点の安定性および応答性にすぐれ、高精度に流量
測定ができ、しかも励磁回路に電力損失が少なく、小形
高効率化の容易なスイッチングレギュレータを用い、そ
の設定電圧を励磁電流が一定になるように制御している
ので、省力化された低周波励磁方式の電磁流量計が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作説明のだめの波形図、第３図は動作説明
のためのフローチャート、第４図は本発明電磁流量計の
他の実施例を示す接続図である。 １・・・電源回路、２・・・電磁流量計発信器、２１・
・・励磁コイル、２３ａ、２３．・・・電極、３・・・
励磁回路、３１・・・スイッチングレギュレータ、３３
・・・電流検出抵抗、４・・・信号処理回路、４１・・
・入力増幅器、４３・・・入力切換スイッチ、４４・・
・Ａ／Ｄ変換器、４５・・・マイクロコンピュータ、４
６・・・設定・表示部、４７・・・パルス幅電流変換回
路、４８・・・パルス幅電圧変換回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電磁流量計発信器と、電源電圧を安定化して設定電圧に
   応じた直流電圧を出力するスイッチングレギュレータを
   有し、前記電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が写
   ・正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給する励磁回
   路と、一定のサンプリング間隔で前記励磁電流が零の休
   止期間には前記電磁流量計発信器の電極間に誘起する電
   圧に関連する信号電圧を２回づつサンプリングし、前記
   励磁電流が正または負の励磁期間には励磁電流を検出し
   て得た電圧と前記信号電圧をそれぞれ１回づつサンプリ
   ングして、そのサンプリング値をディジタル量として取
   込み、これらサンプリング値に基づいて流量信号を算出
   する演算を行うとともに、前記スイッチングレギュレー
   タの設定電圧を制御するマイクロコンビーータを有する
   信号処理回路とを具えた電磁流置引。