JPS6022850B2 - タイマ−装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は可変抵抗器により任意のタイマー時間の設定が
可能な電子式のタイマー装置に関するものであり、その
目的とするところは、‘１｝ 使用する可変抵抗器の抵
抗値のバラッキによる設定時間のバラッキを極力軽減し
、装置全体の設定時間のバラッキの軽減及び製造工程に
おける調整・補正の簡素化を図ること。

■ 時間設定用の可変抵抗器の回転角（もしくはスライ
ド位置）に対する設定時間の変化特性が、比較的容易に
選定することが出来、またその特性が高精度であること
。

｛３｝ 単一・小容量のコンデンサを用いて、長時間（
６０分など）の動作が可能であると共に、またその設定
時間の可変範囲が十分広いこと（例えば数秒から６０分
など）。

‘４１ 構成が簡単で、しかも低コストで実現しうろこ
と。

など種々の面で優れた長時間タイマー装置を達成せんと
するものである。

従来、可変抵抗器により時間設定が可能な長時間タイマ
ー装置において、コンデンサの充放電を利用した発振回
路と、その発振回路の出力パルスをカウントするカウン
タを用いたものがあったが、コンデンサへの充電電流を
可変抵抗器の抵抗値を変化させてタイマー時間を設定す
る場合は、コンデンサの放電時の電流が、設定したタイ
マー時間により大幅に変化し、その放電時間の変化が特
性上のバラツキとなるため、精度を要求する場合は、そ
のタイマー時間の変化範囲が狭いものとなっていた。

また時間設定用の可変抵抗器のバラッキを補正するため
に、可変抵抗器に、直列又は並列に固定抵抗器や半固定
抵抗器を接続して、その合成抵抗値が所定の値となるよ
うに調整していたが、この補正の方法では、最小の設定
時間にバラッキを生じたり、あるいは、可変抵抗器の回
転角に対するタイマー時間の変化特性にバラッキに生じ
て、一定しないものとなっていた。

このように従来の長時間タイマー装置は、精度汎用性の
面で難点を有すると共に、特性面による設定時間のバラ
ッキ，調整・補正工程必要性、および構成が複雑になる
等によりコストアップになるという問題があった。

本発明は以上のような種々の問題点を解決し、特性，コ
スト，量産性などの面で、給合的に優れた長時間タイマ
ー装置を提供せんとするものである。

以下、本発明の一実施例を添付図面により説明する。

第１図に本発明に基づくタイマー装置（長時間用）の一
実施例を示す。

第１図において、１は直流電源、２は電源スイッチであ
る。

Ａは充放電回路であり、抵抗３及び特性補正用の半固定
抵抗器４と、充放電用のコンデンサ５よりなり、充放電
電圧Ｖｃを出力する。Ｂは電圧設定回路であり、固定抵
抗器６，７，８，９，可変抵抗器１０より成り、可変抵
抗器１０の摺動機子から高設定電圧Ｖｄを出力し、また
、抵抗８及び９の接続点より低設定電圧Ｖｉを出力する
。Ｃは電圧比較回路であり、２つのコンパレータ１１及
び１２より成り、コンパレータ１１は充放電電圧Ｖｃと
高設定電圧Ｖｄを入力とし、コンパレータ１２は充放電
電圧Ｖｃと低設定電圧Ｖｉを入力とし、それぞれその入
力状態に応じて所定の出力を発する。Ｄはラッチ回路で
あり、Ｒ一Ｓフリツプフロツプ１３と、インバータバツ
フアー１４と抵抗１５，１６及びトランジスタ１７とよ
り成り、Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は２つのコンパレ
ータ１１及び１２の出力をそれぞれセット入力Ｓ、リセ
ット入力Ｒとし、出力Ｑを発する。出力Ｑがローレベル
となる間、トランジスタ１７をオンさせて、コンデンサ
５を放電させるものである。Ｅはカウン夕であり、多段
フリップフロップ１８，カウント制御回路１９とインバ
ータバツフア２１より成り、多段フリップフロップ１８
は、Ｒ−Ｓフリツプフロツプの出力Ｑを入力とし、その
パルス入力Ｐが所定の数に達すると、その出力Ｑｎがロ
ーレベルよりハイレベルとなる。

カウント制御回路１９は出力Ｑｎが／・ィレベルとなっ
た後は、多段フリップフロッブ１８のカウント動作を停
止させ、出力Ｑｎを／・ィレベルに保持し、またリセッ
ト信号Ｒｅがローレベルとなると、多段フリップフロッ
プ１８のカウント動作を初期の状態（カウント数が零の
状態）とする働きをするものである。Ｆは駆動回路であ
り、抵抗２２，２３，トランジスタ２４，リレー２５，
ダイオード２６よりなり、カウンタＥがカウントアップ
（出力Ｑｎが／・ィレベルの状態）すると、リレー２５
をオフミせて、制御対象の負荷（図示していない）への
給電を停止させるものである。

次に動作を説明する。

今高設定電圧Ｖｄが抵抗６と７の接続点の電圧ＶＨと抵
抗７と８の接続点の電圧ＶＬの間の適当な値とし、時刻
ｔ。

に電源スイッチ２を投入すると、充放電電圧Ｖｃは、第
２図ａに示すように電源電圧Ｖ的に対して指数関数的に
増大していく。この充放電電圧Ｖｃが時刻りこ高設定電
圧Ｖｄに蓮、．すると、コンパレータ１１の出力則ちＲ
−Ｓフリツプフロツプ１３のセット入力Ｓが第２図ｂの
ごとくハイレベルよりローレベルとなる。これにより、
Ｒ−Ｓフリップフロツプ１３の出力Ｑが第２図ｄのよう
にハイレベルよりローレベルとなりトランジスタ１７が
オンし、コンデンサ５を放電させる。コンデンサ５の放
電により充放電電圧Ｖｃが高設定電圧Ｖｄよりも低くな
ってコンパレータ１７の出力がハイレベルとなっても、
出力Ｑがローレベルのままであるので、充放電電圧Ｖｃ
はより低くなり、時刻ら‘こ低設定電圧Ｖｉに達する。
するとコンパレー夕１２の出力即ちＲ一Ｓフリツプフロ
ップ１３のリセット入力Ｒが第２図ｃのごとく／・ィレ
ベルよりローレベルに反転し、出力Ｑがローレベルより
再びハイレベルとなり、トランジスタ１７がオフする。
コンデンサ５は充電動作となり、充放電電圧Ｖｃは低設
定電圧Ｖｉより高くなって、コンパレータ１２の出力が
ハイレベルとなっても、出力Ｑは変化せずハイレベルの
ままであるので、充放電電圧Ｖｃは上昇し、再び時刻ら
‘こ高設定電圧Ｖｄに達した後は前述と同様の動作がく
り返される。即ちこの動作で、Ｒ−Ｓフリップフロツプ
１３は、セット入力Ｓがハイレベルよりローレベルとな
った時刻よりリセット入力Ｒがハイレベルよりローレベ
ルとなるまでの間のみ、出力Ｑがローレベルとなるもの
で、この動作はコンデンサ５は急速に放電するため、極
めて短時間に行なわれ、充放電電圧Ｖｃが低設定電圧Ｖ
ｄに達するまでの時間に比し無視出来る程度である。こ
れは高設定電圧Ｖｄ＝Ｖｉのとき、充放電電圧Ｖｃが第
２図の特性Ｖｃしのごとくなる場合でも同様である。以
上のように発振動作が行なわれて、Ｒ−Ｓフリップフロ
ップ１３が出力Ｑを発するが、この出力Ｑが、多段フリ
ップフロップ１８に入力され、その入力パルスＰをカウ
ントする。

今この多段フリップフロップをｎ段とすると、２ｎ‐１
個目の入力パルスＰにより最終段のフリッブフロップが
ハィレベルの出力Ｑｎを発する。これにより出力Ｑｎは
ィンバータバツフア２１によりローレベルに変換されて
、トランジスタ２４をオフして、リレー２５をオフする
ことになる。今充放電電圧Ｖｃの周期をＴｓとすると第
２図ａよりＴｃ＝ｔ３−ｔ，であり、カウンタＥがカウ
ントアップする時間、即ちタイマー時間ＴはほぼＴ＝２
ｎ−１・Ｔｓ で与えらる。

結局時刻ｔ＝ｂでの電源スイッチ２投入後、第３図ａ，
ｂに示すように充放電電圧Ｖｃは図のように発振動作を
くり返し、その回数が２ｎ‐１に達した時刻ｔ＝。十Ｔ
でカゥンタＥがカウントアップし、出力Ｑｎによりリレ
ー２５をオフしてタイマー時間Ｔが終るものとなる。出
力Ｑｎがローレベルよりハィレベルに達すると前述の説
明のとおり、カウント制御回路１９の働きにより、充放
電電圧Ｖｃの発振動作にかかわらず、それ以後はカウン
ト動作をせず、出力Ｑｎはハィレベルに保持される。以
上の説明により、タイマー時間Ｔは、充放電電圧Ｖｃの
周期Ｔｓにより決定され、かつその周期Ｔｓは充放電電
圧Ｖｃが低設定電圧Ｖｉより、高設定電圧Ｖｄまで充電
される時間で決まることが明らかになった。

そこで次に第４図に用いて、その周期Ｔｓと高設定電圧
Ｖｄの関係を説明する。

図において、高設定電圧Ｖｄが最小のとき即ちＶｄ＝Ｖ
Ｌのとき、周期Ｔｓ＝ＴｓＬとなり、高設定電圧Ｖｄが
最大のとき、即ちＶｄ＝ＶＨのときは、周期Ｔｓ＝Ｔｓ
Ｈとなる。高設定電圧ＶｄがＶＬとＶＨの間のとき周期
ＴｓはＴｓＬとＴｓＨの間の値となる。ところでこの高
設定電圧Ｖｄの値は、可変抵抗器１０の沼動端子から与
えられるもので、ここで可変抵抗器１０の回転角ｏ（ス
ライド式の場合はスライド位置）に対する抵抗値の変化
特性を直線形（Ｂ特性）とすると、回転角度８１こ対し
て高設定電圧Ｖｄが直線的に変化し、第４図に示すよう
に０＝０％でＶｄ＝ＶＬ，０＝１００％でＶｄ＝ＶＨと
なる。従って第４図から明らかなように回転角度８に対
して周期Ｔｓが一義的に与えられ、周期Ｔｓに対してタ
イマー時間Ｔが比例するから、結局回転角度８に対して
、タイマー時間Ｔは第５図のような関係となる。

この関係は直線的ではないが一義的に与えられており、
回転角度８を与えることによってタイマー時間Ｔが決定
されることを示している。次に電圧設定回路Ｂにおける
固定抵抗器６，７，８，９と、固定抵抗器７に並列の可
変抵抗器１０の関係について説明する。

固定抵抗器６，７，８，９は通常その抵抗値のバラッキ
の許容値が小さいもの、例えば土１％あるいは土２％程
度のものが選ばれている。これに対して可変抵抗器１０
は抵抗値のバラッキの許容値が通常の土２０％（又は士
１０％）のものが使用されており、かつ固定抵抗器７の
抵抗値に対して十分大きな値のものである。このような
構成により、可変抵抗器１０の抵抗値が例えば土２０％
バラツキを生じても、固定抵抗器７との合成抵抗値のバ
ラッキとしては、十分４・さな値となり、この結果電圧
ＶＬ， ＶＬ及び低設定電圧Ｖｉのバラツキは十分小さ
な値となる。そこで、今この可変抵抗器１０の抵抗をＲ
ｖ（Ｑ）そのバラッキの許容値を±Ｋｖ（％）とし、固
定抵抗器７の抵抗値をＲＦ（０）、そのバラッキの許容
値を±ＫＦ（％）とし、これらの関係が、ＲＦ礼・器
‐‐‐‐‐‐（１）を満すように選定することによ
り、可変抵抗器１０がバラッキの許容値の最大限バラッ
キを生じた時、電圧ＶＬ，ＶＨ等の生じるバラツキが固
定抵抗器７の抵抗値がバラッキを生じた時の電圧ＶＬ，
ＶＨ等のバラッキに対して同等もしくはそれ以下となる
ため、特性上、このような構成によって、可変抵抗器１
０の抵抗値のバラッキを極めて軽減しえたことになる。

即ち、上述より明らかなように、コストの安い通常のバ
ラッキの可変抵抗器１０を用いながら、極めて精度の高
い構成が可能となるものである。

なお抵抗６，８，９は通常同一のバラッキの許容値のも
のを使用することが適当ではあるが、電圧ＶＨ， ＶＬ
及び抵設定電圧Ｖｉの比率によっては、必らずしも同一
でなくても良い。即ちそれらのバラッキによって生じる
電圧ＶＬ，ＶＨ等のバラッキの度合が一様であることが
合理的な設計と言えるものであり、例えば固定抵抗器８
，９をコストの安い±５％のバラッキの許容値のものを
使用しても特性上問題ない場合もあり、適宜選択して使
用することが望ましい。またこの電圧設定回路Ｂにおい
て固定抵抗器８はタイマー時間Ｔの最小値を与える働き
をするが、その抵抗値を極めて小さく、あるいは００と
すると、コンパレータ１１，１２のオフセット電圧や応
答速度の点で、発振動作が不可能となったり、あるいは
正常なタイマー時間Ｔが得られなくなることがあるため
、これらの問題が発生しない領域で設計することが必要
である。

ごて以上電圧設定回路Ｂにおける電圧ＶＬ，ＶＨ低設定
電圧Ｖｉのバラッキを最小限に押える方法を採ったが、
なお若干のバラッキを生じると共に、充放電回路Ａにお
いて、特にコンデンサ５の容量のバラツキにより、充放
電電圧Ｖｃの特に充電時の時間的変化にバラツキを生じ
て、タイマー時間Ｔがバラツキを生じることになるが、
これらのバラッキを給合的に補正するのが半固定抵抗器
４の働きである。

なおこの半間定抵抗器４は、製造工程や信頼性の点で、
適当な固定抵抗器を調整時に挿入する方法をとっても良
く、またコンデンサ５の容量のバラッキ（通常土１０〜
土２０％程度）があっても、他の部品によるタイマー時
間Ｔのバラッキが少ないため、全体として許容しうる精
度が得られる場合はこの半固定抵抗器４を省略すること
も可能である。次に他の実施例を第６図に示す。

図においてＡ′は充放電回路であり、抵抗２７，２９，
３０、温度補償用のダイオード２８、バラッキ補正用の
半固定抵抗器４、トランジスタ３１、コンデンサ５より
構成されており、トランジスタ３１の働きを利用してコ
ンデンサ５に常に定電流を流して充電すると共に、充放
電電圧Ｖｃを出力する。

Ｂ′は電圧設定回路であり、固定抵抗器７ａ及び７ｂが
可変抵抗器１０′を並列接続されていると共に、可変抵
抗器１０′のセンタータップ３２と、固定抵抗器７ａと
７ｂの接続′点とが接続されており、他は第１図の実施
例と同一である。なお固定抵抗器７ａ及び７ｂはここで
は同一の抵抗値を有するものである。Ｄ′はラツチ回路
であり、Ｒ一Ｓフリツプフロツプ１ ３と、ＮＡＮＤゲ
ート３３と抵抗１５，１６、トランジスタ１７より成る
。Ｒ−Ｓフリップフロップ１３は第１１図と同様の動作
をするものであり、ＮＡＮＤゲート３３は２つの入力の
いずれか一方又は両方がローレベルとなった時にトラン
ジスタ１７をオンさせて、コンデンサ５を放電させるも
のである。Ｅ′はカウンタであり、３４は多段フリップ
フロップ、３５は多段フリップフロップ３４の第１段目
のフリップフロップの出力Ｑ，の出力端子であり、３６
は多段フリップフロップ３４のリセット入力Ｒｅの端子
である。２１はインバータバッフアーである。

Ｃ及びＦは第１図と同一の電圧比較回路及び駆動回路で
ある。

次に動作を説明する。

運転スイッチ２を投入後、カウンタＥ′がカウントアッ
プするまではインバータバツフアー２１の出力はハイレ
ベルであるため、ラツチ回路Ｄ′のＮＡＮＤゲート３３
はＲ一Ｓフリツプフロツプ１３の出力Ｑがローレベルと
なる間だけトランジスタ１７をオンさせるから、第１図
と同様に発振動作が行なわれる。

充放電回路Ａ′はコンデンサ５への充電が定電流で行わ
れるため、充放電電圧Ｖｃは第７図のようになる。即ち
高設定電圧Ｖｄ＝ＶＨのときは、充放電電圧Ｖｃは図示
すＶｃＨとなり、Ｖｄ＝ＶＭのときはＶｃＭ，Ｖｄ＝Ｖ
ＬのときはＶｃＬとなる。即ち充放電電圧Ｖｃは、充電
時の電圧変化が時間に比例する特性となる。また充放電
電圧Ｖｃの放電時の時間、例えば図の（ｔ２−ｔ，）は
第１図の説明でも述べたように極めて短時間であるため
、結局発振の周期Ｔｓ（図のｔ３一ちまたはｔ４−らな
ど）は高設定電圧Ｖｄにほぼ比例した値となる。そして
、可変抵抗器１０′における回転角度８と電圧の関係は
第８図に示す通りのものとなる。

さて、このような発振動作がくり返されて、カウンタＥ
′の多段フリッブフロップ３４の出力Ｑｎがハイレベル
となると、インバータバツフアー２１の出力がローレベ
ルとなり、このためＮＡＮＤゲート３３の出力がハイレ
ベルとなってトランジスター７がオンの状態となり、コ
ンデンサ５は放電する。ＮＡＮＤゲート３３は、Ｒ一Ｓ
フリツプフロップ１３の出力Ｑの状態にかかわらず、出
力が／・ィレベルとなるから、コンデンサ５は放電され
たままでそれ以後充放電電圧Ｖｃが上昇することがなく
、発振動作が停止の状態で保持されることになる。従っ
て、以上のように発振動作が停止するまでの時間即ちタ
イマー時間Ｔは、前述の発振の周期Ｔｓに比例するから
、結局、第７図より、タイマー時間Ｔと可変抵抗器１０
′の回転角度８との関係は第８図のようになる。

図のごとくタイマー時間Ｔは回転角度８等に対して、直
線的な関係で与えられる。なお可変抵抗器１０′のセン
タータップ３２の働きとしては、可変抵抗器１０′の回
転角度のこ対する抵抗値の変化特性のリニアリティーに
バラツキを生じた時、タイマー時間Ｔにバラツキが発生
するのを軽減するため、センタータツプ３２の位置（回
転角度ａ＝５０％）での摺動機子よりの高設定電圧Ｖｄ
を、電圧ＶＨとＶＬの中間の電圧ＶＭに固定するものぇ
ある。固定抵抗器７ａ，７ｂと可変抵抗器１０′の関係
は、可変抵抗器１０′の抵抗値の１′２の値を前述の式
（１）における可変抵抗器の抵抗値Ｒｖとして、それぞ
れ式（１）が満足するように選定すれば、可変抵抗器１
０′の抵抗値のバラッキによるタイマー時間Ｔのバラツ
キを極めて軽減することができる。

なお電圧設定回路Ｂ′の高設定電圧Ｖｄ，低設定電圧Ｖ
ｉや充放電回路Ａ′のコンデンサ５等によるタイマー時
間Ｔのバラッキは、半固定抵抗器４により補正する。

この補正の場合、多段フリップフロツプ３４の第１段目
のフリップフロップの出力Ｑ，の周期（発振周期の２倍
）を計測しながら行なえばタイマー時間Ｔの補正を短時
間で行なうことが出釆る。もちろんコンデンサ５の充放
電電圧Ｖｃの発振周期を直接高インピーダンスの測定器
によって計測しても良い。次に第９図に本発明の長時間
タイマー装置の応用実施例を示す。

第９図において、３７は商用電源、３８はプッシュボタ
ン式の電源スイッチ、３９はリレー２５の常関の接点、
４０は負荷であり、調理機の場合、電気ヒータ、高周波
発生装置、ガス制御用電磁弁などの熱源又は熱源制御装
置である。

４１は低圧トランス、４２は整流用ダイオード、４３は
コンデンサ、４４は抵抗である。

４５はゼナーダイオードであり、ゼナーダイオード４５
の両端は直流電圧Ｖのを発生する。

４６は充放電回路、電圧比較回路、ラッチ回路、カウン
タよりなる回路であり、その出力により駆動回路リレー
２５を動作させる。

この構成で、まず電源スイッチ３８をオンすると、リレ
ー２５がオンして、その常開の接点３９が閉じその後電
源スイッチ３８を解放しても、負荷４０及び低圧トラン
ス４１に通電される。

そしてタイマー時間Ｔが経過すると、カウンタがカウン
トアップして、トランジスタ２４がオフして、リレー２
５もオフして、その接点３９が開となり負荷４０への給
電が停止される。これと同時に低圧トランス４１への給
電も停止されるため、リレー２５はその後全くオフ状態
となる。なおこの例では前述の第１図及び第２図で説明
したカウント制御回路１９及びＮＡＮＤゲート３３の動
作即ちタイマー時間Ｔが終了した後、カウンター８や３
４の出力状態を保持する働きは、必らずしも必要ではな
く、誤動作等の問題がなければ省略しうる。

以上本発明に基づく長時間タイマー装置を実施例により
説明したが、上述の実施例の他（１ー タィマー時間Ｔ
経過後駆動回路Ｆのリレー２５をオンさせ、それ以前オ
フの状態にさせることも容易に行える。

■ 可変抵抗器は回転式又はロータリー式のものであっ
ても良く、またその抵抗変化特性は必要に応じて選定す
れば良い。

（３｝ カウント制御回路１９，ＮＡＮＤゲート３３の
働きをなくして、くり返しカウントする構成にすれば、
タイマー機能ではなく、長時間の周期を有する発振回路
として容易に利用しうる。

以上の説明で明らかなように、本発明に基づく長時間タ
イマー装置は、【１）可変抵抗器を用いて自由にタイマ
ー時間を設定することが出来るもので、この可変抵抗器
の抵抗値のバラツキによるタイマー時間のバラツキを極
力軽減しうる構成であり、特性の向上，製造工程上の調
整の簡素化を図ることが出来る。

｛２） タイマー時間の可変範囲が十分大きくとれ、ま
た可変抵抗器の設定位置とタイマー時間の関係を比較的
自由に選定しうるなど、汎用性，操作性の向上を図るこ
とが出釆る。

など、精度，コスト，用途の面で優れた効果を発揮して
、工業上極めて有用なものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例にかかるタイマー装置の電気
回路図、第２図ａ〜ｄ，第３図ａ・ｂは同装置の動作説
明図、第４，第５図は同装置の特性図、第６図は本発明
の他の実施施例にかかるタイマー装置の電気回路図、第
７，第８図は第６図の実施例の特性図、第９図は本発明
に基づくタイマー装置を各種機器に適用した電気回路図
である。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・電源スイッチ
、Ａ…・・・充放電回路、Ｂ・・・・・・電圧設定回路
、Ｃ・・・・・・電圧比較回路、Ｄ・・・・・・ラッチ
回路、Ｅ・…・・カウンタ、Ｆ・・・・・・駆動回路、
１０・・…・可変抵抗器、１１，１２……コンパレータ
、１３……Ｒ−Ｓフリツプフロップ、１８・・・・・・
多段フリップフロップ、１９・・・・・・カウント制御
回路、２５・・・・・・リレー、３２・・・・・・セン
タータップ、４０・・・・・・負荷。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 図 〇 船 第７図 第８図 第９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源と、コンデンサの充放電を利用した発振回
   路と、前記発振回路の出力するパルスを入力とするカウ
   ンタとを備え、前記発振回路は前記直流電源より充電さ
   れる前記コンデンサを主体とする充放電回路と、前記直
   流電源に複数個の固定抵抗器を直列に接続し、かつ前記
   固定抵抗器の少なくとも１個に可変抵抗器をその全抵抗
   値を与える２つの終端子により並列接続すると共に、前
   記２つの終端子間の抵抗値に変化を与えない前記可変抵
   抗器の摺動端子より高設定電圧を出力し、前記複数個の
   固定抵抗器の接続点の一端より低設定電圧を出力する電
   圧設定回路と、前記高設定電圧と前記充放電回路の出力
   電圧とを比較する第１の電圧比較回路と、前記低設定電
   圧と前記充放電回路の出力電圧とを比較する第２の電圧
   比較回路と、前記第１の電圧比較回路の出力が反転した
   後、前記第２の電圧比較回路の出力が反転するまでの間
   、前記コンデンサを放電させると共に、パルス出力を発
   するラツチ回路により構成したことを特徴とするタイマ
   ー装置。 ２ カウンタが所定の出力を発した以後、発振回路が発
   振動作を停止するか、もしくは前記カウンタが前記発振
   回路よりの入力パルスのカウント動作を停止するように
   構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
   のタイマー装置。 ３ 電圧設定回路は、可変抵抗器の全抵抗値をＲｖ（Ω
   ）、そのバラツキの許容値を±Ｋｖ（％）とし、前記可
   変抵抗器と並列接続の関係にある固定抵抗器の抵抗値を
   Ｒ＿Ｆ（Ω）、そのバラツキの許容値を±Ｋ＿Ｆ（％）
   とするとき、Ｒ＿Ｆ≦Ｒｖ・（Ｋ＿Ｆ）／（Ｋｖ） なる関係を満足させたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項に記載のタイマー装置。 ４ ラツチ回路は、第１の電圧比較回路の出力をセツト
   入力，第２の電圧比較回路の出力をリセツト入力とする
   Ｒ−Ｓフリツプフロツプと、このＲ−Ｓフリツプフロツ
   プの出力が所定のレベルの時、充放電回路のコンデンサ
   の電荷を放電させるスイツチング素子とにより構成した
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のタイマ
   ー装置。