JPS60162317A - 電力線通信システム用受信機 - Google Patents

電力線通信システム用受信機

Info

Publication number
JPS60162317A
JPS60162317A JP60004831A JP483185A JPS60162317A JP S60162317 A JPS60162317 A JP S60162317A JP 60004831 A JP60004831 A JP 60004831A JP 483185 A JP483185 A JP 483185A JP S60162317 A JPS60162317 A JP S60162317A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
carrier
value
vector
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP60004831A
Other languages
English (en)
Inventor
セオドル・ヒユーズ・ヨーク
ジエイムズ・ベンソン・フオークナー、ジユニア
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
CBS Corp
Original Assignee
Westinghouse Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Westinghouse Electric Corp filed Critical Westinghouse Electric Corp
Publication of JPS60162317A publication Critical patent/JPS60162317A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/18Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2335Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal
    • H04L27/2337Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal using digital techniques to measure the time between zero-crossings

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、位相変調されたキャリア (搬送波)を使用
する通信システムで使用される改良された復調器に関し
、詳細には電力線通信システムの受信機に使用する基準
ベクト ル、キャリア検出信号およびビット同期化パラメータを
発生するための改良された装置を有する復調器に関する
電力線キャリア(搬送波)通信システムでは、遠隔地の
受信機に情報を送るのに送信機が使用され、この情報は
、通常の電力線周波数に加えられたキャリア信号を介し
て送信される。この技術はメータの読み取りおよび負荷
管理操作を行なう電気施設で利用できる。
電気消費者の居住地がキャリア制御ユニットからかなり
離れている応用例では、キャリア制御ユニットと消費者
の居住地との間のある位置で通信信号を増幅するための
装置が必要となることもある。このような増幅機能は、
コマンドを発生したキャリア制御ユニットとそれらコマ
ンドに応答するよう居住地に設置した装置との間のある
位置に設置されたレピータを利用することにより達成で
きる。これらコマンドは、メータ読み取りコマンド、負
荷減少コマンド又は自動配電システムで有効なその他の
情報を含むことができると解すべきである。
このレピータは、電力線上のキャリアからコマンド情報
を受け、増幅し、これを電気消費者の居住地にある負荷
管理ターミナルへ再送信する。キャリア制御ユニットか
らのコマンドが居住地からの応答を要求するような例で
は、レピータは、負荷管理ターミナルから送信される情
報を受けこれを増幅し、これをキャリア制御ユニットへ
再送信するという別の機能も有する。この種の応用例は
、消費者の住居に設けられている積算電力計を遠隔値か
ら読み取りたい場合に生じる。この場合、キャリア制御
ユニットはまず最初に居住地へ電力計読み取り送信する
。このコマンド信号は、変調されて130Hzの電力周
波数に加えられる。この信号は、電力線上をある距離だ
け伝わった後にレピータに受信され、増幅されて居住地
へ再送信される。この中間増幅は、キャリア制御ユニッ
トとレピータとの間の距離および最初に送信されたキャ
リア信号に影響を与え得る大きな電気ノイズによる信号
ロスを補償するものである。レピータの別の有効な機能
とは、信号をキャリア制御ユニットへ再送信する前に居
住地からの受信キャリア信号を増幅することである。消
費者の居住地に設置されている負荷管理ターミナルは、
限られたパワー能力しかなく、このためキャリア制御ユ
ニットから送信されるパワーよりもかなり少さいパワー
で送信が行なわれるので、この機能は特に重要である。
レピータを使用すれば、消費者の居住地からの微弱な送
信信号を増幅し、キャリア制御ユニットが受信するキャ
リア信号のパワーを太きくすることができる。
通信のため電力線を使用することは、周知であり、キャ
リアを発生してこれを80Hzの電力線周波数に重畳し
メツセージを送って、変調キャリア信号を2値データに
又は2値データを変調キャリア信号に変換するよう設計
された装置によってこれらメツセージが送受信されるよ
うにキャリアを変調することは、一般的な技術である。
又、キャリア信号をコヒーレント位相シフトキーイング
によりデジタル変調する特殊な変調技術もある。
このコヒーレント位相シフトキーイングによるデジタル
変調技術は、電気施設の電力線キャリア通信システムに
特に適すことが知られている。このシステムの基本目的
は、中央の施設と消費者の居住地との間の1次および2
次配電線上に情報を伝送することにあり、この情報は、
遠隔地のメータ読み取りコマンド、計量データ、負荷減
少コマンド、負荷ステータス情報および自動化された配
電システムに有効な他の各種データを含むことができる
このデータは、送信側で所定のメツセージフォーマット
で一連の2値データビツトに変換される。情報がデジタ
ル状に変換される場合ベースバンドデータと称される。
発信源から目的地へメツセージを送信するには、印加ベ
ースバンドデータの論理ステートに応じてキャリアの位
相が複数の所定相対位相のいずれかとなるようにしてベ
ースバンドデータによりキャリア信号を変調する。次に
この変調されたキャリア信号は、電力線の電線へ送られ
、目的地まで伝播する。
EPC公開第00281324号(米国特許第4.31
1.1384号) (本願出願人により出願)にコヒー
レント位相シフトキーイングによる変調法を使用する電
力線通信システムが記載されており、このシステムをよ
り完全に理解するには、この文献を参照されたい。この
従来技術の送信機では、所定のデータレートを決める同
一ビットインターバルすなわちデータシンボル時間でキ
ャリア上に2極性データビツトが位相コード化され、か
つキャリア信号の周波数に一体的に関連するようキャリ
ア信号に同期される。
E記引用例に記載のシステムは、キャリアをfmするベ
ースバンドデジタルデータが論理「1」であるか又は「
0」であるかに応じてキャリアの位相を180”離れた
2つの位相ステートのいずれかにする位相反転キー化を
利用している。ここに開示された受信機では、変調キャ
リアは矩形波のキャリア信号を発生するようハードでリ
ミットされる。セグメントに分割されたハードでリミッ
ト・キャリア信号の極性は、次にキャリア周波数に対す
るサンプリングレートの比が整数とならないように選択
されたサンプリングパルスレートでサンプリングされる
。このサンプリング法により復調器は、矩形波キャリア
信号のゼロ交さ点の相対的位置を測定することができる
。この情報は、復調器内部で発生された座標系に対する
入道キャリア信号の現セグメントの位相ステートを表示
する位相角ベクトル信号を発生するのに使用される。
この位相角ベクトル信号は、基準ベクトル信号を発生す
るのに使用される。次にこの位相角ベクトルおよび基準
ベクトルは、位相検出器に印加され、検出器は入道キャ
リア信号の所定セグメントがいずれの0T能位相ステー
トにあるかを表示する信号出力を発生する。
この位相情報は、送信機に最初に供給されたベースバン
ドデジタルデータを再構成するよう利用される。この従
来の装置は、入道キャリア信号の周波数の倍の周波数で
中間ベクトル信号を発生することにより基準ベクトル信
号を発生する。二倍周波数ベクトルとして知られるこの
中間ベクトル信号は、長時間にわたってデジタル的に積
分され、基準ベクトル信号を発生する。次′にこの基準
ベクトルおよび位相角ベクトル信号は、位相検出器に印
加され、入道キャリア信号が公称位相であるか又は反転
位相であるかを表示する、すなわちベースバンドデジタ
ルデータが論理rlJ又は論理「0」であるかを表示す
る信号出力を発生する。従って、入道キャリアより発生
される位相角ベクトルが、内部で発生された座標系に対
して45″ となるように決定され、次に225’の位
相(位相反転又はベース/(ンドデジタルデータが論理
rlJから論理「0」に変化することを示す)を有する
位相角ベクトル信号が続く場合、入道キャリア信号の周
波数の倍の周波数で発生される中間ベクトル信号の位相
は上記位相角ベクトル信号の双方に対して45 ’ と
なる・ このシステムは、作動は一般に満足できるものであるが
、かなり複雑である。更に、ある状況下ではこのシステ
ムはノイズに充分強くなく、キャリア検出信号の不要な
ドロップアウト (信号の脱落)が生じやすい。
キャリア周波数よりも低いデータ送信レートを有するシ
ステム用サンプリング技術を使う上記の従来技術に記載
されているような従来のデジタル復調器では、各ベース
ハンドデータシンボルすなわちビットは数個のキャリア
セグメント上に延びているので、ビットフレーミングが
必要であり、公知の装置では、4つのセグメントにわた
って一つのデータシンボルが延びている。又どのキャリ
アセグメントでデータシンボルを開始するかを決定しな
ければならない。例えば、現在処理中のキャリアセグメ
ントは新データシンボル(次の3つのセグメントも含む
)の第1セグメントであるのか、先の3つのセグメント
も含むデータシンボルの最終セグメントであるのか、1
つ又は2つの前と次のセグメントにわたって延長びるデ
ータシンボルの中間セグメントであるかを決定する。ビ
ットフレーミングの方法又は同期化は、内部の受信機に
よりキャリア信号の受信に成功した後に限り行なわれる
。従って、キャリア検出は、メツセージプリアンプルの
送信中にビットフレーミングが正しくできるように充分
早い時期に行なわれなければならない。更に、キャリア
検…とビットフレーミング操作を逐次実行すると、従来
のマイクロプロセッサを使ったシステムで使用される8
ビツト演算の精度は限られているので大きな誤差伝播を
起こすOT能性のある計算が重複して行なわれる。
変調キャリア信号を受信して変換するようになっている
ほぼすべての型式の受信機では、電気ノイズ又は妨害に
より生じる誤信号の変換を防止するためキャリア信号の
有効性を判断しなければならない。従って、この電気ノ
イズにより誘導された誤信号と真のキャリア信号を区別
するための何らかの手段が必要である。誤信号と真のキ
ャリア信号を区別するためにキャリア信号の有効性を表
示する値を形成し、この値と所定スレッショルド値を比
較することが公知である。
本発明の主たる目的は、電気ノイズ又は妨害により生じ
る誤信号を変換しないようにしつつ、より高速のビット
フレーミンクおよびキャリア検出を可能にするようデジ
タルデータ信号により変調された位相シフトキーインク
拳キャリア信号を復調するための方法および装置を提供
することにある。
この目的達成のため、本発明は、デジタルデータ信号に
より変調された位相シフトキーイング・キャリア信号を
復調する方法であって、複数の位相信号(これら位相信
号の各々は人道キャリア信号の複数の重畳部分の所定の
一つの位相を表示する)を発生すること、前記位相信号
の各々と所定のスレッシ目ルド餉を比較すること、複数
の異なるスレッショルド値から前記所黛のスレッショル
ド値を選択すること、前記位相信号の一つが前記所定ス
レッショルド値を越えるときキャリア検出信号を発生す
ることから成る方法にある。
本発明は更に、2値ベ一スバンドデータ信号により変調
された位相シフトキーイング・キャリア信号用復調装置
であって、入道キャリア信号の重畳部分(重畳信号部分
の各々はデータシンボルインターへルに等しい期間にわ
たって延びる)の位相を表示する複数の位相ベクトル信
号を発生するtfIJ1手段と、該位相ベクトル発生手
段に接続され、関連メツセージデコード回路に使用する
所望人道キャリア信号の存在を表示するキャリア検出信
号を発生する第2手段と、前記複数の位相ベクトル信号
の各々と選択されたスレッシ目ルド値を比較する手段と
、入道キャリア信号受信の見込みの存在を確定する手段
とから成り、前記選択手段は前記確足手段からの信号に
機能的に依存している復調装置にある。
本発明は、添付図面を参照して以下の説明を読めばより
容易に明らかとなろう。
本発明によれば、受信機にはキャリア信号の有効性の判
断において多数のスレッシボルドレベルを使用する手段
が設けられる0本発明の特定の実施態様では、2つの異
なる動作モードを使用する。一つのモードは、受信機を
オープンエンド状にして作動するとき、すなわち受信機
が人道キャリア信号の受信を予想するはずがないときに
高スレッショルド値を使用するもので第2の動作モード
は入道キャリア信号の受信を予想するはずでありその信
号の受信が差し迫っているときに使用するものである。
レピータは、キャリア制御ユニットから電気消費者の居
住地に設置された負荷管理システムにおよびその逆方向
に信号を中継するようになっているので、レピータがキ
ャリア信号の受信が差し迫っていると予想する極めて有
効な理由があることがある。このような状況は、消費者
の居住地の負荷管理ターミナルにメータ読み取りコマン
ドをレピータで送信した直後に生じる。このメータ読み
取りコマンドを送信した後に、消費者の居住地にある負
荷管理ターミナルは、キャリア制御ユニットからのメー
タ読み取りコマンドに応答してメータ読み取りデータを
送信するばかりの状態にある。このような特別な状況ド
では、居住地から送信されるキャリア信号を尚速で識別
できるよう通常よ使用するスレッショルドよりも低いス
レッショルドを使用でさる。この動作モードと対照的な
レピータの別のI!能はキャリア制御ユニットにより送
信される入道キャリア信号用の電力線周波数を常にモニ
タすることである。これらの信号は、レピータに予告す
ることなくいつでもキャリア制御ユニットにより送信で
きる。レピータは、キャリア制御ユニットからのメツセ
ージを受けるよう常に準備されていなければならないの
で、電力線上のスプリアス電気ノイズにより生じる誤信
号から有効キャリア信号を識別できなければならない。
この目的のため、人道信号により厳しい基準を適用する
よう高スレッショルド値を使用することになる。より敵
しい基準を適用することにより、レピータはスプリアス
電気ノイズを有効キャリア信号と誤認することが減少す
る。従って、人道信号の評価にデュアルスレッショルド
システムを利用することにより、レピータは消費者の居
住地からの低出力であるのが予想される信号を電力サブ
ステーションに設置されたキャリア制御ユニットからの
予想されないが高出力の信号とは別に扱うことができる
キャリアにN個の相対位相ステートのいずれかをとらせ
ることによりサイン状キャリア内に表示される 2餉デ
ータシンボルを検出するためのコヒーレント位相復調器
およびコヒーレント位相復調方法が提供される。このキ
ャリアは、 2極性位相コード化データを有する矩形波
キャリア信号を発生するため受信機でハードによりリミ
ットされる。ハードリミットされたキャリア信号の極性
は、極性サンプル信号のグループを発生するためサンプ
リングされる。ゼロ交さ検出器は、遷移を対応するサン
プルカウントに関連させることにより極性サンプル信号
グループ内での極性サンプル遷移の相対的位置およびこ
れら遷移の方向 (すなわち正から負又はその逆)を測
定する。復調装置は、キャリア周波数の一サイクルの真
なる相対的位相角を表示するベクトル成分値の表を含み
、検出されたゼロ交さ点のサンプルカウント数は、記憶
された値の一つの読み出しをするこの表のインデックス
となる。この表は実際に同相I成分および直角位相Q成
分を表示する2つのグループの記憶されたデジタル(1
1iを含むので、 ■およびQ成分信号は、直角成分の
2値表示値として2つのベクトル索引表から選択できる
。従って、選択された工及びQ値は入道キャリア信号の
相対位相を表示する位相角ベクトル信号を構成する。
この位相角ベクトル信号は、現在のメツセージの公称キ
ャリア信号位相を表示する基準ベクトル信号と比較され
、キャリア信号は現在N個のof能な位相ステートのい
ずれにあるのかを決定する。次に位相角ベクトル信号お
よび基準ベクトル信号の前の所定値を使って基準ベクト
ル信号の更新値が発生される。
以 ド 余 白 理想条件ドでは、入道キャリア信号は、 N個の相対的
位相角θ0.θl、θ2、・・・・・・・・・θN−1
のいずれかを有すると考えられるが、実際には入道信号
の位相はθ0、θl、・・・・・・・・・θN−1に完
全に等しいわけではなくて、理想値よりある値φだけ異
なっている。この復調器の目的は、入道信号の位相が現
実にどの理想値を表示しているかを判断し、次にこの位
相角を元のベースハントテジタルデータに対応するテシ
タルデータに変換することにある。これを行なうため、
復調器は、任君の基準位相角θ0を有する基準ベクトル
と入道キャリア信号を比較テストする。この基準ベクト
ル信号は、デジタル積分法により先のある入道信号と現
在の入道信号の平均値より構成される。
EPC公開第00118234号および第011800
8号に記載された装置はθi (i=0〜N−1)のN
個の口[能な相対的位相角のキャリア信号を有する位相
変調システムの基準ベクトル信号を発生するための改良
された装置となっている。これら1バ号は、−1=記の
値の一つに全く等しい位相角を理想的にホすか、到着信
号の実位相角はO1+φである。これら装置は、人道キ
ャリア信号のベクトル角を01+φから00+φに置換
える手段を有し、これら置換信号は、テシタル式に積分
されて安定な基準ベクトル信号を発生する。
に記公開公報ではN=2で、位相反転システムとしても
知られる2値位相変調システムで装置を使用しており、
入道信号の位相角が現性の基準ベクトルの位相よりも9
06 より大きくすれている場合、入道信号をテジタル
績分器で処理する前に180゛移送し、基準ベクトルを
更新するような装置が設けられている。
ゼロ交さ情報を発生するため、キャリア信号の一セグメ
ント(チップと称する)にわたって所y数の極性サンプ
ルを取る所足時間の間キャリア信号を観察する。各チッ
プごとに発生する位相角ベクトル信号Vは、マルチポジ
ションレジスタにリング状に逐次記憶される。■レジス
タ内のポジション数は、各ベースパントデータシンホル
インターバルを構成するキャリアセグメント数に等しい
。各ベクトルVを計算する際、このベクトルはVレジス
タに記憶された先のキャリアセグメントに対するVの餉
と合計されベクトル和信号VBを形成する。VBの各値
を形成するため合計されるVの餉の数は、データシンボ
ルインターバルあたりのキャリアセグメント数とも等し
く、このベクトル和信号VBの位相は、θ1+φに等し
い値を有する。
現在処理中のキャリアセグメントがN個の位相ステート
のいずれを表示するかを、ベクトル信号1/Bを位相検
出器内の基準ベクトルの現在値と比較することにより暫
定的に決尾する。NGCPと表示されるこの位相検出器
の出力信号は、ベクトル信号Vを記憶する先に述べたリ
ングレジスタと同数のポジションを有する別のリングレ
ジスタに記憶される。
次にベクトル和信号および仮ビット信号NGCPの符号
から中間ベクトル信号v2を導く。この中間ベクトル信
号は、基準ベクトル信号VRの成分として使用され、V
Bが位相θl÷φを有するとき位相θθ+φを有するベ
クトルとして疋義される。次に、一つのデータシンホル
インターバルの期間にわたってVRの新しい値が平均さ
れ、VRの先の所足値とv2の現在値の関数となるよう
にデジタル積分法により基準ベクトルVRの更新値を発
生させる。このVRの値は、他のリングレジスタと同数
のポジションを有する別のリングレジスタ内に逐次記憶
される。デジタル積分法で使用されるVRの特yのII
Jい値は、VRの直前の餉でではなく、処理されたキャ
リアセグメントの長さとデータシンホルインターバルの
長さの関係によって決まる更に前の値である。好ましい
実施態様では、各データシンホルインターバルは4つの
キャリアセグメントにわたって延びているので、更新さ
れたVRの計算に用いたVRの旧い値は、 4セグメン
ト前に記憶されたVRの値となっている。
復調装置は、キャリアが実際に存在しているかどうかと
は無関係に入道信号を処理し続ける。キャリアがなけれ
ば、VRを形成するため計算されて積分される個々の値
は、木質的にランダムな位相角を有するベクトル信号を
形成する。このようなランダムなベクトルを積分すると
、不足な位相と非常に小さい値を有するベクトル和が生
じる。積分されたベクトル信号の大きざが増加すれば、
このことは合計する個々の成分はもうランダムではなく
、所望の信号があることを示す。従って、基準ベクトル
信号の大きさは、キャリアの存在を表示するものとして
使用され、すなわちキャリア検出信号を形成するのに使
用される。
この信号のイーは、正しいビットフレーミングのインジ
ケータとしても使用される。すなわちキャリアセグメン
トがグループ分けされ又はベースハンドデータビットを
実際に構成するキャリアセグメントに対応するよう合計
されていることを表示するのにも使用される。
各キャリアセグメントごとの基準ベクトル信号VRの大
きさは、計算され、上記リングレジスタと回数の4ポジ
シヨンを有するリングレジスタ内に逐次記憶される。更
にこの値は所y数個のスレッショルド値の一つと比較さ
れ、キャリア信号の存在を表示する。従って、キャリア
検出信号が発生される。
」−述のように本発明の復調器は、異なる条件トで有効
キャリア信号の存在をチェックするための異なる基準が
得られるようにデュアル(二重)スレッショルド法を用
いている。
例えば、信号の入来が差し迫っていることを予想する所
定の理由がない状態で復調器が入選キャリア信号をめて
送電線をモニタしているとさ、比較的高い確実性で復調
器が電気ノイズからキャリア信号を弁別できるようなス
レッショルドレベルが選択される。このスレッシ画ルF
レベルの値は、入道するかも知れないキャリア信号の有
効性を判断する間に復調器が散発性のノイズ信号を除去
できるよう充分商い偵に選択される。比較的高いスレッ
ショルドを使用すれば一′、高い確実性で有効キャリア
信号の存在を快足できる。しかしながら電気ノイズ信号
の存在ドでキャリアを確実に検出するには、より長い問
い合わせが心安であるので、確実性を高くするには長い
時間が必要となる。水装置の重要な特徴は、復調器がキ
ャリア信号の受信が差し迫っていることを予想する所定
の理由がある場合に低スレツシヨルド値を利用できるこ
とにある。これらの理由について以下詳述するが、これ
ら理由とは応答を要求する前の送信の後で入選キャリア
信号が確実に予想できるということである。これら状況
だけでは、人道キャリア信号は予想できないが、一般に
キャリア信号が始まる時間はある程度の確実性をもって
知ることができる。従って、入道信号が予想されるとき
、復調器は電気ノイズ信号と共に受信される有効キャリ
ア信号の存在をより短時間に判断するために低いスレッ
ショルド値を使用でさる。
復調装置は、第1セグメントのVRの記憶値が選択され
たスレッショルド値を越えるようにV R4fiリング
レジスタにおいてインデックスをとり出す。次にこれと
同じインテックスを同期信号として用いて、そのリンク
レジスタから位相検出器の出力NGCPの対応する値を
選択しかつ送信されたベースへンドデータシンボル¥を
仮に表示するものとしてこのイ1の符号を記憶する。こ
のインテックスがとり出されることは、キャリア検出操
作と同時に行なわれるビットフレーミング操作が成功裏
に完了したことを意味する。
実際には4つの積分が別々に行なわれる。
すなわちビットフレーミングによりキャリアセグメント
の止しいグループ分けに対応する積分を選択し、その出
力を利用してデータシンボルの仮の値を発生させる。
仮のベース/曳ンドデータシンホルとして記憶すれてい
た位相検出器の選択された出力信号は、次に、データシ
ンボルの不明確性をなくし、位相検出器の出力が実際に
N個の6丁能な位相ステートのどれを表示しているかを
判断するプロセスを経て復調器の動作が完了する。本発
明の開示された実施態様では、上記EPC公開第002
8824号(米国特許第4,311.1384号)に例
示されている従来技術と同じようにこの相関法を実施し
ている。
このテユアルスレッショルドシステムの利点を完全に理
解するには、関連する数種類の基本概念を理解しなけれ
ばならない。以下本発明のテユアルスレッショルト装置
が直接に関連する位相復調器の説明と共に受信器又はレ
ピータについて述べる。更に位相復調器内で行なわれる
信号処理の方法と技術およびコヒーレント位相復調器の
回路概念について説明する。本発明のデュアルスレッシ
ョルド比較装置は、特別に発生されるベクトル信号に直
接関連しているので、本発明により利用されるビット同
期化法およびキャリア信号のベースバンドデータビット
の極性を相関化するのに利用される方法と共にこれらベ
クトル信号を発生する方法を−も説明する。
A、 好ましい実施態様の一般的説明 次に添付図面、特に第1図を参照すると、ここには、電
力線キャリア入力端13と、デコード論理回路34およ
び制御論理回路35から成る制御回路との間に設けられ
た受信機12を含む通信ターミナルがポしである。受信
機12は、入力端15を有し、本発明に従い製造された
コヒーレント位相復調器14を含む。本発明の理解を容
易とするために、復調器14を説明する前に受信機12
によって処理される通信信号の性質について述べる。こ
の受信機12は、先に述ヘタEPC公開番号M 002
8824号(米国特許第4,311.13Ela号)に
述べられているものと一般に同じであるが、改良された
位相復調器14を含んでいる。
通信ターミナルlOは好ましい実施態様で電力線の電線
18のうちの少なくとも一つに結合して信号を伝送する
カップラ16に接続するようになっている。これら電線
は1通信ターミナルlOを有する消費者の居住地へ50
又は80Hzの電力を供給する電気設備により一般に使
用されるものである。カップラ16は、′viL線18
上に伝送され、受信機12により受信されるようになっ
ている電力線のキャリア20に応答し、このキャリアは
、本発明の位相復調器14により復調されるデジタル信
号により位相変調されている。
周知のように電力線通信システムにおいてキャリアを伝
送すると、キャリアと80Hzの電力が混合されるだけ
でなく、妨害信号およびノイズも混入する。更に配電ト
ランスおよび力率調整コンデンサのような関連配電装置
が原因で、配電システムの電力線の電線18にのせられ
る当該キャリア周波数信号には種々のそしてランタムな
減設およびインピーダンス特性が生じる。
位相復調器14は、2値テータにより−っのサイン状キ
ャリア信号又はトーンの位相を変化させるコヒーレント
位相シフトキーインク(CPSK)キャリア通信システ
ムで動作するようになっており、第1図の番号22でポ
されるキャリア波形は、電線上のキャリアが信号コンデ
ィショニングを受けた後の波形であって、ターミナル1
0により受信される伝送データを形成する2極性ベース
バンドのデータビットメツセージシンボルにより位相反
転変調されている。各データシンボルは、oo(すなわ
ち公称)位相のキャリア周波数又は 180a位相反転
のキャリア周波数としてコード化される。本明細書では
、これら2つのOf能な位相ステートのキャリアしか使
用しないシステムに基づき本発明を説明するが、本発明
はこれに限冗されず、 4つの1能な位相ステートを持
つ直角位相CPSKシステム又は他の任意の数の口f虎
な位相ステートを使用するシステムでも使用できると理
解されたい。
データシンボルは、所定のデータホーレートを疋めるた
めキャリアと同じサイクル数を含む等しいベースバンド
データシンボルのインターバルが得られるようキャリア
の周波数と同期される。ボーレートは、キャリアに回期
されるが、チータボ−レートも、キャリア周波数も同期
させる必要はないし、本発明に係る復調器14を動作さ
せるためには電力周波数または他の同期周波数または信
号源に対して所足り高調波又は副高調波の関係となるよ
うにする必要はない。例えば、これに限疋されるもので
ないが、キャリア周波数の好ましい範囲は約8〜15 
KHzであって、本明細書に記載のキャリア信号周波数
は、12.5KHzである。
受信機12および位相復調器の一般的条件は、電力線の
電線18のキャリア信号2o内のキャリア波形22の存
在を検出して、基準位相に対するキャリア信号の位相を
決足し、各データシンホルの開始点および終了点と同期
させ、かつ各キャリアデータシンホルの伝送極性すなわ
ち 2イ1論理ステートを相関させることである。これ
ら条件を満すため、受信機12は、50又は80Hzの
電力の伝送に付随する一般的なノイズおよび電力線の電
[1Bに偶発的に誘導されるノイズの存在ドでキャリア
22の周波数をノイズと区別できるようになっている。
まず最初にBGHzの電力周波数を除去して、当該キャ
リア周波数を通過させるためバイパスフィルタ24が設
けられており、更に信号コンティショニングユニット2
8が受信した信号をフィルタに通し、コンデイシヨニン
グし、増幅する。この回路26は、一般にキャリア周波
数より低い周波数を除去するためのバイパスフィルタと
、ス・プリアスノイズパルスを除去するためのダイオー
ドクリッパとを含む。この回路26には更にバンドパス
フィルタが設けられており、このフィルタは好ましい実
施態様では中心周波数が12.5KHzで約400Hz
のバンドパスバンド幅を有する。従って、回路2Bの出
力は、最初に電線18に送信すなわち注入されたものと
ほぼ同一のサイン状キャリアと、所望の信号に近い周波
数の他の種々の信号を含む。ゼロ基準軸27は、サイン
状キャリア波形22の止の半サイクルと負の半サイクル
をyめる。こうして再構成されたキャリア波形22は、
ハードリミッタ回路28へ印加され、ここでキャリア信
号は増幅され、かつ約5ボルトの直流とアース電位との
間でハードリミットされる。これにより一連の方形又は
矩形波のハートリミットされたキャリア信号30が発生
し、この信号は復調器の入力端15へ印加される。瞬間
的な信号30の高いそして低い状態は、キャリア波形2
2の正および負サイクルに対応し、キャリア信号周波数
および最初にキャリア信号を変調する位相反転キーイン
グデータ情報のすべてが信号3o内に保持される。
尚電圧レベルと低電圧レベルとの間の信号の遷移は、正
と負の半サイクルを通過してゼロ軸27と交差するキャ
リアサイン波形22に対応する。
H,(i相復調器Hの一般的説明 第2図にボす位相復調器14は、まず極性サンプラ38
でセグメントごとにハードでリミットキャリア信号30
を処理し、サンプラ38は発倣器40からのサンプルパ
ルスを受信する度に信号30の極性を決定し、論理「l
」および「0」の一連の極性サンプル信号を発生する。
これら極性サンプル信号43は、信号発生器44により
組合わされ、記憶されて、入道キャリア信号と同一位相
を持つが、これよりも非常に低い周波数のイメージ信号
を形成する。このイメージ情報の相対的位相は、イメー
ジ信号の止から負への遷移又はその逆の遷移を検出する
ゼロ交さ検出器46により決定され、この遷移情報は発
生器60により利用されて1位相角ベクトル信号Vが発
生される。従って、これまで述べた復調器14の構成部
品は、その構造および動作が上記EPC公開第0028
824号(米国特許第4,311,884号)に記載の
ものと同じである。これら部品の改良については、EP
C公開第0118234号および第0119008号に
記載されている0発生器60の位相角ベクトル信号は、
発生器B2により多数のキャリアセグメントにわたり合
計され、ベクトル和信号VBが形成される。このベクト
ル和信号は次に基準ベクトル信号VRと共に位相検出器
7Bに印加され、これより位相検出器出力信号が発生し
る。
キャリアセグメントごとの位相検出器76の出力は、こ
のセグメントに対するベクトル和信号と共に信号発生器
78へ印加され、基準ベクトル信号の更新値が発生され
る0次にこの基準ベクトル信号の振幅は、振幅回路80
によって、決足され、キャリア検出器8Bおよびビット
フレーム発生器8Bによるキャリ検出とビット同期化す
なわちフレーミングの同時動作のための人力として利用
される。次にビットフレーム発生器86の出方は、位相
検出器の入力端に印加され、レジスタ87に復調された
データビット用の仮の偵が記憶される。データメツセー
ジプリアンプル時に抽出された情報を利用するデータピ
ッhH号相関器92は、上記の仮のビット偵に作用して
データビットの極性の不明確性を解消し、復調器出方ラ
イン33に再構成された2値テ一タ信号32を発生する
。この信号32の2値rlJおよびrOJは、送信機に
よりキャリアに最初変調した情報と同じ二値データ情報
を表示し、意図する用途に使用するデータ信号32は、
第1図の論理回路34および35に印加され、これら回
路は負向管理ターミナルを開示する米国特許第4,13
0.874号に一般的に述べられているような1つ以上
の機能を有することができる。
C1第2図に示される位相復調器で処理e発生される信
号の説明 第3図のグラフAは、キャリア信号を位相変調するため
送信機への人力として使用される2イ一ベースバンドテ
ータ信号36の論理ステートのタイムチャートであり、
各キャリアデータ伝送メツセージの開始部分は、時間T
OとT2との間の11のデータビットからなるプリアン
プルを含み、この11個のデータビットのうちに含まれ
る8つのバイナリデータビット「IJおよびデータビッ
ト「o」は同期化データビットとして働く。これら8つ
のバイナリデータビットの後に2つの連続するデータビ
ット「1」が続くが、これらのビットは、極性表示デー
タビットを構成する。時間T2のプリアンプルの終γ点
で、データ伝送のメツセージ情報テータ部分が始まるが
、このメツセージの全長は、一般に40〜200デ一タ
ビツト程度になる。
ベースバンドデータ信号38は、図示してぃない送信機
で発生し、キャリア信号を位相変調するのに使用される
。第3図のグラフBは、第2図のハードリミットキャリ
ア信号3oのうちの時間TOとTIとの間の一つのキャ
リアデータシンボルインターバルを拡大してボす。
各々の等しいキャリアデータシンボルインターバルは、
ベースバンドデータビットの2値ステートが先のデータ
シンボルの2帥ステートから変化してキャリア信号の位
相反転が生じる点にて開始および終rする。プリアンプ
ルの初期部分は2位相検出器14内で同期を行なうため
の先に述べたバイナリ極性データビットを含むが、これ
については、後の説明より明らかとなろう。
好ましい実施態様では、先に述べた4つのキャリアセグ
メントが各データシンボルインターバルに含まれ、これ
からセグメントは、時間、TOlTo−1,TO−2、
TO−3オJ: ヒ’ TIニ仕切られる。これらキャ
リアセグメントは、′4i調器14内で極性サンプリン
グ操作がされかつ所y数の極性サンプルが記憶された後
に実際に形成される。883図のグラフCには、グラフ
Bの4つのキャリアセグメントのうち一つを更に拡大し
て示すが、この一つのセグメントは、サンプルパルス発
振器4oにより発生されるパルス3?をサンプリングす
ることにより発生される 8個のサンプルの時間を含む
以 ド 余 白 第3図にボされるサンプリング法は、EPC公開第00
28825号(米国特許第4,311,184号)に詳
細に述べられているものであるが、EPG公開公開第0
1182芳4 載されている別のサンプリング法も使用できる 第3図
のグラフCに示すようにサンブリンクパルスは、51/
8のキャリアサイクルのインターバルで発生し、各サン
プルパルスは、先のパルスよりも1/8サイクル遅い波
形内の点で発生する。上記引用例に詳細に述べられてい
るように、サンプルは、対応するサンプリングパルス発
生時のキャリア信号の極性を決定し、負のキャリア信号
極性は「o」で表示され、1Fのキャリア信号極性はr
lJで表示される。従って、第2図にポされる極性サン
プラ38の出力は、一連の2値論理「l」および「0」
から成る極性信号43であり、この極性信号は8つの信
号グループに分けられる。このグループの各々は、一つ
のキャリアセグメントに対応し、イメージ周波数信号発
生器44により 8ビツトの2佃データレジスタに記憶
される一つのイメージ周波数信号の 1サイクルを構成
する。後でより完全に述べるように8つの極性サンプル
信号より成る各グループは、対応するキャリア信号セグ
メントの位相角を表示するベクトル信号を発生するのに
使用される。位相復調器において角度情報を記憶する必
要がないようにするため、ベクトル信号が極座標で処理
されると仮定すると、すべてのベクトル信号をI座標値
と直角位相Q4−に換算して直角座標値として復調器1
4で処理する。
当然ながら入道キャリア信号は、復調器14内の任意の
基準に対してθ〜380’の位相角にて到着するが、復
調器14は、この信号をある限定された数の可能な位相
値の一つを有するものとして処理する0本発明書に述べ
られた好ましい実施態様では、復調器14は、人造キャ
リア信号サンプルを8つのml能位相角の一つを有する
ものとして処理する。
本発明の理解を容易とするため、第4図に位相角ベクト
ル発生器6oにより発生Of能なベクトル信号の極性表
示を示す。■成分値は、第4図の横軸上に示され、Q成
分イ1は縦軸上に表示される。ここには、 8つのベク
トルがボしであるが、それぞれのベクトルには、 θ〜
7の番号が付けられ、それぞれ対応する ■およびQ成
分値を有している。例えば、第4図の右側の横軸上のベ
クトルは、ベクトル6と表示され、それぞれ4および0
の ■およびQ座標値を有する。これら成分値は、後で
より完全に述べるベクトル索引表に記憶される。このよ
うな理想的動作条件ドでは、人道キャリア信号の位相は
変調ベースバンドデータビットのある特電の論理ステー
トに対して決まる第4図に示したただ1つのベクトルだ
けを表示する。例えば、ベースバンドデータ論理rlJ
は成分値(3 、 3)を有するベクトル5により所定
メツセージ中に常に表示できる。好ましい実施態様は、
位相反転キーインクシステムに具体化されているので、
ベースへンドデータ論理信号が「0」であると入道キャ
リア信号の位相角はベースバンド論理信号「l」の位相
角から180 ’離れているものとする。従って、本例
ではベースバンド論理「0」により変調された入道キャ
リア信号の位相は、成分4t1cm3、−3)を有する
。第4図の左上方(第3)象限内のベクトル1により表
示されることになる。
次に第3図に戻ると、各ベースバンドデータビットは、
4つのキャリアセグメントに等ふ しいインターバルを占めモことが判る。従って、復調器
14内のデータは、4つのキャリアセグメントグループ
内で処理され、4つのキャリアセグメントの位相角のベ
クトル信号イーが第2図の合計ベクトル発生器62で合
計され合計ベクトル信号VBが発生される。
第2図に示すベクトル発生器B2によりベクトル和信号
VBを構成する方法を第6図のベクトル図に示す。この
図から判るように、入道キャリア信号の3つの連続セグ
メントは、3つの位相角ベクトル信号V1.V2および
VB(各々は(3,3)の成分値を有する)を発生する
と考えられる。すなわち、これら位相角ベクトル信号の
各々は、第4図に示すベクトル5に等しい。次にベース
バンドデータの論理ステートが変化して、入道キャリア
信号の位相が反転すると仮定する。従って、次のキャリ
アセグメントは、(−3、−3)の成分、値を有する第
6図のベクトルV4で示される位相角ベクトル信号を発
生する。ベクトルVl、V2.V3およびv4を合計す
ると、第6図に示すような成分値(e、e)を有する合
計ベクトル信号VBの11となる。
すなわち vl(3,3) ν2 (3,3) VB (3,3) + V4 (−3,−3) VB (J、8) 第6図の位相角ベクトル信号v4が発生した後で、ペー
スバンドデータの論理ステートが3つの連続キャリアセ
グメントと同じステートであったとすると、第7図にボ
すような成分4rIi(−3;−3)を有する位相角ベ
クトル信号Vl、v2′およびV3’が発生する0次に
ベースバンドの論理ステートが一度変わると、入道キャ
リア信号の位相が更に反転する。従って、発生する位相
角ベクトル信号Vの次のイ1は、第7図に示すように(
3,3)の成分値を有するベクトルV4’ として表示
される。ベクトルVl’ 、V2 ’ 、 V3’ オ
J:びv4/1を合計すると、第7図にネオように(−
e、 −e)の値を有するベクトルVB’が生じる。
第2図に示すように、位相検出器76は、ベクトル和信
号VBと基準ベクトル信号VRを人力信号として受ける
。この基準ベクトル信号は、キャリア信号の公称位相を
表示するもので、θ0の位相角を有するものとして表示
される。次に基準ベクトル信号VRを発生する方法につ
いて説明する。
理想条件ドでは、第6図および第7図を参照して説明し
た上記の例においてベクトルVの連続した値により交互
に異なるベースバンドデータビットに対して発生される
ベクトル和VBは、第4図のベクトル5又はベクトル 
1のいずれかの位相角に等しい位相角も示す。
第8図は、現在の基準ベクトルVR(これは本例のため
(25,25)の座標を有すると考える)と共に第6図
に関連して説明したように発生されるベクトル和VBを
示す。基準ベクトルVRおよびベクトル和VBの現在値
は、同じ位相角00を有しているので、基準ベクI・ル
発生器’/8は、位相および大きさの点でベクトルVB
に等しい中間基準ベクトルv2を発生する。
再度第8図を参照すると、第8図の左側ド方(第3)象
限に第2ベクトル和VBI (第7図を参照して説明し
たように発生)が示されている。再度第8図の右側上方
(第1)象限に示すように位相角θ0を有する基準ベク
トルVRを仮定すると、基準ベクトル発生器78は、ベ
クトル和VB′に等しい大きさと 180°ずれた位相
角を有する中間基準ベクトルV2’を発生する。換言す
れば、基準ベクトル発生器78は、ベクトル和が基準ベ
クトルVRの現在値と極めて近い同相関係にあるときベ
クトル和VBに位相が等しい中間基準ベクトルv2を発
生し、ベクトル和VBが基準ベクトルVRの現在値と大
きく異なる位相角を有するときは、ベクトル和VBから
反転された位相を有する中間基準ベクトルv2を発生す
る。
この中間基準ベクトルV2は、次にデジタル積分器によ
り基準ベクトルVRの更新値を発生するのに使用され、
この更新値はVRの先の値の関数でもなる。好ましい実
施態様では、基準ベクトルVRの更新値は、VRの先の
値の3/4に中間基準ベクトルv2の値を加えた値に等
しい。
上記の実施例では、ベクトル和信号VBは、現在の基準
ベクトル信号VRに等しいか又は 180@ずれていた
が、実際はノイズおよびその他の要因により入道キャリ
ア信号がドリフトすることがあり、このため第8A図に
示すようにVR又はVR+180”から角度φだけずれ
たVB”又はVB−のようなベクトル和がそれぞれ生+
φを有する中間基準ベクトル信号V2を発生する。デジ
タル積分をすれば、角度差φは平均化されるかまたは新
しい位相角を有する新しい基準ベクトルが発生する。
以 下 余 白 好ましい実施態様では中間基準ベクトル信号v2は、v
3の位相がVRの位相の80°内にあれば合計ベクトル
信号VBに等しい位相角を有し、 VBとVRの位相差
が90°以上であればVBより180°ずれた位相を有
する。
基準ベクトルVRを発生する装置は、キャリア信号のN
個(ここではNは正の整数)の可能な位相値を有するい
かなる位相シフトキーイングシステムにも使用できる。
従って、基準ベクトル発生器78は、位相値θi+φ(
i=0〜N −1で θi=θO+(i X360 °
/ N)また−360°/2N<φく3θ0°/2N)
を有する信号を00+φの値を有する中間基準信号v2
に変換する。これについては、ベクトル和VB が位相
角θl+φ (ここで 01+φ−θo X (i+ 380/N)
+φ=θo X (1+380/2)+φ =θG+180°+φ である第8A図を参照すれば理解されよう、また基準ベ
クトル発生器78が、ベクトルVB をθ0+φに等し
い位相を有する中間基準ベクトルv2に変換することも
理解されよう。
次にベクトル和VBは、基準ベクトルVRの現在値(1
,Q)と共に第2図に示す位相検出器78へ印加される
。位相検出器76は実際は、ベクトル信号VB及びVR
の4象限乗算(fourquadrant multi
plication)を行ない両者の位相角の差のサイ
ンに比例した出方を発生する。このMGCRと表示され
た出方信号は、次に別の4ポジシヨンレジスタに逐次リ
ング状に記憶される。このレジスタ87に記憶される値
はベクトル和VBの位相が基準ベクトルVRに近似する
かまたは基準ベクトルVRの位相より1800近くずれ
るかによって、一般にかなり大きな正数または負数とな
る。従って、位相検出器の出力の符号は、セグメント中
のキャリア信号を変調する値がベースバンドデータ「l
」またはベースバントデータrQJのいずれかを表示す
る。リングレジスタ87内に記憶されるNGCPの正し
い値は、ビットフレーム発生器86によって発生される
INDEX 1と表示される別のインデックス値を使用
することによりその出力として得られる。この値の符号
は、次に仮ビットとしてデータビット符号相関器へ送ら
れる。直角位相型の実施態様では、 VBとVRとの間
の角度のサインに比例した第2信号を使っても180 
’より小さな位相ずれを検出できる。
この点に関し、4つのキャリアセグメントにわたってグ
ループ分けされた入道キャリア信号の位相が、基準ベク
トルVRの位相とほぼ一致しているかまたは基準ベクト
ルVRより約180°ずれているかが仮ビット値よりわ
かる。しかしながら、この値がベースバンドデータ「1
」またはデータ「0」を表示するかはわからない。この
不明確性は、データメツセージプリアンプルのうちの最
後の2つのビットに含まれる情報を使って理解される。
その理由は、プリアンプルにおいて8個の交互に異なる
ベースバンドデータビット「1」とデータビット「0」
の後に1対の連続するデータピッ)rlJが伝送される
からである。同一符号を有するプリアンプルのうちの2
つの連続する極性表示データビットが受信されると、2
つの対応するMGCP信号の極性が決定される。NGC
P符号ビットがゼロであれば、データビット符号相関器
92はレジスタ87からデータ出力ブロック78Bヘパ
スするときに現在のメツセージに対するNGCP信号の
反転出力を発生する。NGCP符号ビットが1の場合、
データビット符号相関器82は、現在のメツセージに対
するレジスタ87の出力を反転しない。従って、復調器
の出力データ信号は、変調キャリアーにに伝送されるベ
ースバンドデータビットに対応する。
D、第12図の回路図 第8図、第10図及び第11図は、第2図のブロックダ
イヤグラムにより一般的に示したコヒーレント位相復調
器14部分の詳細なブロックダイヤグラムである。第1
a、10及び11図のダイヤグラムは第12図に示すマ
イクロプロセッサに基づくシステムを使用した本発明の
一実施例に対応する。
第12図は、レピータ200の回路の機能部品の一例を
示す。このレピータは、結合及び増幅回路204により
3相の一次電力線202に機能的に接続される。
レピータ200は、このレピータ200の論理機能を実
行するのに必要なコンピュータプログラムを記憶するマ
イクロプロセッサ20Bを内蔵する。このレピータの好
ましい実施態様では、モトローラセミコンダクタプロダ
クツカンパニーより入手できる6800シリーズマイク
ロコンピユータに類似するマイクロプロセッサ206を
利用する。好ましい実施態様のマイクロプロセッサ20
8は、6800シリーズタイプのマイクロコンピュータ
により使用される指令セットを実行でき、このタイプの
マイクロコンピュータシステムの説明と使用法について
は、モトローラセミコンダクタプロダクトカンパニーよ
り入手できるマイクロプロセッサデータマニュアル及ヒ
MCHO/レファレンスマニュアルMCθ80/RにA
Dに記載されている。
リードオンリーメモリ208は、アドレスバス210及
びデータバス212の双方によりマイクロプロセッサ2
0Bに論理的に接続され、好ましい実施態様のリードオ
ンリメモリ208は、消去可能なプログラマブルリード
オンリメモリであって、例えばインテルコーポレーショ
ンから入手できる部品番号2732番のメモリである。
このタイプのEPROMは、紫外線を使用することによ
り消去できるプログラマブルリードオンリメモリである
レピータ200は、ランダムアクセスメモリ214も利
用している。この部品は、日立製作所から市販され、p
 P[14413と呼ばれているものである。レピータ
200はシステムタイミング及び論理ゲート218も利
用している。この部品は、部品番号MG8840として
モトローラセミコンダクタプロダクトコーポレーション
より市販されているもので、このデバイス216は実際
に一つのチップに3つのタイマーを内蔵し、レピータ2
00のタイミング信号を発生する。これらタイミング信
号の一つは、ノンマスカブルインタラブド即ちNMI 
218である。このタイミング及び論理ゲート216は
、第15図に一つのブロックとして略図で示されている
が、この機能を奏するために複数の個々のチップを使用
することもできる。
2つの部品220及び222は、レピータ200に対す
るI10ボートを構成する。これらI10ボート220
及び222は、モトローラセミコンダクタプロダクツコ
ーポレーションより部品番号1f(8821として市販
されているもので、これら2つのI10ボート220及
び222は本発明の好ましい実施態様ではハンドシェイ
ク8ビツトの双方向性 I10ボートとなっている。
■10 ボート220は、リードオンリメモリ224に
論理的に接続され、このメモリ224は、レピータ20
0の好ましい実施態様では電気的に可変なリードオンリ
メモリであるこのEAROM ハ、 ナイトロンコーボ
レーシロンから部品番号NC/ 7055LE又はゼネ
ラルインスッルメントコーポレーションより部品番号E
R2055HRとして市販されているもので、このタイ
プのリードオンリメモリ224は、一般に別のタイプの
ROMより遅いので、I10ボート220を通してマイ
クロプロセッサと信号のやり取りをする。このROM 
224は、頻繁にアクセスする必要のない情報を記憶す
るのに使用されるレピータ200内には、デツトマン及
びパワーアップ回路226も含まれる。この回路は■1
0ポート220と論理的に接続し、マイクロプロセッサ
206にリセット信号を発生する。このデツトマン及び
パワーアップ回路22Bの機能上の要件は、当業者に周
知であるので、本明細書では、これ以上詳細には説明し
ない。
アドレス入力モジュール230はレピータ200のアド
レスを記憶し、スイッチ232に関連する。スイッチ2
32は、本発明のレピータ200の好ましい実施態様で
は、レピータ200の数字アドレスを表示する2進コー
ド化10進スイツチであり、アドレス入力モジュール2
30は電力線202上で変調信号として受信されたメツ
セージがこのレピータにアドレス指定されているときこ
のことをレピータ200が認めることができるようにす
る。このアドレス入力モジュール230は、モトローラ
セミコンダクタプロダクツコーポレーションよす部品番
号NC14503として市販されているものでCMOS
 (コンプリメンタリ−金属酸化物半導体)デバイスで
ある。
レピータ200は、3つのシフトレジスタ241 、2
42及び243を利用しており、これらレジスタの各々
は、結合及び増幅回路204を介して電力線202の相
の一つと結合している。これら3つのシフトレジスタ2
41 、242及び243は、結合及び増幅回路204
からデジタル信号を受け、これらデジタル信号がマイク
ロプロセッサ208によって使用されるようこれらデジ
タル信号を8ビツトのフォーマットに変換する。次にマ
イクロプロセッサ208は、その8ビツトの値を読み取
るようになっている。これら3つのシフトレジスタは部
品番号CD4094として市販されているもので、CM
O9部品である。
排他ORゲート246は、キャリア248の入力及び伝
送データ250を受け、結合及び増幅回路204へ変調
データ252の出力を発生する。
第15図を参照して詳細に説明したレピータ200は、
本発明を具体化したレピータの好ましい実施態様を示し
、この態様では1本発明は関連復調器の機能と共にマイ
クロプロセッサ200内の指令により実行される。第1
4図に示される論理チャートは、2つの択一的スレッシ
ョルド値からの一つの選択を示し、この選択は、マイク
ロプロセッサ20θ内の指令により実行される。これま
での説明及び図面では、本発明及びそれに関連するレピ
ータ200をかなり特定して詳細に説明したが、本発明
の範囲内には別の実施態様も入ると理解されたい、更に
本発明の説明では部品を特定したが当業者であれば、別
の部品も使用できることは当然に理解できる。
E、 ベクトル信号の発生 次に第9図を参照すると、サンプルパルス発振器40に
より極性サンプラ38にサンプルパルス37が供給され
、サンプラは既述のように一連の極性表示ビット43を
発生する。この極性サンプリング法は上記EPC公開第
002H24号(米国特許第4,311,984号)及
びEPC公開第0118234及び第0119008号
により詳細に説明されている。これらサンプルパルス3
7は、サンプリングパルスカウンタ52にも送られ、カ
ウンタ52はカウント7から0ヘデクリメントされる。
極性サンプル表示どット43は8ビツトのシフトレジス
タ49へ逐次記憶され、イメージ周波数信号の1サイク
ルを示すlチップとして知られる8ビツトの極性信号を
形成する。サンプルパルスカウンタ52の出力Csの値
によって表示される8番目の極性サンプルビット43が
チップレジスタ48に記憶された後チップカウンタ53
はインクリメントされ、このチップは極性遷移検出器4
7から成るゼロ交差検出器48により処理される。極性
遷移検出器47は、4θ内に記憶されたビットチップ信
号のうちのどのビットで0から1への遷移またはその逆
を区別するかを決定する。極性遷移のビット位置は、位
相角ベクトル発生器6oを構成する2つの索引表58及
び58に供給されるインデックスを発生するのに使用さ
れる。これら索引表58及び59は、復調器14の全て
の位相値がベースとする任意の座標系を決める。
各索引表58及び58は、8つの値を含むが、これらの
値は、極性遷移検出器47によって発生できるインデッ
クスの値に対応する第5図の上部に表示されるベクトル
番号7〜0と共に第5図に示されるベクトル成分の重み
付けされた値を表示する0次に第5図は、(縦軸上に)
対応する重み付けされたベクトル成分値を示すが、この
成分値は、■及びQ値索引表58及び58の対応する位
置に記憶される0例えば、チップレジスタ49のビット
7が0でビット6が1(即ち遷移を表示)であると、8
のインデックス値がベクトル索引表58及び58に供給
され、この結果4の■値及び0のQ値が発生される。同
様にベクトル索引表58及び58に1つのインデックス
が供給されると、この結果−3及び−3のI及びQ値が
それぞれ発生される。
従って、ワンチップ内の全ての遷移に対して位相角ベク
トル発生器60の索引表58及び58から抽出される値
の合計は、2成分ベクトル信号値V(I、Q)から成り
、この値は4ポジシヨン記憶レジスタ61内にリング状
に逐次記憶される。
このチップに対するベクトル信号Vの値が記憶されるレ
ジスタ61の特定の位置は、チッ0゜ ブカウンタ53の出力軸により決定される。位相角ベク
トル信号Vの各値は、キャリア周波数の所定数のサイク
ル(好ましい実施態様では41サイクル)のキャリア信
号セグメントの相対的位相角を表示すると覚えておいて
いただきたい。
現在処理中のキャリア信号セグメントに対する位相角ベ
クトル信号Vの値は、ベクトル和発生器62に供給され
、ここでこの値は、4ボジシミンレジスタ61の他の3
つのポジションに記憶されていた先の3つのキャリアセ
グメントに対する位相角ベクトルVの値にベクトル和発
生器78により加算される。この和信号は、別の2成分
ベクトルVB(I、Q)であり、このベクトルはベクト
ル和記憶しジスタB3内に記憶される。
次に第10図を参照すると、基準ベクトルVRと共に位
相検出器7Bにベクトル和信号VBが供給される。この
位相検出器7Bは、入力の個々の乗算によって2つのベ
クトルのI成分と2つのベクトルのQ成分の積の合計で
ある信号(NGCPと表示される)がその出力端に発生
されるように2つのベクトル信号入力の4象限乗算を行
なう0位相検出器76の出力は2つの入力ベクトルの相
対位相差が小さいと、比較的大きな正の符号の数となり
、2つの入力ベクトルの位相差が180°に近いと比較
的大きな負数となる。当然ながらxacpの絶対値は、
索引表58及び5Bに記憶されたベクトル成分値に対し
て重み付けされた値の選択に応じて変わる。従って、N
GCPの符号は、2つの入力ベクトルVB及びVRが同
相に近いかまたは180 。
位相がずれているかのいずれかを表示する。
次に位相検出器の出力信号NGCPは、レジスタ84内
の正しい記憶位置を決定するためのインデックスとして
チップカウンタ出力Ccを使用する4ポジシヨンリング
記憶レジスタ84内に逐次記憶される。
位相検出器78の出力NGCPは、基準ベクトルVRの
更新値を発生する際にも使用される。第10図かられか
るように、位相検出器7Bの出力NGPCは符号検出器
104に供給される。MGCPの符号が負であれば、符
号検出器104は位相インバータ10Bを作動し、この
インバータの入力はベクトル和信号VBにより供給され
る。この位相インバータ106の出力は、中間基準ベク
トル信号V2(I、Q)を形成する。従って1位相検出
器の出力MGCPの符号が正であり、即ち、ベクトル信
号VBの位相が基準ベクトル信号VRの現在値に極めて
近似していれば、ベクトル信号v2の位相はベクトル信
号VBに等しくなることがわかる。しかしながら、NG
CPが負であると、ベクトル信号v2は、ベクトル和信
号VBの位相反転値に等しい。
中間基準ベクトルv2は、入力としてデジタル積分器1
08へ供給される。好ましい実施態様では、デジタル積
分器108は、VR(新)=3/4VR(旧)+v2で
ある基準ベクトルVRの更新値を発生する。このVRの
値は、チップカウンタ値に等しいインデックスを使う塩
ポジションリングレジスタ110に記憶される。更新に
使用されたVR(旧)の値は、VRの直前の値でないが
、復調器により処理されたキャリアセグメントの長さと
データシンボルインターバルとの関係により選択された
別の値である。
好ましい態様では、4つのキャリアセグメントにわたっ
てデータシンボルインターバルが延びる。従って、VR
(旧)として選択された特定値は、処理された4番目の
最後のVR値である。動作中は、VRの更新値を受ける
同一セルからデジタル積分器108へ入力するためリン
グレジスタ110からVR(旧)の値が選択される。こ
のセルは、チップカウンタGcの値によって決定される
F、 ビット同期化 第13図を参照すれば、ビットフレーミング即ちビット
同期化が更に理解できる。第13図の下方部分を横に延
びる数は、チップ即ち入道キャリア信号のチップ即ちキ
ャリアセグメント番号を表示する。第3図を参照すると
思い出すように好ましい実施態様では4つのチップ上に
各ベースバンドシンボルが延長している。ビット同期化
の目的は、どのチップがデータシンボルインターバルの
開始点を示しているかを判断することにある。
第13図を参照すると、1時に4つを取るチップのグル
ープ分けは色々に可能である。例えば、Aで表示される
グループ分けをすると、データシンボルインターバルは
チップ#1で始まることになる。従って、グループAを
考えると、データシンボルインターバルはチップ#l、
チップ#2、チップ#3及びチップ#4から成ることに
なる。グループAを考えると、チップ#5は、第2デー
タシンボルインターバルの第1チツプとなり、チップ#
8は、第3データシンボルインターバルの開始点となる
。これとは別にグループ分けBを行なうと、チップ1は
、先のデータシンボルインターバルの最終チップとなり
、チップ#2は実際は現在のデータシンボルインターバ
ルの第1チツプを表示する。同様にして、グループ分は
日を行なうと、チップ#8は、第2データシンボルの第
1チツプとなり、チップ#lOは第3データシンボルイ
ンターバルの第1チツプになる。同様にして、グループ
分けCを行なうと、チップ#3は第1データシンボルイ
ンターバルの第1チツプとなり、グループ分け0を行な
うとチップ#4はデータシンボルインターバルの第1チ
ツプとなる。
この目的は、これらグループ分けA、B、C又はDの何
れかが正しいのかを決定することである。
本発明では、第10図に示すようにビー/ ト同期化と
キャリア検出を同時に行なっている。
この方法は、ベクトル振幅発生器80により処理中の現
在の基本ベクトル値VRにより開始され、この発生器8
0の出力は、5STRと表示される信号である。次にこ
の信号値は、チップカウンタ53の現在値Ccに従って
、4ポジシヨンリングレジスタ112内に逐次記憶され
る。
レジスタ112に記憶された4つの5STR値の所定の
一つはコンパレータ68に供給され、ここでレジスタ1
13に記憶された特定数のスレッショルド値のうちの特
定の一つと比較される。5STHの所定値が所定スレッ
ショルド値よりも大きければ、このことはキャリア信号
があることを表示し、コンパレータ69の出力端にキャ
リア検出信号CDが発生される。
先のバラグラフに記載した5STRの所定値は、 IN
DEX 1 と表示されるインデックス値によりレジス
タ112より引出される。このインデックスは、5ST
Rが最初に所定スレッショルド値を越える場合にキャリ
アセグメントに対するチップカウンタ53の値Ccとし
て定義される。第10図に示すように5STHの値が選
択されたスレッショルド値を越えなければ(即ち、コン
パレータ69の出力が負であれば)、レジスタ112の
内容は、レジスタ112内の5STHの記憶値の何れが
最大であるかを決定するコンパレータ回路llBにより
解析される0次にコンパレータ116は、この最大5S
TR値のインデックスを発生し、このインデックスはゲ
ート118の制御によりINIIEX 1としてレジス
タ120に記憶される。
新メツセージごとに、レジスタ120に記憶されている
値は、どのキャリアセグメント(第1キヤリアセグメン
トまでの及びこのセグメントを含む)に対しても更新さ
れ、選択されたスレッショルドより上の5STR値を発
生する。スレッショルド値より上の5STR値をも発生
する次のセグメントは、キャリア検出信号CDにより制
御されるゲート118の作用によりレジスタ120内に
記憶されたINDEX 1の値を変化しないようにされ
る。
レジスタ120内に記憶されたインデックス値は、NG
CPの所定値を抽出しかつ仮ビー/ )レジスタ87内
の所定NGCP値の符号ビットを記憶するのに使用され
る。符号ビットは、正数に対してはゼロで、負数に対し
ては1となり、レジスタ87の内容は、次にデータビッ
ト符号相関器82に供給される。
以 下 余 白 表Iを参照すればキャリア検出器θBとビットフレーム
発生器86の同時操作をより完全(と理解できるが、こ
の表Iは、交互に変わるベースバンドデータビット「1
」と「0」により変調された典型的入道キャリヤ信号番
と対して本発明に係る復調器により発生される信号値の
例を示す。マルチポジションレジスタ61.84および
110に関し特定チップ番号番と対して記憶される値は
、チップ番号の直ぐ下のアングラインを引いた値となっ
てl、)る。
先に述べたサンプリング法で、相対的位相角ベクトル信
号Vは、第4図に示されたベクトル#6と同じ値を有す
ると判断されたと仮定する。すなわち、表Iに示された
人造キャリア信号に対する位相角ベクトル信号tよ、 
4の■成分値および0のQ成分値を有する。従って、■
ベクトル記憶レジスタ61の第1ポジシヨンに記憶され
る値は、表■のチップ#1の直ぐ下のアングラインを引
I/zl−値番とよって表示されるように4と0とから
成る。第8図のベクトル和78は、レジスタ81内に含
まれるすべての記憶値のベクトル和を発生する。この値
は処理される最初のチップであるので、レジスタ81に
は一組の値しかなく、レジスタ61の他の3つのポジシ
ョンは0である。従って、第9図のベクトル和発生器7
8の出力は、チップ#1のすぐ下の値VBに対して表I
で表示されるように4.0に等しい。
復調器14の始動時に、各基準ベクトルVRの値は0で
あるので、ベクトルVBとベクトルVRを比較する位相
検出器76の出力は不定である。しかしながらこの状況
下では本発明は位相検出器76に正の出力を割り当てる
。この値はNGCPの符号”と表示された列中のチップ
#1のすぐ下に表示されている。従って、第10図の符
号検出器104の出力は、位相インバータ 10Bを非
作動状態にし、チップ#1に対するV2の値はチップ#
lのVBに対する値とちょうど同じとなる。
基準ベクトルVRは、複数のキャリアセグメントにわた
って中間基準ベクトルv2をデジタル式に積分すること
により発生される。記載した実施態様では、基準ベクト
ルVRの更新値は、VR(新) = 3/4 VR(旧
) +V2 (ココでVR(旧)は4番目の先のチップ
に対するVRの値)と定義される。又この更新値は処理
される第1チー、プであるので、4番目の先のチップの
値はゼロである。従って、表1で判るようにチップ#1
に対する基準ベクトルVRの更新値は(4,0)であっ
て、表I内のレジスタ110に対して示されるアングラ
インを引いた値により表示される基準ベクトル記憶レジ
スタ +10の第 1セル(基準チップカウンタCcの
現在値により指定)に記憶される。
ベクトルの大きさ発生器80は次に最新のVRベクトル
信号値の大きさに等しい信号を発生し、これを信号5S
TRとして第10図の4ポジシヨンレジスタ 112に
記憶する。表Iにリストアツブされたベクトルの各々は
、横軸上にあるので、各ベクトルの大きさは、 I成分
の大きさに等しい。5STRの最近値が記憶される 4
ポジシヨンレジスタ112の特定位置は、チップカウン
タCcによっても決定される。次に同期インデックス信
号INDEXIによって決定されル5STR(7)値(
すすh チ5STRINDEXI)j* :17バレー
タ68で所定スレッショルドと比較され、キャリア信号
の存在をチェックする。各チップに対する5STRIN
DEXIを表Iに表示する。
スレッショルドの値は、スプリアス電気ノイズを有効キ
ャリア信号とするような不適切な識別を回避しつつメツ
セージプリアンプルの受信時にできるだけ早く確実にビ
ット同期化をするように選択される。本発明の詳細な説
明では、レジスタ113内に記憶される特定スレッショ
ルドの値は30である。しかしながら、異なる条件に合
わせるため別の値のスレッショルドを選択だきるものと
解すべきである。この選択を行うのに用いられる基準に
ついて以下詳細に述べることにする。チップ111の前
では、同期インデックスINDEXIの値は不定である
ので、第1チツプに対してレジスタ112の記憶された
5STR値のどれが選択されるか予想できない。例示の
ため、レジスタ+12内に記憶された最大値が5STR
INDEXIが指定するレジスタ112の出力として供
給されると仮定する。表Iから明らかなように、チップ
#l用のこの値は4である。値4は、30の所定スレッ
ショルド値より小さいので、コンパレータ68はキャリ
ア検出信号CDを発生せず、従ってコンパレータ11B
を作動し、このコンパレータl16は内部に記憶された
5STHの最大値を指定するレジスタ112のインデッ
クスを選択する。チップ#1に対してコンパレータ11
6により選択されるINDEXIの値は1であり、この
値はゲート118を通してレジスタ120に記憶される
。次にINDEXIの値は、仮ピットレジスタ87に記
憶するための位相検出出力記憶レジスタ84から出力を
発生するのに使用される。キャリア検出信号CDがなけ
れば、次のチップ#1の処理を終了する。
次のチップすなわちチップ#2の処理がなされると、値
(4,0)を有する位相角ベクトル信号Vが発生する。
従って、この値は、チップカウンタCcの値に指定され
るように位相角ベクトル記憶レジスタ61の第2ポジシ
ヨンに記憶される。この第2値の■の記憶は、表工に示
すようにチップ#2の下のレジスタ81の第2ポジシヨ
ンのアンダーラインを引いた値(4,0)で表示される
。ベクトル和発生器78は、レジスタ61内に現在記憶
されているベクトルを加算し、(8,0)のVBの値を
発生する。
このベクトル値は、次にベクトルVRの先に計算された
(4.0)値と共に位相検出器76に印加される。現在
のベクトル信号VBとVRの位相角は同じであるので、
位相検出器78の出力の符号は正である。これによりベ
クトルVBの値に等しい値を有する中間基準ベクトル信
号■2が再度発生する。
式VR(新)−3/4VR(旧)+V2に従ってVRの
更新値を計算すると、(8,0)の値が生じる。ここで
VR(旧)はVRの直前の値でなくて、過去の4つのチ
ップからのVRの値、であることに注意されたい。すな
わち、VR(旧)は、チップカウンタCcの値により指
定されるレジスタ110のポジションに現在あるVRの
値である。次にこの更新値は、表I内のレジスタ110
の第2ポジシヨンに示されるアンダーラインを引いた値
 (S、O)に示されるようにVRレジスタ110の第
2ポジシヨン(Cc=2であるから)に記憶される。5
STRはVRの大きさであり、表Iに示す例では水平(
I)軸に沿ってすべてのベクトルがあることを思1.X
出してl、%ただきたい。従って、5STRし゛ジメタ
112の内容は、レジスタ110内のI成分と同じとな
る。INDEXIの現在値により指定される5STRレ
ジスタ112ノ値は、4 (INDEXIは、現在ノチ
ップに対してまだ更新されていなl、%ことに注意)で
あり、この4の値はスレッシ、Jレド113の所定値3
0より低いので、コンノくレータ6Bは再度コンパレー
タ11Eiおよびゲート118を作動してレジスタ11
2内に記憶された5STHの最大値をさがし、INDE
XIの新しい値を発生する。チップ#2の処理中の時点
でレジスタ112に記憶された最大値は8であり、この
値はレジスタ112の第2ポジシヨンに記憶されるので
、INDEXI の値は、2にリセットされる。従って
、レジスタ84の第2値の符号も出力として供給され、
レジスタ87に記憶される。又キャリア検出信号CI]
がなければ、この時点でチップ#2のための信号処理を
終了する衷Iから明らかなようにチップ#3のベースバ
ンドデータビットは、論理1から論理0に変わっている
。従って、発生された位相角ベクトル信号Vは、先の値
から位相反転される。従って、現在値は(−4,0)で
あり、この値は表Iのチップ#3のすぐ下のアンダーラ
イン を引いた値が示すように位相角ベクトル記憶レジ
スタ61の第3ポジシヨン(チップカウンタCc= 3
) に記憶される。レジスタ61に記憶されたすべての
ベクトル値を合計すると、VBの値は (4,0) と
なる、この値は、ベクトル信号VRの現在値と共に正の
位相検出器の出力となり、この出力は、次にベクトルV
Bの値に等しいV2の値を発生する。更新されたVRが
発生すると、この結果(4,0)の値が生じ、この値は
レジスタ110の第3ポジシヨンに記憶される。再度、
INDEXIの現在値によりレジスタ112から回収さ
れる5STRの値は、選択されたスレッショルド値30
より小さい。
従って、キャリア検出信号は発生せず、INDEXIの
更新値はレジスタ120に供給される。11番目のチッ
プまで連続チップごとに発生する値が同じように処理さ
れ続けられる6表工から明らかなように先のチップ#l
Oによって発生されるINDEXIの値は、本例のため
選択した特定スレッショルド値30より大きい5STH
の値をレジスタ112から出力させるような値であった
。従って、キャリア検出信号CDが発生される。このこ
とは、チップ#1にてINDEXIの更新値が発生する
ことが禁止される。従ってチップ#10およびチップ#
11のINDEXIの値は、このままである。このこと
は、チップカウンタCcの対応する値すなわち2は、ベ
ースバントデータシンボルインターバルの最終チップを
表示することおよびCcが値3を有する各チップは新し
いデータシンボルインターバルの第1チツプを表示する
ことを意味する。又、第13図を参照すると、Cで示さ
れるグループ分けは、一つのベースバンドデータシンボ
ルを構成するすべてのチップすなわちキャリアセグメン
トが一つのグループ内で復調器により処理されるように
本例のためビットフレーミングすなわちビット同期化す
ることを表していることが判る。従って、ビット同期化
およびキャリア検出の同時動作が行なわれたことが判る
G、データビット符号相関化 」二記の説明から0又は1の値(これは選択されたNG
CP値の符号ビットを表示)は、仮ビフトレジスタ12
2に記憶されることが判る。
すなわち、0はベースバンドデータの一つの論理ステー
トを示し、レジスタ 122内の 1はベースバンドデ
ータの別の論理ステートを示す。しかしながらこの時点
までに、 2つの可能ベースバンド論理ステート 0又
は 1のいずれを表示しているかを特定することは可能
ではなかった。この不明確性を解決することをデータビ
ット符号相関化と呼び、本発明では第3図に示すように
11ビツトのメツセージプリアンプル中の最後の2つの
ビットを極性表示ビットとして用いて行なう。従ってデ
ータビット信号相関器の目的は、これら2つのビット(
各々のビットはlのベースバンド論理ステートで示す。
)が発生したことを検出すること、および復調器14の
出力に論理r IJとして、これら 2つの表示ビット
のうちの第2ビットが発生したときに仮ピットレジスタ
122の内容の値を指定することにある。このデータビ
ット符号相関動作は復調器の必要な動作であるが、本発
明の重要な特徴であるとは考えられない。
第11図から明らかなようにキャリア検出信号CDが存
在していないと、インバータ 124およびリセット発
生器12Bの動作によりプリアンプルステータスカウン
タ128が最初の値にリセットされる。−力信号CDが
存在しているとプリアンプルステータスカウンタは、以
下述べるように動作する。すなわち仮ピットレジスタ8
7の内容は、先のビットレジスタ128の内容と共にコ
ンパレータ 132に送られる。
コノコンハレータ 132の出力は最終プリアンプルビ
ー/ )検出器134に接続されている。キャリア検出
信号CDがあると、プリアンプルステータスカウンタ 
128は、附加情報を最終プリアンプルビット検出器へ
送る。この検出器134は、コンパレータ132の出力
で決められるようにあるベースバンド論理ステートから
他のステートへの遷移を検出する。このような遷移の発
生時に、最終プリアンプルビット検出器134はプリア
ンプルステータスカウンタ 128をデクリメントする
。有効メツセージプリアンプルが受信中であれば、一連
の交番するベースバンド論理ステートが発生するはずで
ある。プリアンプルステータスカウンタの値がメツセー
ジプリアンプルを受信中であることを確かめるまで(こ
のとき最終プリアンプルビット検出器134はイネーブ
ルされる)ステートが変わるたびにディクリメントが続
けられる。次にこのシーケンスは、極性表示ビットを構
成する同一ベースバンド論理ステートを有する二つの連
続ビットが発生するまで最終プリアンプルビット検出器
134によりモニタされる。これら極性表示ビットの第
2ビツトの発生時に最終プリアンプルビット検出器13
4は、仮ピットレジスタ87の現在値に従ってフリップ
フロップ138をセット又はリセットする。次にこのフ
リップフロップ138は、仮ピットレジスタ87の出力
に作用するインバータ140を制御し、第3図に示され
る2つの極性表示ビットの最終ビットが発生するとき仮
ピットレジスタ87にゼロ値が生じれば、この時に論理
「1」の出方を発生するインバータを作動する。フリッ
プフロップレジスタ138の内容は、一定であるので、
受信されたメツセージの全期間にわたって同一ステート
にインバータ140を維持する。
以 下 余 白 他方、第3図に示される極性表示ビットのうちの第2ビ
ット発生時の仮ピットレジスタ87の内容が論理「1」
であれば、その時受信中のメツセージの全期間にわたっ
てイン/(−タは非作動状態に維持され、イン/<−夕
 140および復調器14の出力が仮ピットレジスタよ
りの内容と同じになるように最終ビットプリアンプル検
出器 134はフリップフロップ 140を作動する。
この時点で、最終プ1ノアンプルビット検出器134は
メツセージ存在信号を発生してメツセージデコード回路
を作動する力く、この回路は本発明の一部ではなI/X
ので、図示しない。データビット符号相関動作の完了時
には、復調器Hの出力は、送信ステーションでキャリア
に最初に変調したベースIく一ンドデジタルデータを正
しく再現する。
H,テュアルスレツショJレドによる比較上述のように
、本発明の特徴tよINDEX 1の現在値によって表
示される5STRの値と比較するのに用いるスレ・シシ
目ルド値を複数のスレッショルド値から選択できること
にある。
再度第10図を参照すると、コンパレータ68により使
用される選択スレッショルド値113は、111に記憶
された複数の異なるスレッシミルド値より選択される。
この説明のため、スレッショルド lはスレッショルド
2よりも小さいと仮定する。
小さなスレッショルド値をコンパレータ69に使用する
とき、第1図および第2図に示した復調器14は有効キ
ャリア信号の受信後、より迅速な決定をすることができ
ると解すべきである。しかしながらこの利点と共に、現
実に電気ノイズ又は他のスプリアス信号により信号が生
じると有効キャリア信号が存在しているとの不正確な決
定がされるおそれがあるという潜在的な欠点が存在する
。逆に、コンパレータ68が大きなスレッショルド値を
用いる場合、有効キャリア信号の存在の信頼性が高くな
る。高スレッショルド値の要件を満すため、有効キャリ
ア信号により多くの時間が必要になることを我慢して、
高い信頼性を得ることができる。
従って、スレッショルド値の大きさを選択することによ
り、受信信号を有効キャリア信号と判断する信頼性の高
さをとるか、キャリア信号らしいものを最初に受信した
後有効キャリア信号であると判断するまでの時間を短縮
するかの間で選択を行なうことができる。
レピータのような受信機が、キャリア信号の受信が差し
迫っているのを予想する有効な理由を有していなければ
、電気ノイズのようなスプリアス信号を適切に除去し、
従って、これらスプリアス信号を有効キャリア信号と誤
認する可能性をなくするよう高スレッショルド値を選択
すると通常有利である。信頼性を高くし、非有効信号を
除去するには、時間すなわちキャリア検出決定法による
有効キャリア信号へのレスポンスを長くする。受信機が
例えば電気設備サブステーションに設置されているよう
なキャリア制御ユニットから送信がもうすぐ起こること
を予想していないときは、高スレッショルド値を使うこ
とが、一般に正しい選択となる。
受信機が送信がもうすぐ起こることを予想するだけの理
由があるときは、キャリア検出決定法によりキャリア信
号に高速応答するために低スレツシヨルド値を使用する
ことが一般に有利である。送信が差し迫っていることが
予想されるときは、受信したスプリアス信号を有効キャ
リア信号であると誤って決定する危険が有意に低下する
。このことは、レピータにおいて、消費者の居住地から
の送信がもうすぐ起こることを予想できるだけでなくキ
ャリア信号が始まる時間を予想できる場合に特に正しい
。レピータが消費者の居住地に特定のコマンドを送るよ
うな場合、レスポンスを予想してもよく、更に非常に短
いタイムフレーム内でそのレスポンスの正確なタイミン
グを予想できる。従って、受信機が電力線の周波数上に
キャリア信号があることをより高速で決定できるように
するために低スレツシヨルド値を使用することができる
。低スレツシヨルド値を選択するときは、他のレジスタ
の値も変える。例えは、ベクトルレジスタは、前に受信
した電気ノイズの影響を除去するためクリアされる。こ
のクリア操作については、復調器の始動法の説明に関連
して既に詳述した。低スレツシヨルド値を使用すると、
有効キャリア信号の受信中にキャリア検出信号が脱落す
る確率が低下するが、このような信号の脱落は高スレッ
ショルド値を使用した場合に起こり得る。
第10図において、スレッシボルドセレクタ109は、
コマンドが最近送信されたことを示す電気信号又は最近
のコマンド信号がデバイスへ送られてこの′デバイスか
らの回答をまっていることを示すマイクロプロセッサの
ルーチン内の論理フラグのいずれかから構成でき、この
電気信号又は論理フラグは、応答する消費者の居住地又
は別のレピータからキャリア信号がすぐに受信されるこ
とを示す。
ハードウェアの回路又はソフトウェアの構成で実行する
かのいずれにせよ、第14図の論理フロチャートは、低
又は高スレッショルドを選択するのが二者択一的条件で
あることを示す。点線で表示したブロック 150内で
は、上述したようにINDEX 1 と表示される5S
TRの値を正しく選択する。この機能150は、第10
図および参照番号80,813,112および120に
関連して説明した機能と同じであり、判断ブロック 1
52は、送信が予想されるか否かを問うものであり、こ
のブロックはレスポンスが予想されるコマンド信号が例
えば電気消費者の居住地に設置されたデバイスに最近送
信されたかどうかを判断することにより回答される。こ
のような送信が予想される場合、スレッショルド値は、
ブロック154内に表示されるように低い値にセットさ
れる。逆に送信が差し迫ったことが予想されなければ、
スレッシボルド値は、ブロック 158の示すように高
い値にセットされる。どのスレッシまルド値を選択した
かとは無関係に選択スレッショルドは、コンパレータ8
8および関連部品によりINDEX !で表示される5
STHの値と比較されるが、これについては上述したし
第10図に図示した。
再度衣■を参照して、スレッショルド値を30にすると
、キャリア信号の10番目のチップが受信された後に有
効キャリア信号があると 。
判断されたことが判っていた。表Iの値が示すようにス
レッシボルド値を20にすると、チップ番号6の受信時
にこれと同じ判断がされたことに注目されたい。従って
、スレッショルド値を小さくすることにより、有効キャ
リア信号をより高速で識別できることが明らかである。
送信が差し迫っていることが予想されるときは、低スレ
ツシヨルド値を利用して有効キャリア信号をより高速に
識別することにより、キャリア信号の誤認の危険を低減
する。
以上で電力線上の有効キャリア信号の存在ヲ評価スるデ
ュアルスレッシミルドシステムの使用に関連して本発明
を詳述したが、 2つのスレッショルドを使用すること
は単に例示のためであって、本発明の保護範囲を限定す
るものでないと理解すべきであり異なるマルチスレッシ
ョルド値を用いることも本発明の範囲内に入る。
【図面の簡単な説明】
第1図は、本発明に係る改良されたコヒーレント位相復
調器を含む通信ターミナルのブロックダイヤグラム、第
2図は第1図に示される復調器のブロックダイヤグラム
、第3図は、第2図の復調器内で使用されるベースバン
ドデジタルデータ信号、キャリア信号およびサンプリン
グ法を示すグラフA、BおよびCであり、第4図は第2
図の復調器により発生されるベクトル信号Vの位相角を
示すベクトル図、第5図は第4図に示される位相角ベク
トル信号の成分を示すグラフ、第8図は、 4つのキャ
リア信号セグメントにわたて第2図の復調器により発生
される4つの代表的位相角ベクトル信号を示すベクトル
図、第7図は第8図のセグメントに続く 4つのキャリ
アセグメントにより発生される4つ位相角ベクトル信号
およびそれに対応するベクトル和信号を示す第6図と同
様なベクトル図、第8図は第7図のベクトル和から形成
された中間基準ベクトル信号を示すベクトル図、第8A
図は、別のベクトル和信号およびこれより形成された対
応する中間基準ベクトル信号を示す第8図と同様なベク
トル図、第9図はゼロ交さ検出器および位相角ベクトル
信号発生器を有す第2図の復調器部分の詳細ブロックダ
イヤグラム、第1O図は基準ベクトル信号発生器および
同時作動されるビットフレーム発生器およびキャリア検
出器を示す第2図の復調器部分の詳細なブロックダイヤ
グラム、第11図はデータビット符号相関器を示す第2
図の復調器部分の詳細なブロックダイヤグラム、第12
図はレピータ内の本発明の特定の実施態様のブロックダ
イヤグラム、第13図はピットフレーミング動作を示す
図、第14図は複数の異なるスレッショルド値のうちの
一つを選択に使用されるスレッショルド選択法を示す論
理フロチャートである。 参照番号 図 面 表 示 14 1 位相復調器 24 1 バイパスフィルタ 28 1 信号コンディショニング ユニット 28 1 ハードリミッタ 34 1 アドレスおよびファンクシ ジョンデコード論理回路 35 1 制御論理回路 38 2 極性サンプラ 38 9 極性サンプラ 40 2 サンプルパルス発振器 40 9 サンプルパルス発振器 44 2 イメージ信号発生器 46 2 ゼロ交さ検出器 47 2 極性遷移検出器 48 9 チップレジスタ 52 9 サンプルパルスカウンタ 53 8 チップ番号(1〜4) 58 8 I値索引表 58 8 Q値索引表 80 2 位相角ベクトル発生器 Elf 13 Vl、V2.V3.V462 2 ベク
トル和発生器 83 9 VBCI、Q) 66 2 キャリア検出器 8710 インバータ 881Oコンパレータ 76 2 位相検出器 7810 位相検出器 78 2 基準ベクトル発生器 80 2 ベクトルの大きさ発生器 8010 ベクトルの大きさ発生器 84、 10 NGCPI 0CP2 GGP3 GCP4 86 2 ビットフレーム発生器 87 2 仮ピットレジスタ 871O仮ピットレジスタ 82 2 データビット符号相関器 104 10 符号発生器 108 10 位相インバータ 108 10 デジタル積分器 109 10 スレッショルドセレクタ+10 10 
VBI B2 B3 B4 111 10 スレッショルドl スレッショルド2 112 10 5STRI STR2 5STR3152 SSTR4154 11310スレッシボルド 11EI 10 5STR最大値コンパレータ 156
118 10 ゲート 120 10 INDEX I 158124 11 
インバータ 126 11 リセット 204 12811 プリアンプルステタス 206カウンタ 
208 12911 先のビット 214 132 11 コンレータ 216 134 11 最終プリアンプルビット検出器 220 138 11 S 222 224 F/F226 140 11 インバータ 150 14 5STR用値 230 選択された値 232 14 送信が予想されるか 14 スレッショルド=スレッシ ョルド1 (低い値) 14 スレッショルド=スレッシ 目ルド2 (高い値) 14 5STRとスレッシミルド値 を比較 12 結合および増幅回路 12 MG 12 ROM 12 RAM 12 システムタイミングおよび 論理ゲート 12 I10ボート 12 110ボート 12 ROM 12 デツトマンおよびパワー アップ回答 12 アドレス入力 12 スイッチ 241 12 位相1シフトレジスタ 242 12 位相2シフトレジスタ 243 12 位相3シフトレジスタ 248 12 FOR ツ 八 閘 1・ τχ外【しく工Q) FIG、4

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、位相シフトキーイングによりデジタルデータ信号に
    より変調したキャリア信号を復調する方法において、 各々が入道キャリア信号の複数の重畳部分の所九の一つ
    の位相を表示する複数の位相信号を発生すること、前記
    位相信号の各々と所だのスレッショルドイーを比較する
    こと、複数の異なるスレッシ璽ルド値から前記所定スレ
    ッショルド1−を選択すること、および前記位相信号の
    一つが前記所定スレッショルドイーを越えるとキャリア
    検出信号を発生することから成る方法。 2、人道キャリヤ信号の受信が差し迫っていることを予
    想することおよび 前記選択ステップにおいて前記予想ステップの結果を利
    用することを更に含む特許請求の範囲第1項記載の方法
    。 3、 N個の可能な位相ステートが存在し、更に位相変
    調された人道キャリア信号を表示する第1信号を発生す
    ること、 前記第1信号と基準信号の予め存在する(1との間の位
    相差を表示する出方信号を発生すること、 前記出力信号から変調されたデジタルデータを再生する
    こと。 前記第1信号を中間基準信号に変換して該中間基準信号
    を前記基準信号の先の値と共に積分することにより前記
    基準信号の更新値を発生することを含む、特許請求の範
    囲第1項又は882項に記載の方法。 4、位相シフトキーインクにより 2イ1ベ一スバンド
    データ信号で変調したキャリア信号を復調する装置であ
    って、 人道キャリア信号の重畳部分の各々がデータシンボルイ
    ンターへルに等しい時間にわたって延びるその重畳部分
    の位相を表示する複数の位相ベクトル信号を発生するた
    めの第1手段と、 該位相ベクトル信号発生手段に接続され、関連メツセー
    ジデコード回路に使用するための所望入道キャリア信号
    の存在を表示するキャリア検出信号を発生するための8
    82手段と前記複数の位相ベクトル信号の各々と選択さ
    れたスレッショルド値を比較するための手段と、 複数の択一的なスレッショルド4(1から前記スレッシ
    目ルドイーを選択するための手段と、人道キャリア信号
    の受信を予想するための手段とから成り、前記選択手段
    は前記予想手段からの信号に機能的に依存している復調
    装置。 5、 レピータ内に内蔵された特許請求の範囲第4項記
    載の復調装置。 6、 マイクロコンピュータ内に複数の指令を含む特許
    請求の範囲第4項又は第5項記載の復調装置。 7、位相変調された入道キャリア信号の位相を表示する
    881信号をとり出すための手段と人道キャリア信号よ
    り位相基準信号を発生させるための基準手段と、 前記第1信号と前記位相基準信号との位相差を表示する
    出力信号を発生するための位相吹出手段と、 変調デジタルデータを前記出力信号から再生するための
    手段と、 位相変調された人道キャリア信号の所定セグメントの位
    相を表示する位相角ベクトル信号(前記第1信号は、複
    数の該位相角ベクトル信号のベクトル和より成る)を発
    生するための手段と、 複数のスレッショルド値のうちの一つを選択するための
    手段と、 前記選択された一つのスレッショルドイ1と前記複数の
    位相角ベクトル信号のベクトル合計イ1を比較するため
    の手段と、 人道キャリア信号の受信が差し迫っていることを予想す
    るための手段とから成り、前記選択手段は、前記予想手
    段からの信号に機能的に依存する復調#I[。 以 下 余 白
JP60004831A 1984-01-13 1985-01-14 電力線通信システム用受信機 Pending JPS60162317A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/570,488 US4563650A (en) 1984-01-13 1984-01-13 Power line communication receiver with dual threshold signal interrogation capability
US570488 1984-01-13

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPS60162317A true JPS60162317A (ja) 1985-08-24

Family

ID=24279845

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP60004831A Pending JPS60162317A (ja) 1984-01-13 1985-01-14 電力線通信システム用受信機

Country Status (5)

Country Link
US (1) US4563650A (ja)
EP (1) EP0149546A3 (ja)
JP (1) JPS60162317A (ja)
AU (1) AU565413B2 (ja)
CA (1) CA1241708A (ja)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4675882A (en) * 1985-09-10 1987-06-23 Motorola, Inc. FM demodulator
US4912729A (en) * 1988-05-16 1990-03-27 U.S. Philips Corporation Phase-locked-loop circuit and bit detection arrangement comprising such a phase-locked-loop circuit
US5001419A (en) * 1988-09-28 1991-03-19 Abb Power T & D Company Inc. Method of deriving an AC waveform from two phase shifted electrical signals
EP0748480A1 (en) * 1992-06-30 1996-12-18 Electronic Innovators, Inc. Distributed intelligence engineering casualty and damage control management system using an ac power line carrier-current lan
US5376894A (en) * 1992-12-31 1994-12-27 Pacific Communication Sciences, Inc. Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator
US5818821A (en) * 1994-12-30 1998-10-06 Intelogis, Inc. Universal lan power line carrier repeater system and method
US5862187A (en) * 1995-07-31 1999-01-19 Lucent Technologies Inc. MPSK demodulator
IL127223A (en) * 1998-11-24 2002-08-14 Systel Dev And Ind Ltd Power-line digital communication system
US7069091B2 (en) 2001-11-01 2006-06-27 Salton, Inc. Intelligent microwave oven appliance
US20030083028A1 (en) * 2001-11-01 2003-05-01 Williamson Charles G. Remote programming of radio preset stations over a network
US7151968B2 (en) 2001-11-01 2006-12-19 Salton, Inc. Intelligent coffeemaker appliance
US20030083758A1 (en) * 2001-11-01 2003-05-01 Williamson Charles G. Remote updating of intelligent household appliances
US20030080113A1 (en) * 2001-11-01 2003-05-01 Williamson Charles G. Intelligent oven appliance
CN1723684A (zh) * 2002-11-06 2006-01-18 安比恩特公司 对用于电力线通信的调制解调器的功率输出的控制
US7609784B1 (en) 2004-04-26 2009-10-27 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus with dynamic noise threshold
US7242729B1 (en) 2004-04-26 2007-07-10 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus
JP2012080150A (ja) * 2009-01-15 2012-04-19 Panasonic Corp データ通信システムおよびデータ通信装置
JP2012109943A (ja) * 2010-10-27 2012-06-07 Kyoto Univ 電力線通信システム
CN111028289B (zh) * 2019-11-20 2022-05-17 国网浙江省电力有限公司电力科学研究院 基于模板匹配的变电站内设备异物定位方法
US11799286B1 (en) * 2022-03-30 2023-10-24 Itron, Inc. Frequency-based distributed load disconnect

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5136026B1 (ja) * 1970-04-10 1976-10-06
US4130874A (en) * 1977-06-13 1978-12-19 Westinghouse Electric Corp. Load management terminal having plural selectable address formats for a power line communication system
US4233565A (en) * 1979-06-29 1980-11-11 Motorola, Inc. Method and apparatus for a PSK signal detector
US4311964A (en) * 1979-09-21 1982-01-19 Westinghouse Electric Corp. Coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems
US4379284A (en) * 1979-09-21 1983-04-05 Westinghouse Electric Corp. Coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems
FR2525055A1 (fr) * 1982-04-09 1983-10-14 Trt Telecom Radio Electr Procede de correction de frequence de la porteuse locale dans le recepteur d'un systeme de transmission de donnees et recepteur utilisant ce procede
US4516079A (en) * 1983-02-09 1985-05-07 Westinghouse Electric Corp. Coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems
US4490831A (en) * 1983-03-01 1984-12-25 E Systems, Inc. Digital pulse detector circuit having selectable false alarm rate

Also Published As

Publication number Publication date
US4563650A (en) 1986-01-07
EP0149546A2 (en) 1985-07-24
AU565413B2 (en) 1987-09-17
AU3759385A (en) 1985-07-18
EP0149546A3 (en) 1987-10-14
CA1241708A (en) 1988-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS60162317A (ja) 電力線通信システム用受信機
EP0026624B1 (en) A coherent phase demodulator for power line communication systems
US4379284A (en) Coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems
TWI297778B (en) Method and system for detecting the phase wiring of an arbitrary unknown phase voltage relative to a reference phase voltage
EP0119008B1 (en) Improved coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems
US4428061A (en) Method and apparatus for receiving carrier-borne digital signals intended to operate remotely-operable switching devices
MXPA06013819A (es) Metodo y aparato para detectar el cableado de fases de un voltaje arbitrario, de fase desconocida, en relacion con un voltaje de fase de referencia.
EP0617860B1 (en) Inbound communications using electricity distribution network
EP0118234B1 (en) Coherent phase shift keyed demodulator with improved sampling apparatus and method
US4653072A (en) Low error rate digital demodulator
JPS619119A (ja) デイジタル保護継電装置
RU2343496C1 (ru) Способ и система для обнаружения фазного провода с неизвестным фазным напряжением относительно эталонного фазного напряжения
EP0378639B1 (en) An arrangement for wireless transmission of signals received via a serial two-conductor data bus
JP2767585B2 (ja) 配電線搬送信号伝送装置
JPS6023306B2 (ja) 移動体の前、後進検知装置
CA1087317A (en) Process for receiving unique words
JPS5941614B2 (ja) デ−タ伝送可能な移動体位置検知装置
JP3192737B2 (ja) 配電線搬送受信装置
JPS62181630A (ja) 配電線位相差検出方法
JPS5826709B2 (ja) シユウハスウベンベツキ
JPH07250109A (ja) Fsk通信における信号分別方式
JPS6023307B2 (ja) 移動体の進行方向を地上側にて検知する装置
JPS6037883B2 (ja) 移動体の位置検知装置
JPS5943800B2 (ja) 移動体の位置検知可能なデ−タ伝送装置
JPS5934982B2 (ja) 移動体位置の検知装置