JPS6042905A - 周波数制御可能なlc発振器 - Google Patents
周波数制御可能なlc発振器Info
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- JPS6042905A JPS6042905A JP59138082A JP13808284A JPS6042905A JP S6042905 A JPS6042905 A JP S6042905A JP 59138082 A JP59138082 A JP 59138082A JP 13808284 A JP13808284 A JP 13808284A JP S6042905 A JPS6042905 A JP S6042905A
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- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/10—Angle modulation by means of variable impedance
- H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
- H03C3/14—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit
- H03C3/145—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit by using semiconductor elements
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1256—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a variable inductance
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- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
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- H03C3/08—Modifications of modulator to linearise modulation, e.g. by feedback, and clearly applicable to more than one type of modulator
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の関連する技術分野
本発明は、電圧制御されろリアクタンスとエミッタ結合
された差動増幅器とを備えブこ周波数制御可能なLC発
振器に関する。
された差動増幅器とを備えブこ周波数制御可能なLC発
振器に関する。
従来技術
振動回1洛容量が少なくとも部分的にグイオー発明が解
決しようとする問題点 一連の用途において、例えば上記の形式の発振器を信号
処理する位十目制御ループに用いる」J、)合、対称か
つ方形の出力電圧を発生することと、発振器の周波数制
御%性つ壕つ発振器周波数変化の制御電圧の変化に対す
る依存特性か皓託に直線的であることが必要となる。a
(百キロヘルツから数メガヘルツの周波帯域において用
いろ場合、所謂超階段PN接合を有するバラクタダイオ
ードを用いても十分直線的な周波数制御特性が発振器に
とって得られないという問題が生じろ。
決しようとする問題点 一連の用途において、例えば上記の形式の発振器を信号
処理する位十目制御ループに用いる」J、)合、対称か
つ方形の出力電圧を発生することと、発振器の周波数制
御%性つ壕つ発振器周波数変化の制御電圧の変化に対す
る依存特性か皓託に直線的であることが必要となる。a
(百キロヘルツから数メガヘルツの周波帯域において用
いろ場合、所謂超階段PN接合を有するバラクタダイオ
ードを用いても十分直線的な周波数制御特性が発振器に
とって得られないという問題が生じろ。
従って本発明の目的は冒頭に述べ1こ形式の発振器を、
当該周波帯域において対称かつ方形の出力′1](圧を
発生する際に、極めて直線的周波数制御特性が得られる
ように改善することにある。
当該周波帯域において対称かつ方形の出力′1](圧を
発生する際に、極めて直線的周波数制御特性が得られる
ように改善することにある。
問題点を解決するための手段
本発明に、J:肚ばこの目的は次のようにして達成され
る、即ち第1のトランジスタを設け、該第1のトランジ
スタのベースを基準電位に接続し、エミッタを第2のト
ランジスタのエミッタに接続し且つ第1の抵抗を介して
負の動作電圧源圧接続し、第1のトランジスタのコレク
タをlJ〜1のコンデンサとインダクタンスとから構成
さ2zた並列振動回路を介して正の動作電圧源に(ど続
し、第1トランジスタのコレクタを直接第6のトランジ
スタのコレクタに接続し且つ第2のコンデンサを介して
第4のトランジスタのコレクタおよびベースに接続しさ
らに第6のコンデンサを介して第2のトランジスタのベ
ースに接続し、該第2のトランジスタのベースを扉、2
の抵抗を介して基準電位に接続し、第6および第4のト
ランジスタのエミッタを基準電位に接続し、第4のトラ
ンジスタのコレクタを第6の抵抗を介して正の動作電圧
源に接続し且つ第4の抵抗を介して第6のトランジスタ
のベースに接続し、該第6のトランジスタのベースを第
5の抵抗を介して制御電圧源と接続し、第2の1゛ラン
ジスタのコレクタを出力端子に接続しさらに第6の抵抗
を介して正の動作電圧源に接続1−る。
る、即ち第1のトランジスタを設け、該第1のトランジ
スタのベースを基準電位に接続し、エミッタを第2のト
ランジスタのエミッタに接続し且つ第1の抵抗を介して
負の動作電圧源圧接続し、第1のトランジスタのコレク
タをlJ〜1のコンデンサとインダクタンスとから構成
さ2zた並列振動回路を介して正の動作電圧源に(ど続
し、第1トランジスタのコレクタを直接第6のトランジ
スタのコレクタに接続し且つ第2のコンデンサを介して
第4のトランジスタのコレクタおよびベースに接続しさ
らに第6のコンデンサを介して第2のトランジスタのベ
ースに接続し、該第2のトランジスタのベースを扉、2
の抵抗を介して基準電位に接続し、第6および第4のト
ランジスタのエミッタを基準電位に接続し、第4のトラ
ンジスタのコレクタを第6の抵抗を介して正の動作電圧
源に接続し且つ第4の抵抗を介して第6のトランジスタ
のベースに接続し、該第6のトランジスタのベースを第
5の抵抗を介して制御電圧源と接続し、第2の1゛ラン
ジスタのコレクタを出力端子に接続しさらに第6の抵抗
を介して正の動作電圧源に接続1−る。
さらに本発明によオtば、第1の出力端子にlI44の
コンデンサを介して第5のトランジスタのヘ−スを接続
し、該第5のトランジスタのベースを第7の抵抗を介し
て基準電位に接続し且つ第8の抵抗を介して第5のトラ
ンジスタのコレクタに接続し、このコレクタを第2の出
力端子と接続し且つさらに第9の抵抗を介して止の動作
電圧源と接続し、第5のトランジスタのエミッタを基準
電位に接続する。
コンデンサを介して第5のトランジスタのヘ−スを接続
し、該第5のトランジスタのベースを第7の抵抗を介し
て基準電位に接続し且つ第8の抵抗を介して第5のトラ
ンジスタのコレクタに接続し、このコレクタを第2の出
力端子と接続し且つさらに第9の抵抗を介して止の動作
電圧源と接続し、第5のトランジスタのエミッタを基準
電位に接続する。
実施例
次に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明′1″ろ
。
。
第1図の発振器は、範1および第2のトランジスタTI
、T2を備えた共通エミッタ差動増幅器を含んでおり、
こnらトランジスタのエミッタは互いに接続され、第1
の抵抗R1を介Uて負の動作電圧源−UBに接続さnて
いる。第1のトランジスタT1のベースは基準電位に接
続されており、コレクタは、インダクタンスLと第1の
コンデンサC1とから成る並列振動回路を介して正の動
作1y圧源十UBと接続さねている他、第6のトランジ
スタT3のコレクタに接続さJ’しており、べらに第ろ
のコンデンサCろを介して第2のトランジスタT2のベ
ースに接続されている。第2の1−ランジスタテ2σ〕
ベースは、その他第2の抵抗R2を介し7て基準電位に
接続さオtている。第5および第4のトランジスタTろ
、T4のエミッタは基準電位(C接続さn”′Cおり、
第4のトランジスタT4のコレクタは第6の抵抗R6を
介して正の動作市川源−1−U BK接続されている。
、T2を備えた共通エミッタ差動増幅器を含んでおり、
こnらトランジスタのエミッタは互いに接続され、第1
の抵抗R1を介Uて負の動作電圧源−UBに接続さnて
いる。第1のトランジスタT1のベースは基準電位に接
続されており、コレクタは、インダクタンスLと第1の
コンデンサC1とから成る並列振動回路を介して正の動
作1y圧源十UBと接続さねている他、第6のトランジ
スタT3のコレクタに接続さJ’しており、べらに第ろ
のコンデンサCろを介して第2のトランジスタT2のベ
ースに接続されている。第2の1−ランジスタテ2σ〕
ベースは、その他第2の抵抗R2を介し7て基準電位に
接続さオtている。第5および第4のトランジスタTろ
、T4のエミッタは基準電位(C接続さn”′Cおり、
第4のトランジスタT4のコレクタは第6の抵抗R6を
介して正の動作市川源−1−U BK接続されている。
さらに、第4のトランジスタのコレクタは第4の抵抗R
4を介して4A乙の1−ランジスタT6のベースに接続
さオt1そこから第5の抵抗R5を介して制御電圧源U
St Kk続されている。第2のトランジスタT2のコ
レクタは第1の出力端子A1に接続され、1だ第6の抵
抗R6を介して正の動作電圧源十UBに扱・続さオt、
且つ第4のコンデンサC4を介して第5のトランジスタ
T5のベースに接続されている。第5のトランジスタの
エミッタはX ”JL ’Tlf、 位に接続さ扛てお
り、ベースも第7の抵抗R7を介して基準電位に接続さ
オtている。第5のトランジスタのベースはさらに第8
の抵抗R8fX:介して同1−ランジスタのコレクタに
接続さ2tておつ、このコレクタは第2の出力端子A2
に接fWWさ、it且つ第9の抵抗R9を介して正の動
作”+j(圧源十UBに接続さ扛ている。正の動作電圧
源へのリード線は第5のコンデンサC5を介して交流電
圧的に接地されている。
4を介して4A乙の1−ランジスタT6のベースに接続
さオt1そこから第5の抵抗R5を介して制御電圧源U
St Kk続されている。第2のトランジスタT2のコ
レクタは第1の出力端子A1に接続され、1だ第6の抵
抗R6を介して正の動作電圧源十UBに扱・続さオt、
且つ第4のコンデンサC4を介して第5のトランジスタ
T5のベースに接続されている。第5のトランジスタの
エミッタはX ”JL ’Tlf、 位に接続さ扛てお
り、ベースも第7の抵抗R7を介して基準電位に接続さ
オtている。第5のトランジスタのベースはさらに第8
の抵抗R8fX:介して同1−ランジスタのコレクタに
接続さ2tておつ、このコレクタは第2の出力端子A2
に接fWWさ、it且つ第9の抵抗R9を介して正の動
作”+j(圧源十UBに接続さ扛ている。正の動作電圧
源へのリード線は第5のコンデンサC5を介して交流電
圧的に接地されている。
2つのトランジスタT1およびT2を有する帰還接続さ
れ1こ差動増幅器に加えて第1図の発振器は、トランジ
スタT6およびT4を有する制御可能なりアクタンスと
トランジスタT5を有′fろ緩衝増幅器とを含んでいろ
。抵抗R1を介して負の動作電圧源から第1および第2
のトランジスタのエミッタに流れる電流”Oハ、第6の
コンデンサCうを介して第2のトランジスタのベースに
加わる、振動回路の正弦波電圧によって両トランジスタ
間で対称な方形な電流に切換えら訛る。その際この方形
電流の基本波成分は振動回路に正弦波状振T#l電圧を
発生させる。
れ1こ差動増幅器に加えて第1図の発振器は、トランジ
スタT6およびT4を有する制御可能なりアクタンスと
トランジスタT5を有′fろ緩衝増幅器とを含んでいろ
。抵抗R1を介して負の動作電圧源から第1および第2
のトランジスタのエミッタに流れる電流”Oハ、第6の
コンデンサCうを介して第2のトランジスタのベースに
加わる、振動回路の正弦波電圧によって両トランジスタ
間で対称な方形な電流に切換えら訛る。その際この方形
電流の基本波成分は振動回路に正弦波状振T#l電圧を
発生させる。
この切換過程は、トランジスタT1およびT2のオフセ
ット電圧ならびに第2のトランジスタのベースILf、
流による第2の抵抗R2における電圧降下が振動回路電
圧のピーク値に比べて十分に小さげれば対称である。集
積回路技術で構成するか寸たは少な(とも1つのモノリ
シックトランジスタアレーを用いる場合、この小さなオ
フセット電圧への要求は容易に満たせろ。その際、振動
回路を減皺する第2の抵抗R2の大きさは、振動回路で
の振動振幅のピーク・ピーク値がトランジスタの熱起電
力の10〜16倍になるように、即ち0.25〜0.7
5 Vの間になるように選ばれろ。この範囲において最
適な、飽和のないスイッチング動作が行なえろ。発振器
への外部負荷の影W−fなわち反作用は、トランジスタ
T5で構成されている緩衝段により大幅に低減さ2する
。これは負帰還抵抗R8により緩衝段の入力インピーダ
ンスが極めて低くされているため〆達成され、これvc
、にりむしろ牛実上この緩衝段に1つの仮想零点が生じ
る。こJ’Lにより第2のトランジスタT2のコレクタ
交m ’N¥。
ット電圧ならびに第2のトランジスタのベースILf、
流による第2の抵抗R2における電圧降下が振動回路電
圧のピーク値に比べて十分に小さげれば対称である。集
積回路技術で構成するか寸たは少な(とも1つのモノリ
シックトランジスタアレーを用いる場合、この小さなオ
フセット電圧への要求は容易に満たせろ。その際、振動
回路を減皺する第2の抵抗R2の大きさは、振動回路で
の振動振幅のピーク・ピーク値がトランジスタの熱起電
力の10〜16倍になるように、即ち0.25〜0.7
5 Vの間になるように選ばれろ。この範囲において最
適な、飽和のないスイッチング動作が行なえろ。発振器
への外部負荷の影W−fなわち反作用は、トランジスタ
T5で構成されている緩衝段により大幅に低減さ2する
。これは負帰還抵抗R8により緩衝段の入力インピーダ
ンスが極めて低くされているため〆達成され、これvc
、にりむしろ牛実上この緩衝段に1つの仮想零点が生じ
る。こJ’Lにより第2のトランジスタT2のコレクタ
交m ’N¥。
圧が極めて小さくなるので、このトランジスタT2のコ
レクタ・ベース間容量を介して作用する電圧は発生jる
振動の周波数に大して影暑・を与えない。第2のトラン
ジスタT2のコレクタ抵抗R6と第5のトランジスタテ
50ベース抵抗R7とはトランジスタT5のベースのグ
イナミツクな入力インピーダンスに比べて比較的大きく
選ばれているので、出力側A2に発生する方形電圧は抵
抗R8を流オtろ電流■。の電圧降下にほぼ相当する。
レクタ・ベース間容量を介して作用する電圧は発生jる
振動の周波数に大して影暑・を与えない。第2のトラン
ジスタT2のコレクタ抵抗R6と第5のトランジスタテ
50ベース抵抗R7とはトランジスタT5のベースのグ
イナミツクな入力インピーダンスに比べて比較的大きく
選ばれているので、出力側A2に発生する方形電圧は抵
抗R8を流オtろ電流■。の電圧降下にほぼ相当する。
このようにして緩衝段はTLLコンパチブル出力電圧を
発生することができろ。
発生することができろ。
トランジスタT6およびT4を有する制御可能なりアク
タンス回路を説明するために第2図を示す。この回路に
おいてR11はトランジスタT4を介してのバルク抵抗
を表しており、他方抵抗R12はトランジスタT6の相
互コンダクタンスの逆数を表わしている。抵抗R11が
コンデンサC2の容量リアクタンスに比べて極めて小さ
いというmi■提のもとで、近似的に抵抗R11におけ
る電圧は端子Aおよび8間の端子電圧より90°位木目
が進んでおり、ひいてはトランジスタT3のコレクタ電
流よりも90°位相が進んでいる。このときこの装置の
失踪の無効電流はコンデンサ02夕流ねる電流の数倍に
なり、この関係は抵抗R11とR12との比に相互に依
存する。両抵抗のうちの一方、例えば抵抗R12’r可
変抵抗にすると、装置の無効電流が変化するので、容量
制御可能に変化することができる。
タンス回路を説明するために第2図を示す。この回路に
おいてR11はトランジスタT4を介してのバルク抵抗
を表しており、他方抵抗R12はトランジスタT6の相
互コンダクタンスの逆数を表わしている。抵抗R11が
コンデンサC2の容量リアクタンスに比べて極めて小さ
いというmi■提のもとで、近似的に抵抗R11におけ
る電圧は端子Aおよび8間の端子電圧より90°位木目
が進んでおり、ひいてはトランジスタT3のコレクタ電
流よりも90°位相が進んでいる。このときこの装置の
失踪の無効電流はコンデンサ02夕流ねる電流の数倍に
なり、この関係は抵抗R11とR12との比に相互に依
存する。両抵抗のうちの一方、例えば抵抗R12’r可
変抵抗にすると、装置の無効電流が変化するので、容量
制御可能に変化することができる。
制御可能な容量の変化特性な保持する1こめに、抵抗R
3を介してダイオードとして’ff2 d6Qさgたト
ランジスタT4に供給される直流電流カ常に、コンデン
サC2を介して供給さオ’する電流の交流電流振幅より
も大きくなるようにしなければなラナい。コンデンサC
2の容量リアクタンスはその他トランジスタT4のコレ
クタ・エミッタ間の微分抵抗よりも明らかに大きくなけ
れはプ工らず、−この微分抵抗は、このトランジスタT
4の熱起電力(例えば26 mV )とエミツク′市流
との商として生じる。従って、トランジスタT4のコレ
クタ・エミッタ電圧は、コンデンサC2を流肚る無効電
流の対数に比例する父疏市、圧′成分’a: 含す。ト
ランジスタT6のエミッタ・ベース間はカレントミラー
回路の形式で制用1される。発生するコレクタ電流はト
ランジスタT6の指数関数状の制御特性曲線により、コ
ンデンサC2を流わる1に流を歪なく再現している。分
圧器R5,R4を介して制御電圧°が供給され、この電
圧は可変オフセット電圧として作用し、カレントミラー
回路の反射係数ひいては作用容11(により設定するこ
とができる。その際抵抗R4はトランジスタT6の入力
インピーダンスよりも小さく、抵抗R5の値は、この抵
抗が減結合抵抗として作用することにより、抵抗R4の
イ1αより約10口倍大きい。その場合必要な制御′「
E圧UStはTTL回路にとって通常の範囲内になる。
3を介してダイオードとして’ff2 d6Qさgたト
ランジスタT4に供給される直流電流カ常に、コンデン
サC2を介して供給さオ’する電流の交流電流振幅より
も大きくなるようにしなければなラナい。コンデンサC
2の容量リアクタンスはその他トランジスタT4のコレ
クタ・エミッタ間の微分抵抗よりも明らかに大きくなけ
れはプ工らず、−この微分抵抗は、このトランジスタT
4の熱起電力(例えば26 mV )とエミツク′市流
との商として生じる。従って、トランジスタT4のコレ
クタ・エミッタ電圧は、コンデンサC2を流肚る無効電
流の対数に比例する父疏市、圧′成分’a: 含す。ト
ランジスタT6のエミッタ・ベース間はカレントミラー
回路の形式で制用1される。発生するコレクタ電流はト
ランジスタT6の指数関数状の制御特性曲線により、コ
ンデンサC2を流わる1に流を歪なく再現している。分
圧器R5,R4を介して制御電圧°が供給され、この電
圧は可変オフセット電圧として作用し、カレントミラー
回路の反射係数ひいては作用容11(により設定するこ
とができる。その際抵抗R4はトランジスタT6の入力
インピーダンスよりも小さく、抵抗R5の値は、この抵
抗が減結合抵抗として作用することにより、抵抗R4の
イ1αより約10口倍大きい。その場合必要な制御′「
E圧UStはTTL回路にとって通常の範囲内になる。
発明の効果
本発明の装置は、制御電圧に依存する発振周波数の変化
特性曲線の直線性の良好な発振器をモノリティッシュ技
術〜で製造することができる。
特性曲線の直線性の良好な発振器をモノリティッシュ技
術〜で製造することができる。
またこの発振器を位相制針ループに用いろ場合旨い対称
性の方形の出力′藏圧発生ができる。
性の方形の出力′藏圧発生ができる。
きらに本発明によれ妊:、反作用のない出力結合が行え
、つ寸つは外部負荷抵抗の変動が発振器安定性に影YP
を及ぼきなくなる。
、つ寸つは外部負荷抵抗の変動が発振器安定性に影YP
を及ぼきなくなる。
第1図は本発明の発振器の回]烙図、第2図は第1図の
回路に対するリアクタンス回路の説明に供する図である
。 A1・・第1の出力端子、A2・第2の出力端子、U
・・制御′if1電圧、−UB、+UB・・動作′t(
℃圧t 源
回路に対するリアクタンス回路の説明に供する図である
。 A1・・第1の出力端子、A2・第2の出力端子、U
・・制御′if1電圧、−UB、+UB・・動作′t(
℃圧t 源
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1′1F圧制(財)されろリアクタンスとエミッタ共通
差動増幅器とを備えた周波数制御可能なLC発振器にお
いて、第1のトランジスタ(T1)を設け、該第1のト
ランジスタのベースを基準電位に接続し、エミッタを第
2のトランジスタ(T2)のエミッタに接続し且つ第1
の抵抗(R1)k介して負の動作電圧源(−UB)に接
続し、第1のトランジスタ(TI)のコレクタを、第1
のコンデンサ(C1)とインダクタンス(L)とから構
成さ7’した並列振動回路を介して正の動作電圧源(+
UB)に接続し、第1のトランジスタ(TI )のコレ
クタを直接第6のトランジスタ(Tろ)のコレクタに接
続し且つ第2のコンデンサ(C2)’r介して第4 i
〕)ランジスタ(T4)のコレクタおよびベースに接続
しさらに第6のコンデンサ(C6)を介して第2のトラ
ンジスタ(T2 )のベースに4琴続し、該第2のトラ
ンジスタのベースを第2の抵′Jj″L(R2)を介し
て基準電位に接続し、第6および第4のトランジスタ(
T3.T4)のエミッタを基準電位に接続し、第4のト
ランジスタのコレクタを第6の抵抗(R6)を介して正
の動作電圧源(十UB)に接続し旧つ第4の抵抗(R4
)を介して第5のトランジスタ(T6)のベースに接続
し、該第6の1−ランジスタのベースを第5の抵抗(R
5)を介して制御電圧源(U8t)と接続し、第20)
トランジスタ(T2)のコレクタを舘1の出力端子(A
1)に接続しざらに第6の抵抗(R6)を介して正の動
作電圧源(十UB)に接続したことを特徴とする、周波
数開側1可能なLC発振器。 2、振動回路の振動振幅のピーク・ピークイlぽか熱起
電力の10〜16倍になるよう第2の抵抗(R2)の値
を選んだ特許請求の範囲第1項記載の周波数制御可能な
LC発振器。 3. 第4の抵抗(R4)の抵抗値を第6のトランジス
タ(Tろ)の入力インピーダンスに比べて小さくした″
特許請求の範囲第1項記載の周波数制御可能なLC発振
器。 4 第5の抵抗(R5)の抵抗値を第4の抵抗(R4)
の抵抗値の約100倍とした特許請求の範囲第1項記載
の周波数制御可能なLC発振器。 5、糖6の抵抗(R6)の抵抗値を、この抵抗を流お2
る直流電流が第2のコンデンサ(C2)を流れる電流の
最大値よりも大きいように選定した特許請求の範囲第1
項記載の周波数制御可能なLC発振器。 6 電圧制御されるリアクタンスとエミッタ結合され1
こ左ηす)増幅器とを備えた周波数制御可0旨なLC発
振器において、第1のトランジスタ(T1)を設け、該
第1のトランジスタのベースな基準電位に接続し、エミ
ッタを第2のトランジスタ(T 2 、)のエミッタに
接続し且つ第1の抵抗(R1)を介して負のHiII作
f[圧源(−UB)に接続し、第1のトランジスタ(T
I)のコレクタを第1のコンデンサ(C1)とインダク
タンス(L)とから114成された並列振動回路を介し
て正の動作it電圧源十UB)に接続し、第1トランジ
スタ(T1)のコレクタを直接第6のトランジスタ(T
ろ)のコレクタに接続し且つ第2のコンデンサ 。 (C2)を介して第4の1−ランジスク(T4)のコレ
クタおよびベースに接続しさらに第6のコンデンサ(C
3)を介して第2の1゛ランジスタ(T2)のベースに
接続し、該第2のトランジスタのベースを第2の抵抗(
R2)を介して基準電位に接続し、第6おまひ卯4のト
ランジスタ(Tろ、T4)のエミッタを基準電位に接続
し、第4のトランジスタのコレクタを第6の抵抗(R6
)を介して11rの前作電圧源(十UB)に接続し且つ
第4の抵抗(R4)を介して第6のトランジスタ(T3
)のベースに接続し、該第6のトランジスタのベースを
第5の抵抗(R5)を介して制御電圧源(Ust)と接
続し、第2の1−ランジスタ(T2)のコレクタを第1
の出力端子(Al )に接続しさらに第6の抵抗(R6
)を介して正の動作電圧源(十UB)に接続し、さらに
第1の出力端子(A1)に第4のコンデンサ(C4)を
介して第5のトランジスタ(T5)のベースを接続し、
該第5のトランジスタのベースを第7の抵抗(R7)を
介して基準電位に接続し且つ第8の抵抗(R8)を介し
て第5のトランジスタ(T5)のコレクタに接続し、こ
のコレクタを第2の出力端子(A2)と接続しさらに第
9の抵抗(R9)を介して正の動作電圧α(十UB)と
接続し、第5のトランジスタ(T5)のエミッタをx
71 it aに接続したことを特徴とする周波数制御
可能なLC発、振器。 Z 第6および第7の抵抗(R6,R7)の抵抗で的を
、第5のトランジスタ(T5)のベースσ〕ダイーノー
ミッタな入力インピーダンスに比べて比較的大きくした
特許請求の範囲第63貞記載の周波数制御可能なLC発
振器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833326382 DE3326382A1 (de) | 1983-07-22 | 1983-07-22 | Nachstimmbarer lc-oszillator mit spannungsgesteuerter reaktanz |
DE3326382.5 | 1983-07-22 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6042905A true JPS6042905A (ja) | 1985-03-07 |
Family
ID=6204596
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59138082A Pending JPS6042905A (ja) | 1983-07-22 | 1984-07-05 | 周波数制御可能なlc発振器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0132749A3 (ja) |
JP (1) | JPS6042905A (ja) |
DE (1) | DE3326382A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS615604A (ja) * | 1984-06-20 | 1986-01-11 | Toshiba Corp | 電圧制御型発振回路 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4633195A (en) * | 1985-11-21 | 1986-12-30 | Motorola, Inc. | Balanced oscillator with constant emitter voltage level |
EP0230876B1 (de) * | 1986-01-09 | 1991-01-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Frequenzsteuerbarer Quarzoszillator |
AT391965B (de) * | 1988-12-19 | 1990-12-27 | Philips Nv | Oszillator zur anspeisung einer mischstufe in einem tuner |
GB2290916A (en) * | 1994-06-24 | 1996-01-10 | Plessey Semiconductors Ltd | Tunable oscillator arrangement |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS516444A (ja) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL236310A (ja) * | 1958-02-19 | |||
DE2038435C3 (de) * | 1970-08-01 | 1978-12-07 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Oszillator |
JPS5599805A (en) * | 1979-01-24 | 1980-07-30 | Toshiba Corp | Voltage control type oscillation circuit |
-
1983
- 1983-07-22 DE DE19833326382 patent/DE3326382A1/de not_active Withdrawn
-
1984
- 1984-07-05 JP JP59138082A patent/JPS6042905A/ja active Pending
- 1984-07-16 EP EP84108364A patent/EP0132749A3/de not_active Withdrawn
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS516444A (ja) * | 1974-07-04 | 1976-01-20 | Sony Corp |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS615604A (ja) * | 1984-06-20 | 1986-01-11 | Toshiba Corp | 電圧制御型発振回路 |
JPH0329322B2 (ja) * | 1984-06-20 | 1991-04-23 | Tokyo Shibaura Electric Co |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0132749A3 (de) | 1986-10-22 |
EP0132749A2 (de) | 1985-02-13 |
DE3326382A1 (de) | 1985-01-31 |
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