JPS60167502A - 高周波用負荷 - Google Patents
高周波用負荷Info
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- JPS60167502A JPS60167502A JP59270565A JP27056584A JPS60167502A JP S60167502 A JPS60167502 A JP S60167502A JP 59270565 A JP59270565 A JP 59270565A JP 27056584 A JP27056584 A JP 27056584A JP S60167502 A JPS60167502 A JP S60167502A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/04—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant in circuits having distributed constants, e.g. having very long conductors or involving high frequencies
- G01R27/06—Measuring reflection coefficients; Measuring standing-wave ratio
-
- H—ELECTRICITY
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- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
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-
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- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
- H01P5/20—Magic-T junctions
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明はラジオバンド(R,F、)等の高周波域で使用
するネッI・ワーク・アナライザに関し、特にベクトル
測定及び時間ドメイン反射率測定を行う広帯域の高周波
方向性ブリッジに使用する高周波用負荷に関する。
するネッI・ワーク・アナライザに関し、特にベクトル
測定及び時間ドメイン反射率測定を行う広帯域の高周波
方向性ブリッジに使用する高周波用負荷に関する。
周波数ドメインでの回路の特性を知る事は電子回路の設
計においても試験においても基本的な事項である。ゲイ
ンと位相対周波数特性及び各回路の入出力インピーダン
スを知るだけで、目標とする性能を満たし得る完全な装
置を組み立てることができる。近年、構成部品及び回路
の性能を特徴づけるネットワーク・アナライザの開発に
かなりの進歩が見られた。ゲインまたは損失、位相、反
射係数を周波数に対してプロットすることにより、これ
らの装置は電子技術者に回路及び構成部品の挙動を実際
的に見せてくれた。そのうえ、更に良好な計算装置及び
帯域幅の広い装置を用いれば、時間ドメインの反射率測
定は更に利用しやすくなり回路の挙動を更によく見るこ
とができるようになって、設計が一層精密に行えるよう
になる。このことから逆に、これらの設計によりシステ
ムの性能要件が一層緊密になり、たとえば、通信チャン
ネルが高密度になり、その結果、更に良好な測定装置が
要求されるようになった。 このような測定装置の心臓部には、たとえば、被試験装
置(D、U、T )のSパラメータを測定するために、
入射信号から反射され伝送された信号を分離する方向性
ブリッジがある。前記ブリッジを第10図に示す。ここ
ではこの装置は、一般的に高周波入力に対して対称で、
抵抗器R1とR2との抵抗値は互いに等しく、その値は
負荷抵抗器ROと等しく、ずなわち、R1= R2=
ROである。装置は一般的には基準ポートRと試験ポー
トTとの間の平衡不平衡変成器Bとを用い、成端抵抗器
R3= ROの条件の下で信号を抽出する。ただし、実
際問題として、第10図の回路は高度に理想化しである
。平衡不平衡変成器Bと成端とを等価の現実的インピー
ダンスに置き換えると、このような装置を構成する困難
さは容易に明らかになる。対応する等価回路を第2に示
す。ここで、前記同様、R1= R2= ROである。 ただし、測定を満足に行うには、次の要求事項が満たさ
れなければならない。(1)寄生分路インピーダンスZ
BとZCとは非常に大きくなければならない、すなわち
、ZB>l?o及びZC> ZD、U、T、。ただし、
ZD、U、Tは被試験装置のインピーダンスである。 (2)ZBとZCとは極めて良く平衡していなげればな
らない、すなわち、正確にZB= ZCでなければなら
ない。あるいは、(312BとzCとは上記(1)と(
2)との折衷案である成る関係を満足しなければならな
い。帯域幅が数オクターブ以下に限定されている測定装
置の場合には、これらの条件は普通は極端な対策なしに
満足することができる。しかし、1〜2GI+2以上で
は、約1にΩを越える広帯域インピーダンスを作ること
は非常に困難になる。それは周波数の増加と共にインピ
ーダンスが急速に減少するからである。したがって、周
波数が高くなると二つのインピーダンスを平衡させるた
めの厳しい条件が課される。その結果、たとえば45M
l1zから26.5GIlzまでの全範囲にわたる、非
常に広帯域幅の装置では、現在の技術を用いてこのよう
な高いインピーダンスまたはこのように精密な平衡を作
り出すことは物理的に不可能である。それにもかかわら
ず、広帯域方向性ブリッジは回路パラメータの特性を測
定するために広帯域掃引器を用いる自動化試験機器には
非常に望ましいものであると共に、正確な時間ドメイン
の反射率測定に対してフーリエ変換を行う場合には特に
重要である。このフーリエ変換の技術は複雑な設計問題
を解く上で極めて有用である。現在まで、不平衡寄生イ
ンピーダンスの影響を受けずに、前記のような広い帯域
にわたり所望の差信号を取り出すことは実際的に困難で
あった。
計においても試験においても基本的な事項である。ゲイ
ンと位相対周波数特性及び各回路の入出力インピーダン
スを知るだけで、目標とする性能を満たし得る完全な装
置を組み立てることができる。近年、構成部品及び回路
の性能を特徴づけるネットワーク・アナライザの開発に
かなりの進歩が見られた。ゲインまたは損失、位相、反
射係数を周波数に対してプロットすることにより、これ
らの装置は電子技術者に回路及び構成部品の挙動を実際
的に見せてくれた。そのうえ、更に良好な計算装置及び
帯域幅の広い装置を用いれば、時間ドメインの反射率測
定は更に利用しやすくなり回路の挙動を更によく見るこ
とができるようになって、設計が一層精密に行えるよう
になる。このことから逆に、これらの設計によりシステ
ムの性能要件が一層緊密になり、たとえば、通信チャン
ネルが高密度になり、その結果、更に良好な測定装置が
要求されるようになった。 このような測定装置の心臓部には、たとえば、被試験装
置(D、U、T )のSパラメータを測定するために、
入射信号から反射され伝送された信号を分離する方向性
ブリッジがある。前記ブリッジを第10図に示す。ここ
ではこの装置は、一般的に高周波入力に対して対称で、
抵抗器R1とR2との抵抗値は互いに等しく、その値は
負荷抵抗器ROと等しく、ずなわち、R1= R2=
ROである。装置は一般的には基準ポートRと試験ポー
トTとの間の平衡不平衡変成器Bとを用い、成端抵抗器
R3= ROの条件の下で信号を抽出する。ただし、実
際問題として、第10図の回路は高度に理想化しである
。平衡不平衡変成器Bと成端とを等価の現実的インピー
ダンスに置き換えると、このような装置を構成する困難
さは容易に明らかになる。対応する等価回路を第2に示
す。ここで、前記同様、R1= R2= ROである。 ただし、測定を満足に行うには、次の要求事項が満たさ
れなければならない。(1)寄生分路インピーダンスZ
BとZCとは非常に大きくなければならない、すなわち
、ZB>l?o及びZC> ZD、U、T、。ただし、
ZD、U、Tは被試験装置のインピーダンスである。 (2)ZBとZCとは極めて良く平衡していなげればな
らない、すなわち、正確にZB= ZCでなければなら
ない。あるいは、(312BとzCとは上記(1)と(
2)との折衷案である成る関係を満足しなければならな
い。帯域幅が数オクターブ以下に限定されている測定装
置の場合には、これらの条件は普通は極端な対策なしに
満足することができる。しかし、1〜2GI+2以上で
は、約1にΩを越える広帯域インピーダンスを作ること
は非常に困難になる。それは周波数の増加と共にインピ
ーダンスが急速に減少するからである。したがって、周
波数が高くなると二つのインピーダンスを平衡させるた
めの厳しい条件が課される。その結果、たとえば45M
l1zから26.5GIlzまでの全範囲にわたる、非
常に広帯域幅の装置では、現在の技術を用いてこのよう
な高いインピーダンスまたはこのように精密な平衡を作
り出すことは物理的に不可能である。それにもかかわら
ず、広帯域方向性ブリッジは回路パラメータの特性を測
定するために広帯域掃引器を用いる自動化試験機器には
非常に望ましいものであると共に、正確な時間ドメイン
の反射率測定に対してフーリエ変換を行う場合には特に
重要である。このフーリエ変換の技術は複雑な設計問題
を解く上で極めて有用である。現在まで、不平衡寄生イ
ンピーダンスの影響を受けずに、前記のような広い帯域
にわたり所望の差信号を取り出すことは実際的に困難で
あった。
本発明は、高周波且つ広帯域で使用し得る高精度な高周
波用負荷を提供することを目的とする。
波用負荷を提供することを目的とする。
本発明の実施例によれば、高周波マイクロ波ホイースト
ン・ブリッジ成端とこれに使用できる精密な成端との設
計が提示される。 精密成端は非常に広い範囲の周波数にわたりインピーダ
ンスが実質的に一定で、反射減衰量は1G11zから2
6.5Gllzまでは40dB以下、45M1lzから
1611zまでは34dB未満である。成端は別箇の三
つの部分から成っている。第1の部分は内部は比較的損
失のない誘電体のテーパ、外部は損失の多い物質のテー
パを有し、この組合せによって一層高い周波数でインピ
ーダンスが一定となる連続負荷要素が構成される。この
第1の連続テーパ部分は誘電負荷となるが、それ自身高
い周波数の成端として役立っている。ただし、この第1
部分には更に二つのテーパ部があって、これは階段状テ
ーパを成しこの第1部分の帯域幅を拡げている。精密成
端の第2部分は前記テーパ部に取り付けた集中負荷から
構成される。第3の部分は前記テーパ負荷の反対側に前
記集中負荷に取り付けられたフェライト・ビードの分布
負荷から成っている。 ホイーストン・ブリッジは試験ポートの反射減衰量が4
5Ml1zから26.5GIlzまでの全周波数範囲に
わたり20dll以下である超小型回路から構成されて
いる。各種ボート(すなわち、試験ポート、反射ボート
、及び基準ボート)間のインピーダンスは50オームで
、このように反射減衰量が小さいのはボート・間の各腕
の電路長を最高周波数の波長の0.1以下にしてえるこ
とによるものである。
ン・ブリッジ成端とこれに使用できる精密な成端との設
計が提示される。 精密成端は非常に広い範囲の周波数にわたりインピーダ
ンスが実質的に一定で、反射減衰量は1G11zから2
6.5Gllzまでは40dB以下、45M1lzから
1611zまでは34dB未満である。成端は別箇の三
つの部分から成っている。第1の部分は内部は比較的損
失のない誘電体のテーパ、外部は損失の多い物質のテー
パを有し、この組合せによって一層高い周波数でインピ
ーダンスが一定となる連続負荷要素が構成される。この
第1の連続テーパ部分は誘電負荷となるが、それ自身高
い周波数の成端として役立っている。ただし、この第1
部分には更に二つのテーパ部があって、これは階段状テ
ーパを成しこの第1部分の帯域幅を拡げている。精密成
端の第2部分は前記テーパ部に取り付けた集中負荷から
構成される。第3の部分は前記テーパ負荷の反対側に前
記集中負荷に取り付けられたフェライト・ビードの分布
負荷から成っている。 ホイーストン・ブリッジは試験ポートの反射減衰量が4
5Ml1zから26.5GIlzまでの全周波数範囲に
わたり20dll以下である超小型回路から構成されて
いる。各種ボート(すなわち、試験ポート、反射ボート
、及び基準ボート)間のインピーダンスは50オームで
、このように反射減衰量が小さいのはボート・間の各腕
の電路長を最高周波数の波長の0.1以下にしてえるこ
とによるものである。
本発明の高周波用負荷を使用したブリッジ装置の等価回
路を第3図に示す。第3図の例は、高い分路インピーダ
ンスや微妙な平衡調節の必要のない高周波成端ホイート
ストン・ブリッジである。 第3図において、各要素は第2図のものと同じである。 ただし分路インピーダンスzCは本質的に除かれており
ZBはROになっている。ここでROは考えている周波
数を通じて一定のインピーダンス(例えば、50Ω)で
あり、したがって、別の抵抗器は必要なく、平衡したブ
リッジが得られる。この構造を用いれば、簡単な回路解
析により終端接続されたインピーダンスZAの両端に発
生するフローティング電圧VTはり、U、T、の反射係
数に比例する。 スカシ・ブリッジの内蔵検出器はフローティング高周波
電圧VTを非平衡終端されたり、C出力に変えることは
容易であるが、第3図のベクトル・ブリッジははるかに
一層厳しい挑戦に直面している。 このブリッジは、ブリッジの微妙な対称性とインピーダ
ンス・レベルとを壊すことなく、フローティング高周波
信号を取り出してこれを非平衡終端されたベクトル検出
システムへ供給しなければならない。このため、ROは
考えている全周波数範囲、本実施例では一般に45Ml
1zから26.5Gllzまでを通じて平坦な周波数特
性を有する精密な要素でなければならない。前記の如く
極めて広い帯域幅にわたってこのようにインピーダンス
を一定にするには、ROは一般的には第4図に示すよう
な複合システムとなる。図示のように、ROには三つの
別々の要素がある。第1はROIであるが、基準ポート
Pでの信号がRO以外の分路インピーダンスを見ないよ
うにする高い周波の分布負荷である。分離されたことに
ならない絶縁集中抵抗器とは違って、前記分布負荷は受
入可能な大きさの絶縁が得られるように作ることができ
る。しかしながら、このような絶縁には考えている周波
数で分路インピーダンスが導入されないようにするには
単位長あたり充分な損失がなければならないことになる
。負荷の長さに沿って20乃至25dBの損失(40な
いし50dBの絶縁)があればブリッジが不平衡になら
ないようにするには一般に充分である。 基準インピーダンスの第2段RO2はRotの端に配設
された集中負荷であって、分布負荷ROIの損失で絶縁
を達成するには不充分な一層低い周波数で成端となる。 この低い周波数で寄生分路インピーダンスの生ずるのを
避けるため、フェライト・コア(平衡不平衡変成器)で
成る第3段RO3を不可して分路のリアクタンスを高く
しておく。l?02とRO3とのインピーダンスの大き
さはその組合せ並列インピーダンスがROに等しくなる
ように選定する。その理由はROIは低い周波数では透
明だからである。 この構造の他の重要な特徴はその三軸的性格にある。す
なわち、同軸導電シースC2の内側に中心導体CIを備
えておな、シースC2は第2の同軸導体C3の内部にあ
る。ベクトル・ブリッジの入力と検出ポートとは機能的
に交換可能であるから、他の0 ボートが反射信号を取り出している間に任意のどのボー
トをも駆動することができる。したがって、第4図に示
すものの方向を反転し、平衡不平衡変成器端RO3から
駆動すれば、試験ポートTは中心導体CIによりり、C
バイアスをかけることができる。 たとえば、D、U、Tのトランジスタと1.C,とに電
力を供給することができる。このような反射率測定器の
設計の概要図を第5八図に示す。ここでは平衡不平衡変
成器BとR”とは基準インピーダンスROを表わしてい
る。システムは高周波型カスプリ・7り11を介して電
力を受け、基準信号を供給すると共にブリッジに電力を
供給するblはボー1−Tの信号に対応し、b2はり、
U、Tを通して伝達された後の信号に対応する。 ベクトル比bl/atは入力反射係数に比例するがb2
/alはり、11.Tの透過係数に比例する。また、D
。 Cブロック12があって、基準インピーダンスI?Oの
中心導体にバイアス人力13によって加えられるバイア
ス電圧から高周波電力入力を絶縁している。 第5B図に示すのは特に自動高周波ネットワーク・11 アナライザに採用される。反射/透過試験装置である。 本発明の一実施例によるブリッジ装置と付随すま精密広
帯域不可との実用的な配置を第6図にある程度分解した
図で示しである。このシステムは反射ポート間の電気的
接続をするブリッジ超小型回路6 (第6八図に拡大し
て示す)を備えているブリッジ組立体ハウジング1と、
試験ボート60及び基準ボート602とから構成されて
いる。ハウジング1には調節可能なばね不可先端接地板
2も入っている。基準負荷の高周波部分をマイクロ波の
基準ポート602に接続する同軸組立体3をも示しであ
る。これはl?o1の中心同軸10から基準ポート60
2の中心同軸7までテーパで変換することにより達成さ
れ(第6B図に示す)、これにより内部テーパ9と外部
テーパ8とを用いて超小型回路6にその変換結果が加え
られる。基準負荷ROIの分布部分の他端には集中負荷
+102があってこれは61.5Ωの抵抗器22内部導
体24と外部導体23とから構成されている。集中負荷
RO2にビード21のような一連のフェライト・ビーズ
から構成される装置れた平衡不平衡変成器部RO3が取
付けられている。 RO3のインピーダンスは50ΩのRO2と組合せて分
路インピーダンスとなるようにするため一般に約285
Ωに選定する。 平衡不平衡変成器R03は機械的歪を除去する目的で典
型的には単一ループに形成され、その周りに衝撃から保
護するためポリウレタン・ホームのパ・ノド26が形成
されている。同軸組立体16は高周波入力とD.Cバイ
アスとを接続し、9荷1?02とR03との位置を負荷
被覆組立体17の中に安定させるためグロメツト5を使
用している。 第1図に示すのは分布負荷ROIと集中負荷RO2との
分解拡大図である。説明の目的で、先に説明していない
要素にはすべて700番台の番号をつけて第1図および
第7A〜第7F図の要素と関連づけることにする。要素
701は底部接地板で一般的にはアルミニウム製であり
、3軸構造の分布負荷材料を収容する溝を備えている。 テーパ付負荷711と712とは約8Gllzより高い
周波数に対して定インピ3 ーダンスの分布負荷となるが、負荷711および713
〜740とを平衡させるのは中間の周波数範囲で周波数
特性を平らにするためである。第7八図に示すように、
テーパ付負荷711と71とは物理的に結合して安定な
はめ合いを成している。テーパ付負荷711は相対誘電
率が約2.54の橋かけポリスチレンのような比較的損
失の無い物質(たとえば、エマージン・アンド・カミン
グ社(Emerson h Cum−ing)製のST
YCAST 0005)から構成されているから、分布
負荷は誘電体である空気によるのではなく前端に誘電的
に負荷される。この誘電的負荷は集中負荷との間で希望
する整合特性を得る際に非常に重要である。テーパ付負
荷711の全端で好ましい直径は約0.036cm (
0.1497inch)であり、一方遠端では好ましい
直径は約0.202cn+ (0.0797inch)
である。テーパ付負荷711の好ましい長さは一般に約
4.98cm (1.959 inch)でテーパは前
端から約0.58cm ( 0.23inch>のとこ
ろから始まる。 テーパ付負荷712はエマージン・アンドカミング社製
のMP112のような機械加工可能な損失の多い4 材料から構成れる。表lに肝112の電磁特性を周波数
の関数として掲げる。ここで、複素誘電率を(K’−j
−K“− tanD)とすれば、複素透磁率は、(M’
−j−M“・ tanM)で与えられる。 分布負荷、すなわち負荷13から40までの平衡は、負
荷が階段状テーパの場合を除き、このテーパ付負荷の概
念を通じて得られる。一般に階段状テーパ終端の帯域幅
は比較的狭く寸法の決定はきわどい。しかしながら、損
失の多い負荷を多数階に使用する(すなわち、多数負荷
)ことによって帯域幅を増大させることができると同時
に分布負荷部分の全体の長さを減らすことができる。更
に、損失の多い負荷を使用すれば、連続する負荷の後続
損失が負荷間の境界であいまいな反射をする傾向がある
ため、構造が買入になる。第1図に示したように、第1
の階段状テーパで、内部負荷713、715、717、
及び負荷スペーサ720は代表的にはSTYCAST
0005で構成されるが、外部負荷714 、716、
718、及び719、と内部負荷721 、?23 、
725、727、729、731、733、735、お
よび73715 とは一般的にはMF]12材で構成される。第2の階段
状テーパは負荷722で始まり負荷740まで続くが、
負荷722.724.726.72B 、730.73
2.734.736.738.739 、および740
はエマージン・アンド・カミング社で生産され損失が本
質的にMF112より大きい材料MF]24で構成され
ている。 表IにMF124の電磁特性をも周波数の関数として掲
げである。MPLL2とMF124とは5TYCAST
0005と同じ母材中に損失の多い物質を混ぜ合わせ
たものであるため選択される。したがって、損失の多い
要素の損失がほとんど効かない低周波域では外部テーパ
は内部テーパと似るため、効果のある部分と集中負荷成
端とは共に基準インピーダンスと本質的に整合する。表
■はそれぞれの負荷の内径と外径とのリストである。各
負荷の直線寸法は約0.635cm (0,25inc
h)である。ただし負荷719は長さ約0.584 c
m (0,230inch )であり負荷719は負荷
スペーサ720と組んで全体で0.635cm (0,
25inch)になる。第1.7A、7B図に示したと
おり、負荷は中心導体705と密接して数珠状になって
いる。中心導体705の直径は0.120cm (0,
0474inch)である。 保持負荷710から740までには所定lに可変先端接
地板741があり、一般的には金めつきを施したベリリ
ウム銅から構成され、幅Wは約0.602cm(0,2
37inch > 、奥行りは約0.50cm (0,
197inch)、長さしは約14.57cm (5,
7351nch)である。 (第1図および第7D図参照)。接地板741の先端に
ある穴によりプレス・ブロック748が先端面から突出
することができ、先端接地板74】の下部フランジと接
触している導電シュー747と接触できるようになって
おり、これらを負荷要素に確実に接触するように押しつ
げている(負荷の外面上の先端接地板741の変形を示
す断面については第7C図を参照)。プレス・ブロック
748の力は頂部ハウジング753に取付けられている
止めねじ755と756とで与えられる。先端接地板7
41を介して個々の負荷要素を調整する機能は、階段テ
ーパ付負荷は磁気特性および誘電特性の小さな変化に特
に敏感であるから、精密負荷を得る際に特に重要で7 ある。システムを通じて、l?F1丸型ストリップ導電
エラストメリンク・ガスケット708が電気的接触を良
好に保っていることも注意すべきである。 第7B図に示すのは基準負荷の尾端であって9ケのフェ
アライト遮蔽ビーズ757を連続してねじ込んだ内部同
軸の単一ループを示している。このようなビーズを使用
する理由はこれらの透磁率が非常に大きく且つ非常に損
失が多いので、内部同軸が窮極的に地絡したとき、短絡
を切り離して精密な基準成端となるのに充分な直列損失
となるからである。ビーズ757の代表的材料はフェロ
ソクスキューブ(Ferroxcube)材3Bであり
、透磁率は20℃で900である。ビーズ757は一般
的に内径約0゜130cm (0,051inch )
、外型的0.351cm (0,138ich)で長
さは約0.404cm (0,159inch )であ
り、この平衡不平衡変成器部では300Ωのインピーダ
ンスになるようにしである。第7[!図はビーズ757
の電気特性をプロットしたものである。 第7B図に集中抵抗器7o9(第3図のRO2と同等)
の拡大図を示す。これは一般に金被覆したサフ8 アイアの内環環と外環とを等間隔に配置した8ケの抵抗
器と接続して組合せ抵抗6.5Ωを得るように構成しで
ある。 サファイア基板の外環の外形は代表的には約0゜876
cn+ (0,345inch )であり内径は約0.
68co+ (0゜270inch )が一般的である
。内環の外径は代表的には約0.43cm (0,13
5inch )であり内環の内径は一般的に約0.19
1cm (0,075inch )である。抵抗器75
8は一般にはタンクルから構成されている。 第8八図に示すのは第6図に関連して簡単に説明した超
小型回路6の拡大図である。超小型回路6は公称厚さ約
2.54x 10−”cm (l0m1l )の6角形
のサファイア基板801(第8B図に詳細を示す)上に
形成されている。幾何学的に、この回路は反射ボート8
02の中心と回路804の中心とを通る平面内で反射対
称をなしている。ただし6角形は不規則である。対向す
る側は平行であり、側面802.803、および804
は長さが等しく、側面805.809との長さは等しい
。表■に超小型回路6の好ましい寸法を掲げる。代表的
には、第8B図に示す金パ19 ターンとタンタル抵抗器809.810.811、及び
812は基板の両面に配置されており、一方の面上の抵
抗器は他方の面上の抵抗器と直接相対するように配列さ
れている。角抵抗器809.810.811、および8
12と基板の反対の面上の対応する抵抗値は公称50.
0Ωであり、したがって各脚、すなわち、反射ボートと
基準ボートとの間の合成抵抗値は50Ωであり、反射ボ
ートと試験ボートとの間も50Ωである。これは各面の
各脚間に100Ωの直列抵抗を備えており、二つの面が
ポー1に対して並列接続をしていることによる。腕ごと
に2ケの並列路を使用することはシステムのインダクタ
ンスを引き落とすのに役立つ。4ケのチタン酸バリウム
単Ng電体コンデンサ814(基板の各面に2ケづつそ
れぞれが基板の反対の面にある同じものと対向している
)が所定位置に抵抗器と直列にエポキシ樹脂で固定され
ており、金パツド819とコンデン+814とを電気的
に接触させるには金線の網目が使用されている。各コン
デンサは通常350 PFであり、基板の反対面のコン
デンサは対称の理由で反対方向に向いている。 各ボートに電気的および機械的接続をするための先頭8
21.822 、およ823は代表的にはベリリウム銅
で構成され数値制御ねじ切り盤で直径役0゜152cm
(0,060inch )に旋削されている。先頭の
全体の長さは役0.203cm (0,080inch
>で、システムに不要な電気容量が入って来ないよう
に長さ役0.094cm (0,037inch )の
円錐形部分を含んでいる。各円錐形部分は約2.79X
10−’cm (11m1+ )の幅に溝が入れてあ
って、約2.54X 101cm (10m1l)の基
板を収容すると共にはんだ穴824を介して基板にはん
だ付されている。各先頭は電気的接触を確実にするため
に金めっきされている。第8八図には基準ポート矢頭を
通して突出している内部同軸825をも示してしる。そ
の中心導体826は約0.0076cm (0,003
inch )の隙間827に架橋して中心導体826を
試験ボートに直接接続しているダミー同軸829と接触
させている。それで隙間827は試験ボートと基準ボー
トとの中間で高周波発生器の一部として働く。導体82
9の直径は典型的には1 約0.033 cm (0,013inch )である
が、試験ボートと基準ボートとの両方に関して電気的お
よび物理的の対称を保つために内部同軸825の直径と
同じである。 ボート間間に電気的および物理対称性を保とうとする努
力にもかかわらず、このような対称性だけではボートを
適切に整合させるには不充分である。 このことは試験ボートを50Ωで成端して超小型回路6
を発生器から見たとき、発生器から試験ボートおよび反
射ボートまでの伝送線路は成端を最良にするためには2
5Ωにしなければならない(装置の対称性から反射ボー
トは垂直の大地のように見えるからである)ということ
に注目すれば容易に理解することができる。しかしなが
ら、試験ボートの代わりに反射ボートを50Ωに成端し
て試験ボートから超小型回路を見れば、各分岐、すなわ
ち、試験ボートから反射ボートを経由して大地まで、お
よび試験ボートから基準ボートを経由して大地まで、に
おいては希望するインピーダンスは100Ωのように見
えなければならない。このボートの2 整合不良を調節するには、超小型回路自身を非常に小さ
くして超小型回路から入って来る寄生インピーダンスを
50Ωの動作インピーダンスに対して小さくする。試験
ボートの反射減衰量に関する設計判定基準に基づいて決
定することにより、ボート間の対応する希望の最大電路
長は次の関係を使用して計算することができる。 2;、=20ぺZL、、I)+ Zo、 tanB )
−(z、 + J−ZL6Ao ・taB )ただしB
は電路長である。ボート間の小さな接続伝送線を約50
Ωになるように選び試験ボートの反射減衰量を20dB
に設計すれば、三つの腕の任意の一つにおける希望する
最大電路長は最高周波数で波長の0.10になることが
わかる。上記の外形寸法の場合、されは26.5GII
zで約0.114 cm (0,045inch)に相
当する。 超小型回路6の他の独特な特徴は全体がその電気結線に
よって機械的に支えされていることである。第9八図に
ハウジング1の断面を示し、第9B図に第9八図破線内
の拡大図を示すとおり、外部同軸23 901は基準ポートで超小型回路6を支えている。 外部同軸90の最先端は典型的には内部同軸825を収
容する穴が貫通している半球形をなしており先頭821
のきり大端921と接触している。超小型回路の試験ポ
ートは先頭822のきり大端922に接触しているばね
負荷のボール・ジヨイント903で支えられている。反
射ポートは先頭823の端に切られたスロット923に
載置されているスラブ線のばね負荷片905で支ええら
れている。この3要素を機械的に支える方法によって非
常に安定な取りつけができ、これによって、第6図に示
すように、調節ねじ907.908、および909をハ
ウジング1の底部接地板91を貫いて各先頭とその電気
的/機械接続との間のジヨイントの真下に配置すればハ
ウジング内で電気的調節もできることになる。
路を第3図に示す。第3図の例は、高い分路インピーダ
ンスや微妙な平衡調節の必要のない高周波成端ホイート
ストン・ブリッジである。 第3図において、各要素は第2図のものと同じである。 ただし分路インピーダンスzCは本質的に除かれており
ZBはROになっている。ここでROは考えている周波
数を通じて一定のインピーダンス(例えば、50Ω)で
あり、したがって、別の抵抗器は必要なく、平衡したブ
リッジが得られる。この構造を用いれば、簡単な回路解
析により終端接続されたインピーダンスZAの両端に発
生するフローティング電圧VTはり、U、T、の反射係
数に比例する。 スカシ・ブリッジの内蔵検出器はフローティング高周波
電圧VTを非平衡終端されたり、C出力に変えることは
容易であるが、第3図のベクトル・ブリッジははるかに
一層厳しい挑戦に直面している。 このブリッジは、ブリッジの微妙な対称性とインピーダ
ンス・レベルとを壊すことなく、フローティング高周波
信号を取り出してこれを非平衡終端されたベクトル検出
システムへ供給しなければならない。このため、ROは
考えている全周波数範囲、本実施例では一般に45Ml
1zから26.5Gllzまでを通じて平坦な周波数特
性を有する精密な要素でなければならない。前記の如く
極めて広い帯域幅にわたってこのようにインピーダンス
を一定にするには、ROは一般的には第4図に示すよう
な複合システムとなる。図示のように、ROには三つの
別々の要素がある。第1はROIであるが、基準ポート
Pでの信号がRO以外の分路インピーダンスを見ないよ
うにする高い周波の分布負荷である。分離されたことに
ならない絶縁集中抵抗器とは違って、前記分布負荷は受
入可能な大きさの絶縁が得られるように作ることができ
る。しかしながら、このような絶縁には考えている周波
数で分路インピーダンスが導入されないようにするには
単位長あたり充分な損失がなければならないことになる
。負荷の長さに沿って20乃至25dBの損失(40な
いし50dBの絶縁)があればブリッジが不平衡になら
ないようにするには一般に充分である。 基準インピーダンスの第2段RO2はRotの端に配設
された集中負荷であって、分布負荷ROIの損失で絶縁
を達成するには不充分な一層低い周波数で成端となる。 この低い周波数で寄生分路インピーダンスの生ずるのを
避けるため、フェライト・コア(平衡不平衡変成器)で
成る第3段RO3を不可して分路のリアクタンスを高く
しておく。l?02とRO3とのインピーダンスの大き
さはその組合せ並列インピーダンスがROに等しくなる
ように選定する。その理由はROIは低い周波数では透
明だからである。 この構造の他の重要な特徴はその三軸的性格にある。す
なわち、同軸導電シースC2の内側に中心導体CIを備
えておな、シースC2は第2の同軸導体C3の内部にあ
る。ベクトル・ブリッジの入力と検出ポートとは機能的
に交換可能であるから、他の0 ボートが反射信号を取り出している間に任意のどのボー
トをも駆動することができる。したがって、第4図に示
すものの方向を反転し、平衡不平衡変成器端RO3から
駆動すれば、試験ポートTは中心導体CIによりり、C
バイアスをかけることができる。 たとえば、D、U、Tのトランジスタと1.C,とに電
力を供給することができる。このような反射率測定器の
設計の概要図を第5八図に示す。ここでは平衡不平衡変
成器BとR”とは基準インピーダンスROを表わしてい
る。システムは高周波型カスプリ・7り11を介して電
力を受け、基準信号を供給すると共にブリッジに電力を
供給するblはボー1−Tの信号に対応し、b2はり、
U、Tを通して伝達された後の信号に対応する。 ベクトル比bl/atは入力反射係数に比例するがb2
/alはり、11.Tの透過係数に比例する。また、D
。 Cブロック12があって、基準インピーダンスI?Oの
中心導体にバイアス人力13によって加えられるバイア
ス電圧から高周波電力入力を絶縁している。 第5B図に示すのは特に自動高周波ネットワーク・11 アナライザに採用される。反射/透過試験装置である。 本発明の一実施例によるブリッジ装置と付随すま精密広
帯域不可との実用的な配置を第6図にある程度分解した
図で示しである。このシステムは反射ポート間の電気的
接続をするブリッジ超小型回路6 (第6八図に拡大し
て示す)を備えているブリッジ組立体ハウジング1と、
試験ボート60及び基準ボート602とから構成されて
いる。ハウジング1には調節可能なばね不可先端接地板
2も入っている。基準負荷の高周波部分をマイクロ波の
基準ポート602に接続する同軸組立体3をも示しであ
る。これはl?o1の中心同軸10から基準ポート60
2の中心同軸7までテーパで変換することにより達成さ
れ(第6B図に示す)、これにより内部テーパ9と外部
テーパ8とを用いて超小型回路6にその変換結果が加え
られる。基準負荷ROIの分布部分の他端には集中負荷
+102があってこれは61.5Ωの抵抗器22内部導
体24と外部導体23とから構成されている。集中負荷
RO2にビード21のような一連のフェライト・ビーズ
から構成される装置れた平衡不平衡変成器部RO3が取
付けられている。 RO3のインピーダンスは50ΩのRO2と組合せて分
路インピーダンスとなるようにするため一般に約285
Ωに選定する。 平衡不平衡変成器R03は機械的歪を除去する目的で典
型的には単一ループに形成され、その周りに衝撃から保
護するためポリウレタン・ホームのパ・ノド26が形成
されている。同軸組立体16は高周波入力とD.Cバイ
アスとを接続し、9荷1?02とR03との位置を負荷
被覆組立体17の中に安定させるためグロメツト5を使
用している。 第1図に示すのは分布負荷ROIと集中負荷RO2との
分解拡大図である。説明の目的で、先に説明していない
要素にはすべて700番台の番号をつけて第1図および
第7A〜第7F図の要素と関連づけることにする。要素
701は底部接地板で一般的にはアルミニウム製であり
、3軸構造の分布負荷材料を収容する溝を備えている。 テーパ付負荷711と712とは約8Gllzより高い
周波数に対して定インピ3 ーダンスの分布負荷となるが、負荷711および713
〜740とを平衡させるのは中間の周波数範囲で周波数
特性を平らにするためである。第7八図に示すように、
テーパ付負荷711と71とは物理的に結合して安定な
はめ合いを成している。テーパ付負荷711は相対誘電
率が約2.54の橋かけポリスチレンのような比較的損
失の無い物質(たとえば、エマージン・アンド・カミン
グ社(Emerson h Cum−ing)製のST
YCAST 0005)から構成されているから、分布
負荷は誘電体である空気によるのではなく前端に誘電的
に負荷される。この誘電的負荷は集中負荷との間で希望
する整合特性を得る際に非常に重要である。テーパ付負
荷711の全端で好ましい直径は約0.036cm (
0.1497inch)であり、一方遠端では好ましい
直径は約0.202cn+ (0.0797inch)
である。テーパ付負荷711の好ましい長さは一般に約
4.98cm (1.959 inch)でテーパは前
端から約0.58cm ( 0.23inch>のとこ
ろから始まる。 テーパ付負荷712はエマージン・アンドカミング社製
のMP112のような機械加工可能な損失の多い4 材料から構成れる。表lに肝112の電磁特性を周波数
の関数として掲げる。ここで、複素誘電率を(K’−j
−K“− tanD)とすれば、複素透磁率は、(M’
−j−M“・ tanM)で与えられる。 分布負荷、すなわち負荷13から40までの平衡は、負
荷が階段状テーパの場合を除き、このテーパ付負荷の概
念を通じて得られる。一般に階段状テーパ終端の帯域幅
は比較的狭く寸法の決定はきわどい。しかしながら、損
失の多い負荷を多数階に使用する(すなわち、多数負荷
)ことによって帯域幅を増大させることができると同時
に分布負荷部分の全体の長さを減らすことができる。更
に、損失の多い負荷を使用すれば、連続する負荷の後続
損失が負荷間の境界であいまいな反射をする傾向がある
ため、構造が買入になる。第1図に示したように、第1
の階段状テーパで、内部負荷713、715、717、
及び負荷スペーサ720は代表的にはSTYCAST
0005で構成されるが、外部負荷714 、716、
718、及び719、と内部負荷721 、?23 、
725、727、729、731、733、735、お
よび73715 とは一般的にはMF]12材で構成される。第2の階段
状テーパは負荷722で始まり負荷740まで続くが、
負荷722.724.726.72B 、730.73
2.734.736.738.739 、および740
はエマージン・アンド・カミング社で生産され損失が本
質的にMF112より大きい材料MF]24で構成され
ている。 表IにMF124の電磁特性をも周波数の関数として掲
げである。MPLL2とMF124とは5TYCAST
0005と同じ母材中に損失の多い物質を混ぜ合わせ
たものであるため選択される。したがって、損失の多い
要素の損失がほとんど効かない低周波域では外部テーパ
は内部テーパと似るため、効果のある部分と集中負荷成
端とは共に基準インピーダンスと本質的に整合する。表
■はそれぞれの負荷の内径と外径とのリストである。各
負荷の直線寸法は約0.635cm (0,25inc
h)である。ただし負荷719は長さ約0.584 c
m (0,230inch )であり負荷719は負荷
スペーサ720と組んで全体で0.635cm (0,
25inch)になる。第1.7A、7B図に示したと
おり、負荷は中心導体705と密接して数珠状になって
いる。中心導体705の直径は0.120cm (0,
0474inch)である。 保持負荷710から740までには所定lに可変先端接
地板741があり、一般的には金めつきを施したベリリ
ウム銅から構成され、幅Wは約0.602cm(0,2
37inch > 、奥行りは約0.50cm (0,
197inch)、長さしは約14.57cm (5,
7351nch)である。 (第1図および第7D図参照)。接地板741の先端に
ある穴によりプレス・ブロック748が先端面から突出
することができ、先端接地板74】の下部フランジと接
触している導電シュー747と接触できるようになって
おり、これらを負荷要素に確実に接触するように押しつ
げている(負荷の外面上の先端接地板741の変形を示
す断面については第7C図を参照)。プレス・ブロック
748の力は頂部ハウジング753に取付けられている
止めねじ755と756とで与えられる。先端接地板7
41を介して個々の負荷要素を調整する機能は、階段テ
ーパ付負荷は磁気特性および誘電特性の小さな変化に特
に敏感であるから、精密負荷を得る際に特に重要で7 ある。システムを通じて、l?F1丸型ストリップ導電
エラストメリンク・ガスケット708が電気的接触を良
好に保っていることも注意すべきである。 第7B図に示すのは基準負荷の尾端であって9ケのフェ
アライト遮蔽ビーズ757を連続してねじ込んだ内部同
軸の単一ループを示している。このようなビーズを使用
する理由はこれらの透磁率が非常に大きく且つ非常に損
失が多いので、内部同軸が窮極的に地絡したとき、短絡
を切り離して精密な基準成端となるのに充分な直列損失
となるからである。ビーズ757の代表的材料はフェロ
ソクスキューブ(Ferroxcube)材3Bであり
、透磁率は20℃で900である。ビーズ757は一般
的に内径約0゜130cm (0,051inch )
、外型的0.351cm (0,138ich)で長
さは約0.404cm (0,159inch )であ
り、この平衡不平衡変成器部では300Ωのインピーダ
ンスになるようにしである。第7[!図はビーズ757
の電気特性をプロットしたものである。 第7B図に集中抵抗器7o9(第3図のRO2と同等)
の拡大図を示す。これは一般に金被覆したサフ8 アイアの内環環と外環とを等間隔に配置した8ケの抵抗
器と接続して組合せ抵抗6.5Ωを得るように構成しで
ある。 サファイア基板の外環の外形は代表的には約0゜876
cn+ (0,345inch )であり内径は約0.
68co+ (0゜270inch )が一般的である
。内環の外径は代表的には約0.43cm (0,13
5inch )であり内環の内径は一般的に約0.19
1cm (0,075inch )である。抵抗器75
8は一般にはタンクルから構成されている。 第8八図に示すのは第6図に関連して簡単に説明した超
小型回路6の拡大図である。超小型回路6は公称厚さ約
2.54x 10−”cm (l0m1l )の6角形
のサファイア基板801(第8B図に詳細を示す)上に
形成されている。幾何学的に、この回路は反射ボート8
02の中心と回路804の中心とを通る平面内で反射対
称をなしている。ただし6角形は不規則である。対向す
る側は平行であり、側面802.803、および804
は長さが等しく、側面805.809との長さは等しい
。表■に超小型回路6の好ましい寸法を掲げる。代表的
には、第8B図に示す金パ19 ターンとタンタル抵抗器809.810.811、及び
812は基板の両面に配置されており、一方の面上の抵
抗器は他方の面上の抵抗器と直接相対するように配列さ
れている。角抵抗器809.810.811、および8
12と基板の反対の面上の対応する抵抗値は公称50.
0Ωであり、したがって各脚、すなわち、反射ボートと
基準ボートとの間の合成抵抗値は50Ωであり、反射ボ
ートと試験ボートとの間も50Ωである。これは各面の
各脚間に100Ωの直列抵抗を備えており、二つの面が
ポー1に対して並列接続をしていることによる。腕ごと
に2ケの並列路を使用することはシステムのインダクタ
ンスを引き落とすのに役立つ。4ケのチタン酸バリウム
単Ng電体コンデンサ814(基板の各面に2ケづつそ
れぞれが基板の反対の面にある同じものと対向している
)が所定位置に抵抗器と直列にエポキシ樹脂で固定され
ており、金パツド819とコンデン+814とを電気的
に接触させるには金線の網目が使用されている。各コン
デンサは通常350 PFであり、基板の反対面のコン
デンサは対称の理由で反対方向に向いている。 各ボートに電気的および機械的接続をするための先頭8
21.822 、およ823は代表的にはベリリウム銅
で構成され数値制御ねじ切り盤で直径役0゜152cm
(0,060inch )に旋削されている。先頭の
全体の長さは役0.203cm (0,080inch
>で、システムに不要な電気容量が入って来ないよう
に長さ役0.094cm (0,037inch )の
円錐形部分を含んでいる。各円錐形部分は約2.79X
10−’cm (11m1+ )の幅に溝が入れてあ
って、約2.54X 101cm (10m1l)の基
板を収容すると共にはんだ穴824を介して基板にはん
だ付されている。各先頭は電気的接触を確実にするため
に金めっきされている。第8八図には基準ポート矢頭を
通して突出している内部同軸825をも示してしる。そ
の中心導体826は約0.0076cm (0,003
inch )の隙間827に架橋して中心導体826を
試験ボートに直接接続しているダミー同軸829と接触
させている。それで隙間827は試験ボートと基準ボー
トとの中間で高周波発生器の一部として働く。導体82
9の直径は典型的には1 約0.033 cm (0,013inch )である
が、試験ボートと基準ボートとの両方に関して電気的お
よび物理的の対称を保つために内部同軸825の直径と
同じである。 ボート間間に電気的および物理対称性を保とうとする努
力にもかかわらず、このような対称性だけではボートを
適切に整合させるには不充分である。 このことは試験ボートを50Ωで成端して超小型回路6
を発生器から見たとき、発生器から試験ボートおよび反
射ボートまでの伝送線路は成端を最良にするためには2
5Ωにしなければならない(装置の対称性から反射ボー
トは垂直の大地のように見えるからである)ということ
に注目すれば容易に理解することができる。しかしなが
ら、試験ボートの代わりに反射ボートを50Ωに成端し
て試験ボートから超小型回路を見れば、各分岐、すなわ
ち、試験ボートから反射ボートを経由して大地まで、お
よび試験ボートから基準ボートを経由して大地まで、に
おいては希望するインピーダンスは100Ωのように見
えなければならない。このボートの2 整合不良を調節するには、超小型回路自身を非常に小さ
くして超小型回路から入って来る寄生インピーダンスを
50Ωの動作インピーダンスに対して小さくする。試験
ボートの反射減衰量に関する設計判定基準に基づいて決
定することにより、ボート間の対応する希望の最大電路
長は次の関係を使用して計算することができる。 2;、=20ぺZL、、I)+ Zo、 tanB )
−(z、 + J−ZL6Ao ・taB )ただしB
は電路長である。ボート間の小さな接続伝送線を約50
Ωになるように選び試験ボートの反射減衰量を20dB
に設計すれば、三つの腕の任意の一つにおける希望する
最大電路長は最高周波数で波長の0.10になることが
わかる。上記の外形寸法の場合、されは26.5GII
zで約0.114 cm (0,045inch)に相
当する。 超小型回路6の他の独特な特徴は全体がその電気結線に
よって機械的に支えされていることである。第9八図に
ハウジング1の断面を示し、第9B図に第9八図破線内
の拡大図を示すとおり、外部同軸23 901は基準ポートで超小型回路6を支えている。 外部同軸90の最先端は典型的には内部同軸825を収
容する穴が貫通している半球形をなしており先頭821
のきり大端921と接触している。超小型回路の試験ポ
ートは先頭822のきり大端922に接触しているばね
負荷のボール・ジヨイント903で支えられている。反
射ポートは先頭823の端に切られたスロット923に
載置されているスラブ線のばね負荷片905で支ええら
れている。この3要素を機械的に支える方法によって非
常に安定な取りつけができ、これによって、第6図に示
すように、調節ねじ907.908、および909をハ
ウジング1の底部接地板91を貫いて各先頭とその電気
的/機械接続との間のジヨイントの真下に配置すればハ
ウジング内で電気的調節もできることになる。
本発明によれば、極めて高い周波で広い帯域にわたって
一定インピーダンスの高周波用負荷を提供できる。 25 表■ 負荷の直径 表■ 第8B図の寸法 項目 寸法(cm) (i nch) w 0.016 (0,0063) X O,025(0,010) Y O,00B (0,003) z O,005(0,002) L 1 0.076 (0,030) L 2 0.064 (0,025’)r−30,04
8(0,019) L 4 0.069 (0,027) L 5 0.089 (0,035) r、 6 0.020 (0,008)r−70,05
8(0,023) L8 0.051 (0,020) D 1 0.227 (0,0894)D2 0.30
2 (0,1189) R1,359(0,535) 2〒
一定インピーダンスの高周波用負荷を提供できる。 25 表■ 負荷の直径 表■ 第8B図の寸法 項目 寸法(cm) (i nch) w 0.016 (0,0063) X O,025(0,010) Y O,00B (0,003) z O,005(0,002) L 1 0.076 (0,030) L 2 0.064 (0,025’)r−30,04
8(0,019) L 4 0.069 (0,027) L 5 0.089 (0,035) r、 6 0.020 (0,008)r−70,05
8(0,023) L8 0.051 (0,020) D 1 0.227 (0,0894)D2 0.30
2 (0,1189) R1,359(0,535) 2〒
第1図は本発明の高周波用負荷に使用する分布負荷およ
び集中負荷の分解斜視図。 第2図は第10図のブリ・ノジ装置の等価回路図。 第3図は本発明の高周波用負荷を使用したブリッジ装置
のブロック図。 第4図は本発明の高周波用負荷の等価回路図。 第5八図は本発明の高周波用負荷を使用したブリッジ装
置のブロック図。 第5B図は第5A図のブリッジ装置の等価回路図。 第6図は本発明の高周波用負荷の分解斜視図。 第6A図は本発明の高周波用負荷に使用する超小型回路
を示す図。 第6B図は本発明の高周波用負荷に使用する同軸組立体
を示す図。 第7A図、7B図は本発明の高周波用負荷に使用する分
布負荷および集中負荷の部分拡大断面図。 第7C図は本発明の高周波用負荷に使用する先端接地板
の正面および側面断面図。 第7D図は本発明の高周波用負荷に使用する先端接2も 序価回路を示す図。 @7F図は本発明の高周波用負荷に使用する集中抵大器
の正面図及び側面図。 邪8A図は本発明の高周波用負荷に使用する超小型回路
の拡大図。 @8B図は本発明の高周波用負荷に使用するサファイア
基板の拡大図。 @9A図は本発明の高周波用負荷に使用するハウジング
の断面図。 19B図は本発明の高周波用負荷に使用するハウジング
の部分拡大断面図。 第10図は従来の負荷を使用したブリッジ装置のブロッ
ク図。 71L712 :テーパ付負荷、713〜740:負荷
、705:中心導体 741:先端接地板出願人 横河
・ヒユーレット・パッカード株式会社代理人 弁理士
長 谷 川 次 男 FIG3 FIG+ 12、F、に力
び集中負荷の分解斜視図。 第2図は第10図のブリ・ノジ装置の等価回路図。 第3図は本発明の高周波用負荷を使用したブリッジ装置
のブロック図。 第4図は本発明の高周波用負荷の等価回路図。 第5八図は本発明の高周波用負荷を使用したブリッジ装
置のブロック図。 第5B図は第5A図のブリッジ装置の等価回路図。 第6図は本発明の高周波用負荷の分解斜視図。 第6A図は本発明の高周波用負荷に使用する超小型回路
を示す図。 第6B図は本発明の高周波用負荷に使用する同軸組立体
を示す図。 第7A図、7B図は本発明の高周波用負荷に使用する分
布負荷および集中負荷の部分拡大断面図。 第7C図は本発明の高周波用負荷に使用する先端接地板
の正面および側面断面図。 第7D図は本発明の高周波用負荷に使用する先端接2も 序価回路を示す図。 @7F図は本発明の高周波用負荷に使用する集中抵大器
の正面図及び側面図。 邪8A図は本発明の高周波用負荷に使用する超小型回路
の拡大図。 @8B図は本発明の高周波用負荷に使用するサファイア
基板の拡大図。 @9A図は本発明の高周波用負荷に使用するハウジング
の断面図。 19B図は本発明の高周波用負荷に使用するハウジング
の部分拡大断面図。 第10図は従来の負荷を使用したブリッジ装置のブロッ
ク図。 71L712 :テーパ付負荷、713〜740:負荷
、705:中心導体 741:先端接地板出願人 横河
・ヒユーレット・パッカード株式会社代理人 弁理士
長 谷 川 次 男 FIG3 FIG+ 12、F、に力
Claims (1)
- 入力ボートと、前記入力ボートに接続された第1、第2
導体と、前記第1.第2導体間に設けられ、第1の誘電
率および第1の減衰率を有する第1材料で形成された第
1テーパ状部材と前記第1の誘電率及び第1の減衰率よ
り大きい第2の誘電率及び第2の減衰率を有する第2材
料で形成された第2テーパ状部材とを有する負荷と、前
記入力荷に接続され、前記第1.第2材料の透磁率より
大きな透磁率の第3材料で形成された分布負荷より成る
高周波用負荷。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/568,986 US4588970A (en) | 1984-01-09 | 1984-01-09 | Three section termination for an R.F. triaxial directional bridge |
US568986 | 1984-01-09 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60167502A true JPS60167502A (ja) | 1985-08-30 |
JPH0795645B2 JPH0795645B2 (ja) | 1995-10-11 |
Family
ID=24273607
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59270565A Expired - Lifetime JPH0795645B2 (ja) | 1984-01-09 | 1984-12-21 | 高周波用負荷 |
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US4588970A (ja) |
EP (1) | EP0150336B1 (ja) |
JP (1) | JPH0795645B2 (ja) |
DE (2) | DE3484988D1 (ja) |
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EP0150336A2 (en) | 1985-08-07 |
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