JPS6018193B2 - インバ−タ装置の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はィンバータ装置の制御方法に係り、特に交流電
動機等の駆動のために用いられる強制転流回路を有する
電流形ィンバータ装置に適用するに好適なィンバータ装
置の制御方法に関する。

第１図は一般に多く用いられている直列ダイオード形の
ィンバータ装置の回路構成図を示すもので、同図中１は
直流電源、２は直流リアクトル、３は主サイリスタ２１
〜２６、ダイオード３１〜３６、転流コンデンサ４１〜
４６から成るィンバータブリッジ、４は負荷電動機、６
はダイオードブリッジ、７はコンデンサ、８は抵抗をそ
れぞれ示すものである。かかる構成に於いて、直流電源
１から直流リアクトル２を介して、ィンバータブリツジ
３に供給された電力は、前記ィンバータブリツジ３でＵ
．Ｖ．Ｗの３相交流に変換され、負荷電動機４を駆動す
る。

なお、この場合の転流時の動作について説明するに、例
えば直流電源１から直流リアクトル２を通って平滑化さ
れた電流がィンバータブリッジ３の主サィリスタ２１、
ダイオード３１、負荷電動機４のＵ相、Ｗ相、ダイオー
ド３６、主サィリスタ２６を通じて流れている状態から
、Ｕ相に流れていた電流をＶ相に転流させる場合につい
て説明する。転流前の状態に於いて、転流コンデンサ４
１は第１図の樋性に充電されている。

この状態で主サィリスタ２２を点弧すると転流コンデン
サ４１の電圧により主サィリスタ２１はオフし、直流リ
アクトル２からの電流は主サィリスタ２２、コンデンサ
４１、ダイオード３１を通ってＵ相へと流れてコンデン
サ４１を第１図と逆極性に充電してゆく、この充電電圧
が電動機４のＵ−Ｖ相電圧を越えた時点で、ダイオード
３２が導通を開始し、コンデンサ４１と電動機４のィン
グクタンス分で共振回路が形成され、これに依りＵ相電
流が減少すると共にＶ相電流が増加し「 これが直流電
流ｌｏｃと等しくなった時点で、Ｕ相電流が零となりＶ
相への転流が完了する。かかる構成に於いては、電動機
４の負荷ィンダクタンス分のエネルギーが転流コンデン
サ４１を過充電するため、負荷端子電圧が過電圧になる
。

そして、これを抑制するために、ダイオードブリッジ６
を電動機４に至る負荷端子に接続すると共に大容量のコ
ンデンサ７を接続し、負荷インダクタンスのエネルギー
による過電圧を吸収し、コンデンサ７の函梅は抵抗８に
よって放電するか、または別に設けた図示しないインバ
ータにより電源１に回生する等の方法が探られる。しか
しながら、転流エネルギーの一部をコンデンサ７に蓄え
、これを別回路で放電する如き構成は、エネルギーの損
失になったり、エネルギー回生のために装置が高価にな
る等の欠点を有する。

これに対して、従釆から転流エネルギーをコンデンサに
蓄え、このエネルギーを再び転流に利用しようとする、
電流形のィンバータ装置が考えられて来た。第２図はか
かる電流形のィンバータ装置の回路構成図を示すもので
、同図中５は補助サィリスタブリッジ、５１〜５６は前
記補助サィリスタブリッジ５を構成する第１の補助サィ
リスタ、１１，１２は第２の補助サィリスタ、１３、１
４はチョツパ、１５，１６はダイオード、１７はコンデ
ンサをそれぞれ示すものである。

第２図の構成に於いて、可変の直流電源１から直流リア
クトル２を通って平滑化された電流は、主サイリスタブ
リツジであるインバータブリツジ３を介して交流に変換
され、負荷電動機４に供給される。

一方、ィンバータブリッジ３の交流端子と補助サィリス
タブリツジ５の交流端子は共通とされ、第２の補助サィ
リスタ１１及び１２はそれぞれ主サィリスタであるイン
バータブリツジ３と補助サィリスタブリッジ５の直流側
端子間を接続する。また、補助サィリスタブリツジ５の
直流側の各端子間にはチョッパ１３とコンデンサ１７（
又は補助直流電源）とチョッパ１４が直列に接続される
。又、ダイオード１５、ダイオード１６は、チョツパ１
３、チョツパ１４がオフした時に、コンデンサ１７が補
助サィリスタブリツジ５の直流側端子間に逆極性に穣続
される。なお、可変の直流電源１は３相交流電源を３相
純ブリッジで位相制御した直流などを用いる場合が多く
、またチョツパ１ ３，１４はＧＴ０（ＧａｔｅＴｕｍ
−ＯＦＦＴｈｙｎｓｔｏｒ）の他に、転流装置を傭えた
サィリスタチョッパ又はトランジスタ等を用いて構成し
てもよい。

以上述べた如き構成を有するィンバータ菱贋に於いて、
これに適用される従来の制御方法を第３図の波形図並び
に第４図の動作説明図に従って説明する。

ちなみに、第３図Ａは電動機４のＵ相電流ｌｕ、同Ｂは
電動機４のＶ相電流ｌｖ、同Ｃは電動機４のＷ相電流Ｉ
Ｗ、同Ｄは第２の補助サィリスタ１ １のオン、オフの
状態、同Ｅ‘まチョッパ１３，１４のオン、オフの状態
、同Ｆは第２の補助サィリスタ１２のオン、オフの状態
、同Ｇはコンデンサ１７の電圧Ｖｃ、同日は主サィリス
タ２１のオン、オフの状態、同１は第１の補助サィリス
タ５６のオン、オフの状態、同Ｊは主サイリスタ２２の
オン、オフの状態、同Ｋは主サィリスタ２６のオン、オ
フの状態、同Ｌは第１の補助サィリスタ５３のオン、オ
フの状態、同Ｍは主サィリスタ２４のオン、オフの状態
をそれぞれ示すものである。一方、第４図ａ，ｂ，ｃは
各制御条件下に於ける電流の状態を示すものである。時
刻ｔｃに於いて、主サィリスタ２１と２６がオンしてお
り、負荷である電動機４には第４図ａの矢印の方向にｌ
ｕなる電流が流れている。

この状態で、時刻ＬＩこ於いて第２の補助サィリスタ１
１をオンさせると同時にチョッパ１３，１４はオンさせ
、更に第１の補助サィリスタ５５をオンさせると、第４
図ｂの状態となり、コンデンサ１７は放電し、Ｖｃ低下
する。そして、時刻ら‘こ於いて負荷のＵ相の電流ｌｕ
は零となり、Ｖ相電流ｌｖは直流電流ｌｄと等しくなる
。時刻らとｔ３の間は主サィリスタ２１１こコンデンサ
ー７の電圧が逆方向に印加されるため、主サィリスタ２
１はターンオフする。次に、時亥山３に於いてチョツパ
１３，１４をオフすると、コンデンサー７はＶ相電流ｌ
ｖにより充電されコンデンサ電圧Ｖｃは上昇方向となる
。時刻りこ於いて主サイリスタ２２をオンすると、第２
の補助サィリスタ１１及び第１の補助サィリスタ５５に
はコンデンサ１７の電圧Ｖｃが分圧されて逆方向に印加
されるため前記各サィリス夕１１，５５はターンオフす
る。この状態は第４図Ｃに示す通りである。ところで、
第３図の波形図中、チョッパ１３，１４をオンしている
時間ＴＤ、即ち時亥比，からＴｔ３の間は、負荷電流の
変化、負荷の逆起電力変化を考慮して、転流期間、即ち
時亥比，から時刻ｔ２の間に比して充分長い時間に設定
する必要がある。

これは転流完了時刻比２が時熱比２を越えると転流失敗
につながることとなる為である。また、第１の補助サィ
リスタ５５から主サィリスタ２２への転流するタイミン
グは、コンデンサ１７が元の電圧になったことを検出し
て制御されるもので、これにより時刻しが決定される。

これは、転流時失ったコンデンサ１７の電荷をｔ３〜ｔ
４間で補充するためで、コンデンサ１７はその電圧Ｖｃ
が時刻ｔ４‘こ於いて時刻ｔ，の状態まで回復している
ので、次の転流を充分行なえる枕態で待機する事となる
。時刻舷５からげこついても同機にして電流は主サィリ
スタ２６から主サィリスタ２４へと転流する。

しかしながら、かかる制御方法は第３図から明らかなよ
うに、転流期間、即ち時刻ｔ，から時刻ｔ２の間に比し
て、時亥比２から時刻はこ至るまでの期間が比較的長く
、またコンデンサ１７の電圧Ｖｃを回復する迄の時間が
長く、従って商用周波数で運転する為にはコンデンサ１
７の電圧を負荷である。

電動機４の電圧の２倍程度に選定する必要がある。この
ため、主回路素子の耐圧は高く取る必要があり、装置構
成上経済的に不利である。即ち、時亥比，から時刻ら‘
こ至る転流期間は負荷電流並びに負荷ィンダクタンス分
に比例し、コンデンサ１７の電圧Ｖｃと負荷逆起電力と
の差に逆比例するので、転流期間を短縮するには負荷状
態に応じてコンデンサ１７の電圧Ｖｃを上昇させる必要
がある。そしてコンデンサ１７の電圧Ｖｃを上昇させる
と、負荷電流の転流時変化率も上昇し、負荷である電動
機の騒音が大きくなるという欠点の他に、負荷端子の転
流サージ電圧が上昇し巻線の耐圧を上げる必要がある等
の問題も生じる。従って、転流シーケンス完了迄の時間
をコンデンサ１７の電圧Ｖｃを上げないで短縮すること
により、ィンバー夕運転の周波数を上昇出来るィンバー
タ装置の制御方法に対する要求が強かった。従って本発
明の目的は上記従来技術の欠点を無くし、経済的に運転
周波数限度を高める事を可能としたィンバー夕装置の制
御方法を提供するにある。

更に詳細には、本発明は転流ェネルギ−蓄積用のコンデ
ンサの電流を検出して、転流モードを切換える事により
、転流期間を短縮した新規のィンバータ装置の制御方法
を提供するものである。

以下、図面に従って本発明を更に詳細に説明する。第５
図は本発明の一実施例に係るィンバー夕菱簿の制御方法
を実施するに好ましい制御ブロックの構成図を示すもの
で、同図中、１８，１９は電流検出器、６０Ｇま分周回
路、６１，６９はタイムディレィ回路、３２，６５は転
流モード発生器、６３はモード切換器、６４はパルス分
配器、６８はアンド回路、７川ま電圧検出器、７１は比
較器、６７は零電流検出器をそれぞれ示すものである。

以上述べた如き構成に於いて、以下にその動作を第６図
の波形図並びに第７図の動作説明図に従って説明する。

ちなみに第６図Ａはインバータ転流周波数もの信号、同
Ｂは電動機４のＵ相電流ｌｕ、同Ｃは電動機４のＶ相電
流ｌｖ、同Ｄは電動機４のＷ相電流１Ｗ、同Ｅは第２の
補助サィリスタ１１のオン、オフの状態、同Ｆはチョッ
パ１３，１４のオン、オフの状態、同Ｇは第２の補助サ
ィリスタ１２のオン、オフの状態、同日はコンデンサ１
７の電圧Ｖｃ、同１は主サィリスタ２１のオン、オフの
状態、同Ｊは第１の補助サィリスタ５５のオン、オフの
状態、同Ｋは主サィリスタ２２のオン、オフの状態、同
Ｌは第１の補助サィリス夕５３のオン、オフの状態、同
Ｍは主サイリスタ２４のオン、オフの状態、同Ｎは主サ
ィリスタ２６のオン、オフの状態、同０は零電流検出器
６７の出力し、同Ｐはタイムデイレイ回路６１の出力ｆ
Ｔｏ，、同Ｑはモード切換器６３の出力をそれぞれ示す
ものである。一方、第７図ａ，ｂ，ｃ，ｄは各制御条件
下に於ける電流の状態を示すものである。かかる構成に
於いて、分周回路６０はィンバ−タ転流周波数ら１こ対
応する信号を６相に分配してィンバータ周波数ｆに対応
する信号を出力するが、この出力はタイムデイレイ回路
６１を通じて遅延されｆＴｏ，として出力される。

前記分周回路６０並びにタイムディレィ回路６１の出力
は第１の転流モードＢを制御する第１の転流モード発生
器６２に入力される。前記第１の転流モード発生器６２
の出力信号はモード切換器６３を通じてパルス分配器６
４に与えられ、インバータブリツジ３、補助サィリスタ
ブリッジ５、第２の補助サィリスタ１１，１２、チョツ
パ１３，１４に対する制御信号ＣＮＴ変換され出力され
る。また、前記タイムディレィ回路６１の出力ｆＴｏ，
は第２の転流モードＡを制御する第２の転流モード発生
器６５の１入力とされると共にアンド回路６８の１入力
となる。

一方、電流検出器１８により検出された直流電流信号並
びに電流検出器１９により検出されたコンデンサ１７の
電流信号は、差電流検出器６６によりその差分を検出さ
れ、この差分信号は零電流検出器６７に入力される。前
記零電流検出器６７に於いては、入力差分信号が零にな
った事を検出する事により転流完了をチェックして、そ
の出力Ｌをアンド回路６８の他入力とする。前罰逓伝流
完了のチェック信号ｌｏを受けたアンド回路６８は、前
記タイムディレイ回路６１の出力をタイムディレィ回路
６９に与え、ここで更に遅れた波形の信号ｆＴｏ２を第
２の転流モード発生器６５に他の入力として与える。前
記第２の転流モード発生器６５出力信号は、モード切襖
器６３を経由してパルス分配器６４に与えられ、インバ
ータプリツジ３、補助サイリスタブリッジ５、第２の補
助サィリスタ１１，１２、チョッパ１３，１４に対する
制御信号ＣＮＴに変換され出力される。なお、電圧検出
器７０はコンデンサ１７の電圧Ｖｃを検出し、検出信号
を出力するが、この検出信号は比較器７１に於いて基準
値ＶＲ８Ｆと比較される。この比較の結果、コンデンサ
１７の電圧Ｖｃが基準値ＶＲ別より高い場合はモード切
換器６３はインバータ転流周波数ｆｏに同期して、第２
の転流モード発生器６５の出力をパルス分配器６４に与
え、逆にコンデンサ１７の電圧Ｖｃが基準値ＶＲＥＦよ
り低い場合はモード切換器６３はィンバー夕転流周波数
封。に同期して第１の転流モード発生器６２の出力をパ
ルス分配器６４に与える。上記の動作を第６図、第７図
並びに第４図に従って更に詳細に説明する。

ところで、第６図は第３図に示される制御方法と比較で
きるよう、時刻らでは主サィリスタ２１と２６がオンし
ている状態を示すものである。時刻Ｌ‘こおいて第２の
補助サィリスタ１１をオンさせると同時にチョツパ１３
，１４及び第１の補助サィリスタ５５をオンさせると、
第４図ａの状態から第４図ｂの状態に変化し、コンデン
サ１７は放電しコンデンサ電圧Ｖｃは低下する。

その結果、時刻ムーこおいて主サイリスタ２１の電流が
零となり負荷電流はｌｕからｌｖへと転流完了する。電
流検出器１８，１９の入力を受けている差電流検出器６
６の差分出力をチェックしている雰電流検出器６７によ
り零電流検出が行なわれ、その出力らが″１″即ち転流
完了が検出されると、主サィリスタ２１がターンオフす
る時間の後、即ち時情爪Ｄ２後のｔ４時点においてチョ
ッパ１３，１ ４をオフさせると同時に主サイリスタ２
２をオンさせる。この状態が第４図ｃの状態に相当する
。この時点において第２の補助サィリスタ１１と第１の
補助サィリスタ５５にはコンデンサー７の電圧が逆方向
に印加されるのですみやかにターンオフして転流シーケ
ンスは完了する。このように、コンデンサー７の電圧が
低下する転流モードを第２の転流モードＡと呼ぶことに
する。

次に、時刻ら‘こおいて、次の転流タイミングとなった
時、第２の補助サィリスタ１２をオンすると同時にチョ
ッパ１３，１４をオンさせ、第１の補助サィリスタ５３
をオンさせると、主サイリスタ２６に逆圧が印加されタ
ーンオフする。

この状態が第７図ａに相当し、電流ｌｗは矢印のように
流れる。次に、主サイリスタ２６がターンにオフするタ
イムディレィ時間ＴＤ後の時刻ｔ６において、チョツパ
１３，１４をオフすると同時に主サィリス夕２４をオン
させると電流ｌｗはコンデンサー７の電圧Ｖｃに逆って
流れるので時間とともに減少しｌｕが増加する。この状
態を第７図ｂに示す。この間コンデンサ１７は充電され
電圧Ｖｃは上昇する。その結果、時刻ｔ７においてｌｗ
が零となり、第２の補助サィリスタ１２と第１の補助サ
ィリスタ５３に逆圧が印加され、これらがターンオフし
て転流が完了する。このようにコンヂンサ電圧Ｖｃが上
昇するような転流モードを第１の転流モードＢと呼ぶこ
とにする。

なお、パルス幅変調制御を行う場合は、第４図ｃの状態
、即ち主サイリスタ２２、主サィリスタ２６が通電して
いる状態から第４図ａの状態にもどるシーケンスが存在
する。

このような転流を第１の転流モードＢで行う場合につい
ても説明すると、第７図ｃに示すように、第２の補助サ
ィリスタ１１、チョッパ１３，１４、第１の補助サィリ
スタ５５をオンさせると、主サイリスタ２２にコンデン
サ１７の電圧Ｖｃが逆圧として印放され主サイリスタ２
２はターンオフする。次に、第７図ｄに示すようにチョ
ツパ１３，１４をオフすると同時に主サイリスタ２１を
オンさせると、破線の矢印で示される電流が減少し、実
線の矢印で示される電流が増加し、転流完了した時点で
第４図ａの状態にもどる。以上述べた如く、コンデンサ
１７を放電する第２の転流モードＡとコンデンサー７を
充電する第１の転流モードＢを利用してコンデンサ１７
の電圧Ｖｃを制御しながらィンバータ装置を安定に制御
する状態を第８図の波形図に従って説明する。

ちなみに、第８図Ａはインバータ転流周波数ｆｏの信号
、同Ｂはコンデンサ１７の電圧、同Ｃは比較器７１の出
力、同Ｄはモード切襖器６３の状態をそれぞれ示すもの
である。第５図の電圧検出器７０‘こより検出されたコ
ンデンサ１７の電圧Ｖｃを基準値ＶＲ脚と比較器７１に
より比較し、第８図に示すようにＶＲ８Ｆ〉Ｖｃとなる
時刻ｔｏ〜ｔ，の間は、インバータ転流周波数ｆｏと同
期を取ってモード切換器６３はコンデンサ電圧を上昇さ
せる第１の転流モードＢに切換って、コンデンサ１７の
電圧Ｖｃは転流毎に上昇する。

次に、ＶＲＥＦ＜Ｖｃになった時点で、インバータ転流
周波数ｆｏに同期した時刻ｔ，においてコンデンサ電圧
を下降させる第２の転流モードＡに切換って、コンデン
サ１７の電圧Ｖｃは各転流毎に低下する。以上述べた如
く、第１、第２の各転流モードＢ，Ａを切換えながらコ
ンデンサ１７の電圧Ｖｃが一定になるような転流制御が
継続され、コンデンサ１７の電圧Ｖｃは一定値に制御さ
れる。なお、転流完了検出については、第６図の第２の
転流モードＡの部分を拡大した第９図の波形図に従って
説明する。ちなみに、第９図Ａは電動機４のＵ相電流ｌ
ｕ、同Ｂは電動機４のＶ相電流ｌｖ、同ｃは電流検出器
１８の出力、同Ｄは電流検出器１９の出力、同Ｅは差電
流検出器６６の出力、同Ｆは雫電流検出器６７の出力ｌ
ｏ、同Ｇはチョツパ１３，１４の状態、同日は主サイリ
スタ２２の状態をそれぞれ示すものである。今、時刻ら
１こおいて、チョツパ１３，１４がオンして転流が開始
する。

ここで直流電源１から電流検出器１８を通じて検出され
る直流電流が、第９図に示す如く一定と仮定すると、主
サィリスタ２１を通っていた負荷電流ｌｕは減少し、負
荷電流ｌｖは第２の補助サィリスタ１１からチョッバ１
３、コンデンサ１７、チョツパ１４、第１の補助サィリ
スタ５５の回路を介して増加し、この間の電流は電流検
出器１９により検出される。一方、差電流検出器６６は
、電流検出器１８の出力と電流検出器１９の出力の差を
検出し、その出力を零電流検出器６７に与える。雫電流
検出器６７は前記差電流検出器６６の出力が零になった
こと、即ち転流が完了し直流電流がィンバ−タブリッジ
３からコンデンサ１７の回路に移行したことを検出し、
これをロジックレベルの信号ｌｏとして出力する。零電
流検出後一定時借財Ｄ２が経過した後、即ち主サィリス
タ２１がターンオフする充分な時間が経過した後、先に
も説明した如く、チョッパ１３，１４をオフさせ、同時
に主サイリスタ２２をオンさせて第２の転流モードＡを
完了する事となる。更に、第１の転流モードＢに於いて
、第６図に示すような動作を行なわせるに当っては、第
５図に示す如く、転流毎に分周回路６０から出力される
６０ｏ毎の出力ｆと、この出力ｆをタイムデイレィ回路
６１に入力して、時間ＴＤ，だけ遅れて得られる信号ｆ
Ｔ。

，のみで転流モード信号を発生させることが出来る。ま
た、第６図より明らかなように、時刻ｔ５〜ｔＢの間で
は負荷電流が変化しない。

即ち、負荷転流が開始しない程度の遅れ時間ＴＤ，が設
定されているもので、第２の転流モードＡについてもこ
の遅れ時間ＴＤ，を持たせてやり、第６図にも示す如く
第２の転流モードＡと第１の転流モードＢの転流遅れ時
間を合わせるよう工夫している。一方、零電流検出につ
いては、ィンバータブリッジ３の直流側、即ち主サィリ
スタ２１，２２，２３のアノード側の共通点と、主サィ
リスタ２４，２５，２６のカソード側の共通点にそれぞ
れ電流検出器を接続し、それぞれの零電流検出を行って
論理和を取る事によってこれを行っても同様効果を得る
事が出来るものである。

また、上記実施例は３相のィンバータ装置を例にとつて
説明したが、本発明の実施はこれに限定されるものでは
なく、単相、多相、多重インバータ装置についても同機
に適用し得るものである事は云うまでもない。

以上述べた如く、本発明に依れば、転流エネルギー蓄積
用のコンデンサの電圧が一定になるよつ、コンデンサを
充電する転流モードとコンデンサを放電する転流モード
を切換え制御しているので、転流電圧が一定となり、安
定な転流が行なわれ、しかも転流エネルギーが負荷に帰
還されるので効率が向上する等の利点があるばかりでな
く、転流完了をチェックして次のシーケンスに進む方法
を採用しており、またコンデンサ電圧を一つの転流モー
ドで回復させる必要がなく、従って転流シーケンスの時
間が著しく短縮出来るため、高い周波数で運転する事が
可能となり、更に、コンデンサ電圧を下げられる事から
主回路素子の耐圧を下げられるばかりでなく、負荷に加
わるサージ電圧が低下し、また、電流変イＧ率が下がる
事から、騒音が低下する等の利点をも有するィンバータ
袋暦の制御方法を得ることが出来るものである。

更に、本発明に依れば、２種の転流モードにおける負荷
の電流位相を合わせる様な制御方法を採用しているので
直流分が発生せず、従って、効率を向上させる事が出来
、また、転流完了チェックを直流電流とコンデンサ電流
の差、またはインバータブリッジの直流母線の２個所の
電圧差から雰電流検出を行い、これに基き次の転流シー
ケンスに進めているので「転流失敗のない安定なィンバ
ータ運転を行う事を可能ならしめたィンバータ装置の制
御方法をも得る蔓が出来るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列ダイオード形のィンバータ装置の回
路構成図、第２図は電流形ィンバータ装置の回路構成図
、第３図Ａ〜Ｍは従釆のィンバータ装置の制御方法を説
明するための各部の波形図、第４図ａ〜ｃは従来のィン
バータ装置の制御方法を説明するための動作説明図、第
５図は本発明の一実施例に係るインバータ装置の制御方
法を実施するに好ましい制御ブロックの構成図、第６図
Ａ〜Ｑは第５図の構成の動作を説明するための各部の波
形図、第７図ａ〜ｄは第５図のィンバータ装置の制御方
法を説明するための動作説明図、第８図Ａ〜Ｄは第５図
のィンバータ装置の制御の状態を説明するための波形図
、第９図Ａ〜日‘ま第６図の第２の転流モードの部分の
拡大波形図である。 ３・…・・ィンバ−タブリツジ、５・・・…補助サィリ
スタブリッジ、１１，１２・・・・・・第２の補助サィ
リスタ、１３，１４……チョツパ、１７……コンデンサ
、１８，１９・・・・・・電流検出器、６０・・・…分
周回路、６１，６９……タイムデイレイ回路、６２，６
５…・・・転流モード発生器、６３・・…・モード切換
器、６４・・・・・・パルス分配器、６７・・・・・・
零電流検出器、７１・・・・・・比較器。 第１図 第２図 第３図 第４図 第７図 第５図 第６図 第８図 第９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流母線に接続されるインバータブリツジと、前記
   インバータブリツジと交流端子を共通とする補助サイリ
   スタブリツジと、第１のスイツチング回路を介して前記
   補助サイリスタブリツジの直流端子間に接続されるコン
   デンサと、前記補助サイリスタブリツジの直流端子のそ
   れぞれを前記直流母線に接続する第２のスイツチング回
   路とを有するインバータ装置の制御方法において、前記
   コンデンサの電圧を検出して基準電圧と比較し、前記コ
   ンデンサ電圧が基準電圧よりも低い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを充電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御し、前記コン
   デンサの電圧が基準電圧よりも高い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを放電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御することを特
   徴とするインバータ装置の制御方法。 ２ 直流母線に接続されるインバータブリツジと、前記
   インバータブリツジと交流端子を共通とする補助サイリ
   スタブリツジと、第１のスイツチング回路を介して前記
   補助サイリスタブリツジの直流端子間に接続されるコン
   デンサと、前記補助サイリスタブリツジの直流端子のそ
   れぞれを前記直流母線に接続する第２のスイツチング回
   路とを有するインバータ装置の制御方法において、前記
   コンデンサの電圧を検出して基準電圧と比較し、前記コ
   ンデンサ電圧が基準電圧よりも低い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを充電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御し、前記コン
   デンサの電圧が基準電圧よりも高い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを放電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御すると共に、
   前記コンデンサの充電時の転流開始遅れ時間に相当する
   遅延時間を設定し、前記コンデンサの放電時の転流に前
   記遅延時間を持たせるように前記インバータブリツジ、
   前記補助サイリスタブリツジを制御することを特徴とす
   るインバータ装置の制御方法。 ３ 直流母線に接続されるインバータブリツジと、前記
   インバータブリツジと交流端子を共通とする補助サイリ
   スタブリツジと、第１のスイツチング回路を介して前記
   補助サイリスタブリツジの直流端子間に接続されるコン
   デンサと、前記補助サイリスタブリツジの直流端子のそ
   れぞれを前記直流母線に接続する第２のスイツチング回
   路とを有するインバータ装置の制御方法において、前記
   コンデンサの電圧を検出して基準電圧と比較し、前記コ
   ンデンサ電圧が基準電圧よりも低い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを充電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御し、前記コン
   デンサの電圧が基準電圧よりも高い時は、前記インバー
   タブリツジの転流毎に前記コンデンサを放電するように
   前記第１、第２のスイツチング回路を制御すると共に、
   前記直流母線電流と前記コンデンサ電流を比較して転流
   完了を検出し、これに対して一定の遅延時間後に次の転
   流が開始するように前記インバータブリツジ、前記補助
   サイリスタブリツジを制御することを特徴とするインバ
   ータ装置の制御方法。