JPS60143022A - デイジタル信号処理装置 - Google Patents
デイジタル信号処理装置Info
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- JPS60143022A JPS60143022A JP25133483A JP25133483A JPS60143022A JP S60143022 A JPS60143022 A JP S60143022A JP 25133483 A JP25133483 A JP 25133483A JP 25133483 A JP25133483 A JP 25133483A JP S60143022 A JPS60143022 A JP S60143022A
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- signal
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- circuit
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- digital signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/20—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はアナログ信号をディジタル信号に変換し、信号
処理を行ない、ディジタル信号の精度を向上さす信号処
理装置に関するものである。
処理を行ない、ディジタル信号の精度を向上さす信号処
理装置に関するものである。
従来例の構成とその問題点
近年ディジタル信号処理は画像処理に広く用いられる様
になり、固体撮像素子よりの信号をＡ／Ｄ変換し、ディ
ジタルで信号処理を行なう装置が開発されているが、信
号処理過程において信号の精度が不足し、問題となる。
になり、固体撮像素子よりの信号をＡ／Ｄ変換し、ディ
ジタルで信号処理を行なう装置が開発されているが、信
号処理過程において信号の精度が不足し、問題となる。
以下にアナログの撮像装置をディジタル信号処理におき
かえ、従来のＡ／Ｄｙｊ２換器を用いたディジタル化さ
れた単板式の固体撮像装置のディジタル信号処理装置に
ついて説明する。
かえ、従来のＡ／Ｄｙｊ２換器を用いたディジタル化さ
れた単板式の固体撮像装置のディジタル信号処理装置に
ついて説明する。
第１図は固体撮像素子の受光素子上に配置するモザイク
フィルタで、各受光素子の上に１つの色のフィルタが置
かれる。第１図のフィルタの色の配列について説明する
。あるフィールドのｎ番目の水平ラインには透明（Ｗ）
、グリーンＣＧ）のフィルターがＲ４−１番の水平ライ
ンには、シアン（Ｃｙ）。
フィルタで、各受光素子の上に１つの色のフィルタが置
かれる。第１図のフィルタの色の配列について説明する
。あるフィールドのｎ番目の水平ラインには透明（Ｗ）
、グリーンＣＧ）のフィルターがＲ４−１番の水平ライ
ンには、シアン（Ｃｙ）。
イエロー（Ｙｅ）のフィルタが配置される。次のフィー
ルドのｎ′番目の水平ラインにはグリーン（Ｇ）、透明
（Ｗ）、のフィルタが、ｎ′＋１番目の水平ラインには
、イエロー（Ｙｅ）、シアン（Ｃｙ）のフィルタが配置
される。
ルドのｎ′番目の水平ラインにはグリーン（Ｇ）、透明
（Ｗ）、のフィルタが、ｎ′＋１番目の水平ラインには
、イエロー（Ｙｅ）、シアン（Ｃｙ）のフィルタが配置
される。
第２図に第１図のモザイクフィルタをもった固体撮像素
子を用いたカラービデオカメラの具体例を示すものであ
シ、１は固体撮像素子で各画素ごとの光電変換された電
気信号を駆動パルスで順次読み出していく。２は１の固
体撮像素子の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄコ／バータである。３は１水平走査期間遅延（１ＨＤ
Ｌ）させ、４の同時化回路に原信号を１水平走査期間遅
延させる信号と原信号とを入力する。４の同時化回路で
４つの色成分Ｗ 、 Ｇ 、 Ｙｅ 、Ｃｙに分解する
。
子を用いたカラービデオカメラの具体例を示すものであ
シ、１は固体撮像素子で各画素ごとの光電変換された電
気信号を駆動パルスで順次読み出していく。２は１の固
体撮像素子の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄコ／バータである。３は１水平走査期間遅延（１ＨＤ
Ｌ）させ、４の同時化回路に原信号を１水平走査期間遅
延させる信号と原信号とを入力する。４の同時化回路で
４つの色成分Ｗ 、 Ｇ 、 Ｙｅ 、Ｃｙに分解する
。
５はマトリックスと利得調整する回路で、Ｗ、Ｇ。
Ｙｅ、Ｃｙから赤（Ｒ）、緑（Ｇ）、青（Ｂ）にマトリ
ックスして得て、ホワイトバシンスが得られる様に利得
調整された出力信号Ｒ０，Ｇ０．Ｂｏを得る。マトリッ
クスの式は （’Ｗ−Ｃｙ ） ＋（Ｙｅ −、Ｇ ））１＝□ （Ｗ−Ｙｅ）＋（Ｃｙ−Ｇ） １３＝□ （Ｗ十Ｇ）＋（Ｙｅ ＋Ｃｙ）−２Ｒ−２ＢＧ二□□ となる。
ックスして得て、ホワイトバシンスが得られる様に利得
調整された出力信号Ｒ０，Ｇ０．Ｂｏを得る。マトリッ
クスの式は （’Ｗ−Ｃｙ ） ＋（Ｙｅ −、Ｇ ））１＝□ （Ｗ−Ｙｅ）＋（Ｃｙ−Ｇ） １３＝□ （Ｗ十Ｇ）＋（Ｙｅ ＋Ｃｙ）−２Ｒ−２ＢＧ二□□ となる。
６はγ補正する回路で３原色の入力信号Ｐ０ 。
Ｇｏ、Ｂｏに対して、Ｒ８４５４−，４５、Ｒ８，４５
の出力を得る。
の出力を得る。
７はマトリックス回路で、輝度信号Ｙ０（Ｙｏ−ｏ −
ｓ Ｒｏ’” 十ｏ −６Ｇｏ’ ” 十ｏ −１Ｂ
０°４５）と色差信号Ｃ１（Ｃ１−８ｇ４５−Ｙｏ）Ｃ
２（Ｃ２−Ｂ０Ａ５−Ｙｏ）を得、８のエンコーダでエ
ンコードされた信号を得、９のＤ／Ａで、ディジタル信
号をアナログ信号に変換して、標準テレビジョン信号に
する。一般にビデオ信号の周波数帯域をもつ信号をディ
ジタル化して、信号処理する場合、並列的処理をする。
ｓ Ｒｏ’” 十ｏ −６Ｇｏ’ ” 十ｏ −１Ｂ
０°４５）と色差信号Ｃ１（Ｃ１−８ｇ４５−Ｙｏ）Ｃ
２（Ｃ２−Ｂ０Ａ５−Ｙｏ）を得、８のエンコーダでエ
ンコードされた信号を得、９のＤ／Ａで、ディジタル信
号をアナログ信号に変換して、標準テレビジョン信号に
する。一般にビデオ信号の周波数帯域をもつ信号をディ
ジタル化して、信号処理する場合、並列的処理をする。
またＡ／Ｄコンバータは全並列型がもちいられる。
そのため、８ビツトのＡ／Ｄでコンパレータが２６６個
必要で、これを９ビツトにすると５１２個、また１０ビ
ツトにすると１０２４個になる。
必要で、これを９ビツトにすると５１２個、また１０ビ
ツトにすると１０２４個になる。
１ビツトのビット数を増加すると２倍のコンパレータが
必要であるのでなくビット数の少ないＡ／Ｄを用いる必
要がある。例えば今、８ビツトのＡ／Ｄコンバータを用
い、透明（Ｗ）部の信号の最高値を数Ｆｉ６．７ビノト
、青のビット数は５．２ビツトになる。これをγ補正す
ると少なくとも１．６ビツトは減少する。そのだ赤のビ
ット数は６．２ビツト、青のビット数は３．７ビツトに
なる。一般に色のピント数は６ビツト程度必要であるこ
とを考えるとＡ／Ｄコンバータは１０ビツト必要になる
。これはコンパレータが個数が１０２４個必要で、コス
トが非常に高くまた消費電力も多くなるという問題点を
有していた。
必要であるのでなくビット数の少ないＡ／Ｄを用いる必
要がある。例えば今、８ビツトのＡ／Ｄコンバータを用
い、透明（Ｗ）部の信号の最高値を数Ｆｉ６．７ビノト
、青のビット数は５．２ビツトになる。これをγ補正す
ると少なくとも１．６ビツトは減少する。そのだ赤のビ
ット数は６．２ビツト、青のビット数は３．７ビツトに
なる。一般に色のピント数は６ビツト程度必要であるこ
とを考えるとＡ／Ｄコンバータは１０ビツト必要になる
。これはコンパレータが個数が１０２４個必要で、コス
トが非常に高くまた消費電力も多くなるという問題点を
有していた。
またｂｉｔ数が少なく、量子化のステップ（ＩＬＳＢの
レベル）が大きいとき、ＣＲＴ上で偽輪郭が発生し、画
質をいちじるしく悪化させる。この改善手段としてディ
サ法が提案されている。（Ｊ。
レベル）が大きいとき、ＣＲＴ上で偽輪郭が発生し、画
質をいちじるしく悪化させる。この改善手段としてディ
サ法が提案されている。（Ｊ。
０、Ｌｉｍｂ： Ｂｅ１ｌ ５ｙｓｔ 、Ｔｅｃｈ、Ｊ
、、４８．７ ｐｐ２５５５〜２６Ｂ２（１９６９）
） この方法を第３図に示す。
、、４８．７ ｐｐ２５５５〜２６Ｂ２（１９６９）
） この方法を第３図に示す。
第３図ａは直線的にレベルが上っていくラング波形に対
して図に示す量子化レベル（１ＬＳＢ）で量子化（Ａ／
Ｄ変換）したものである。ディサ法はこのアナログ信号
に対してランダムな擬似雑音第３図すを加算し、第３図
Ｃのアラ−ログ信号とする。この加算された信号に対し
てＡ／Ｄ変換を行なうもので、擬似雑音により一定の閾
値の上下に信号がふられた場所ではＡ／Ｄ変換後の出力
も１ＬＳＢ分だけ上下に分離する。このため、第３図ａ
で見えた偽輪郭は分散され、見えにくくなるが、擬似雑
音を加えているため、Ｓ ／ Ｎ比が悪くなる。
して図に示す量子化レベル（１ＬＳＢ）で量子化（Ａ／
Ｄ変換）したものである。ディサ法はこのアナログ信号
に対してランダムな擬似雑音第３図すを加算し、第３図
Ｃのアラ−ログ信号とする。この加算された信号に対し
てＡ／Ｄ変換を行なうもので、擬似雑音により一定の閾
値の上下に信号がふられた場所ではＡ／Ｄ変換後の出力
も１ＬＳＢ分だけ上下に分離する。このため、第３図ａ
で見えた偽輪郭は分散され、見えにくくなるが、擬似雑
音を加えているため、Ｓ ／ Ｎ比が悪くなる。
また偽輪郭は見えに〈〈なりているが、これは偽輪郭部
に相当するエツジがノイズにより分散されているのであ
り、Ａ／Ｄ変換された信号の精度が上ったためではない
。
に相当するエツジがノイズにより分散されているのであ
り、Ａ／Ｄ変換された信号の精度が上ったためではない
。
発明の目的
本発明は、上記問題点を解消し、精度の高いディジタル
信号を得ることを目的さする。
信号を得ることを目的さする。
発明の構成
本発明は、アナログ入力信号をザンプルホールドし、ア
ラ−ログ信号よりディジタル信号に変換するＡ／Ｄｉ換
回路と、前記アナログ入力に、Ａ／Ｉ）、変換回路のＬ
ＳＢのｍ ／ ｎのレベルを発生し、加算するオフセン
ト発生回路と（Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号を平均
する平均回路と）、合せて以上２つの回路を、ディジタ
ール信号の必要とされＬＳＢのｍ、／ｎのレベルを加算
し、Ａ／Ｄ ７換する制御を行なうタイミング発生回路
とそれぞれのへ／Ｄｚ換されたディジタル信号を平均す
るディジタル信号処理装置であり、Ａ／Ｄｉ換器を単独
で用いたときの精度よシ高い精度のディジタル信号を得
ることができるものである。
ラ−ログ信号よりディジタル信号に変換するＡ／Ｄｉ換
回路と、前記アナログ入力に、Ａ／Ｉ）、変換回路のＬ
ＳＢのｍ ／ ｎのレベルを発生し、加算するオフセン
ト発生回路と（Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号を平均
する平均回路と）、合せて以上２つの回路を、ディジタ
ール信号の必要とされＬＳＢのｍ、／ｎのレベルを加算
し、Ａ／Ｄ ７換する制御を行なうタイミング発生回路
とそれぞれのへ／Ｄｚ換されたディジタル信号を平均す
るディジタル信号処理装置であり、Ａ／Ｄｉ換器を単独
で用いたときの精度よシ高い精度のディジタル信号を得
ることができるものである。
実施例の説明
第４図は本発明の実施例における信号処理装置のブロッ
クを示す図である。第４図において、１゜はＡ／Ｄｆ換
器、１１はオフセット発生回路、１２は平均化回路、１
３は１０〜１２のタイミングを制御するタイミング発生
回路である。
クを示す図である。第４図において、１゜はＡ／Ｄｆ換
器、１１はオフセット発生回路、１２は平均化回路、１
３は１０〜１２のタイミングを制御するタイミング発生
回路である。
以上の様に構成されたこの実施例の信号処理装置に関し
て以下その動作を説明する。第６図にオフセット発生回
路１１により発生さす電圧を示す。
て以下その動作を説明する。第６図にオフセット発生回
路１１により発生さす電圧を示す。
電圧レベルは、Ａ／Ｄ変換器の１ＡＬＳＢとする。
電圧を発生さぜる周期は必要とされるディジタルれぞれ
のオフセットを加算してＡ／Ｄ変換を各データに対して
行なう。このオフセット電圧を加算することによりｔが
奇数（ｔ＝２ｎ＋１）のときは、入力信号はその丑まＡ
／Ｄ変換器１ｏに入力され、ｔが偶数のとき（ｔ−＝２
ｎ）はＶ２ＬＳＢだけオフセットされ、Ａ／Ｄ ＆換器
１０の入力となる。第４図ａの信号レベルを第６図ａに
示す。入力波形を実線とした場合、ｔ ＝ ２ ｎ ＋
１のときは変化せず実線のレベルとなりｔ ＝ ２
ｎのとき破線のしパ、・コー・乙。この２つの場合にお
いてＡ／Ｄ変換された信号すを第６図すに示す。実ａは
ｔ＝２ｎ＋１のとき、破線はｔ ＝ ２ ｎのときのも
のである。
のオフセットを加算してＡ／Ｄ変換を各データに対して
行なう。このオフセット電圧を加算することによりｔが
奇数（ｔ＝２ｎ＋１）のときは、入力信号はその丑まＡ
／Ｄ変換器１ｏに入力され、ｔが偶数のとき（ｔ−＝２
ｎ）はＶ２ＬＳＢだけオフセットされ、Ａ／Ｄ ＆換器
１０の入力となる。第４図ａの信号レベルを第６図ａに
示す。入力波形を実線とした場合、ｔ ＝ ２ ｎ ＋
１のときは変化せず実線のレベルとなりｔ ＝ ２
ｎのとき破線のしパ、・コー・乙。この２つの場合にお
いてＡ／Ｄ変換された信号すを第６図すに示す。実ａは
ｔ＝２ｎ＋１のとき、破線はｔ ＝ ２ ｎのときのも
のである。
Ａ／Ｄ変換器の精度で定寸るＬＳＨのレベルで階段的に
変化する波形となる。アナログ信号にオフセット電圧を
加えることによりスレシホールドレベルが変化し第６図
すに示したようにＡ／Ｄ変換器の出力値が一つ上のレベ
ルに変化する時刻が異なる。以上の２つの信号を平均回
路１２により平均することにより出力信号Ｃを得る。第
６図Ｃにその波形を示す。以」二の信号処理を行なうこ
とによりＡ／Ｄｆ換器単体で符号化するときの２倍の精
度で符号化することが可能となり高精度が必要上される
回路に有効である。
変化する波形となる。アナログ信号にオフセット電圧を
加えることによりスレシホールドレベルが変化し第６図
すに示したようにＡ／Ｄ変換器の出力値が一つ上のレベ
ルに変化する時刻が異なる。以上の２つの信号を平均回
路１２により平均することにより出力信号Ｃを得る。第
６図Ｃにその波形を示す。以」二の信号処理を行なうこ
とによりＡ／Ｄｆ換器単体で符号化するときの２倍の精
度で符号化することが可能となり高精度が必要上される
回路に有効である。
以上この実施例では１／！ＬＳＢのオフセントを加算し
、２つの信号を平均することによシ精度を上げているが
、オンセットを１ＡＬＳＢ、平均を２つＡ／Ｄ ＆換が
行彦われるごとに順次オフセットし、オフセットのない
ものと合せてｎコの平均をとることにより、理論的には
精度をもとのＡ／Ｄ変換のｎ倍まで上げることが可能で
ある。このときのとなる。
、２つの信号を平均することによシ精度を上げているが
、オンセットを１ＡＬＳＢ、平均を２つＡ／Ｄ ＆換が
行彦われるごとに順次オフセットし、オフセットのない
ものと合せてｎコの平均をとることにより、理論的には
精度をもとのＡ／Ｄ変換のｎ倍まで上げることが可能で
ある。このときのとなる。
以上の様に、Ａ／Ｄ変換器のアナログ入力部に一定の信
号をオフセットし、Ａ／Ｄｇ換後のディジタル信号を平
均することにより、Ａ／Ｄ変換器の精度を−ヒげること
を可能にする。
号をオフセットし、Ａ／Ｄｇ換後のディジタル信号を平
均することにより、Ａ／Ｄ変換器の精度を−ヒげること
を可能にする。
寸だ平均回路はＡ／Ｄ 変換の直後でなくてもよく、出
力までの信号処理回路の中に含捷れていカーば良い。さ
らにＤ／Ａｉ換後にアナログ部で平均をとることも可能
であり、ＬＰＦの形式で平均することも可能である。
力までの信号処理回路の中に含捷れていカーば良い。さ
らにＤ／Ａｉ換後にアナログ部で平均をとることも可能
であり、ＬＰＦの形式で平均することも可能である。
以上の説明ではアナログ信号にオフセット電圧を変化さ
せる周期をＡ／Ｄ変換器の変換８Ｊυノと同−にして説
明を行なったが、オフセット電圧の変化させる周期は異
なっても良く、オフセント電圧の変化に対応して平均を
とれば良い。つまりオフセットの電圧レベルとその変化
する周期は既知であるため、一定量の信号を平均するこ
とにより、オフセントが変化することにより生じるレベ
ル変化は完全になくすことができる。
せる周期をＡ／Ｄ変換器の変換８Ｊυノと同−にして説
明を行なったが、オフセット電圧の変化させる周期は異
なっても良く、オフセント電圧の変化に対応して平均を
とれば良い。つまりオフセットの電圧レベルとその変化
する周期は既知であるため、一定量の信号を平均するこ
とにより、オフセントが変化することにより生じるレベ
ル変化は完全になくすことができる。
さらに第２の実施例として、Ａ／Ｄ変換を並列に動作さ
せ、処理を行なうものを示す。必要とされる速度により
、同−Ａ／Ｄ変換器でオフセットして変換する回数を定
め、必要な精度により並列に変換する個数を定める。並
列に変換する個数をｎｐ必要とされる変換周期内で同−
Ａ／Ｄ変換器により変換する回数をｎ８とすると、得ら
れる精度は最大ｎ ｐ Ｘｎ ３倍となる。個々のＡ／
Ｄ変換器の変換周期Ｔは、必要とされる信号の変換周期
Ｔｏとすると Ｔ−ｎｓ−Ｔｏ となる。この場合も最
終的に平均する信号数ｎ ＝ｎ ｐ Ｘ ｎ ３に相当
する個数の異なるレベルのオフセットが必要であシ、
−１ ０〜□ＬＳＢのレベルのオフセットをそれぞれ加算する
のは同様である。第２の実施例として、同−Ａ／Ｄ変換
器により時系列的に２回、並列で２回の平均をとる場合
の例を第７図に示す。Ａ／Ｄ変換ブロック１ｙａ、ｂは
第６図のＡ／Ｄ変換器１０に相当し、その内部は第４図
の本発明の信号処理回路のブロックと同様である。この
第３の実施例においてはオフセットのレベルを次のよう
に定める。Ａ／Ｄ変換ブロック内にあるオフセット発生
回路１．６ｂではＶ４ＬＳＢのオフセットを第５図に示
したように周期的に与え、１６ａでは１／２ＬＳＢのオ
フセットを定状的（直流として）に力え、１ ２ ６ ｏ、７．〒及び〒ＬＳＢオフセソトシて変換されたディ
ジタル信号を平均して、精度の高いディジタル信号とし
て次に必要とする一信号処理回路に供給する。第２図の
実施例ではＡ ／ Ｄ変換器１ｏにａｂｔｔの精度のも
のを使用したとすると出力ではその４倍の精度の１０ｂ
ｉｔ精度相当の信号を得ることが可能となる。
せ、処理を行なうものを示す。必要とされる速度により
、同−Ａ／Ｄ変換器でオフセットして変換する回数を定
め、必要な精度により並列に変換する個数を定める。並
列に変換する個数をｎｐ必要とされる変換周期内で同−
Ａ／Ｄ変換器により変換する回数をｎ８とすると、得ら
れる精度は最大ｎ ｐ Ｘｎ ３倍となる。個々のＡ／
Ｄ変換器の変換周期Ｔは、必要とされる信号の変換周期
Ｔｏとすると Ｔ−ｎｓ−Ｔｏ となる。この場合も最
終的に平均する信号数ｎ ＝ｎ ｐ Ｘ ｎ ３に相当
する個数の異なるレベルのオフセットが必要であシ、
−１ ０〜□ＬＳＢのレベルのオフセットをそれぞれ加算する
のは同様である。第２の実施例として、同−Ａ／Ｄ変換
器により時系列的に２回、並列で２回の平均をとる場合
の例を第７図に示す。Ａ／Ｄ変換ブロック１ｙａ、ｂは
第６図のＡ／Ｄ変換器１０に相当し、その内部は第４図
の本発明の信号処理回路のブロックと同様である。この
第３の実施例においてはオフセットのレベルを次のよう
に定める。Ａ／Ｄ変換ブロック内にあるオフセット発生
回路１．６ｂではＶ４ＬＳＢのオフセットを第５図に示
したように周期的に与え、１６ａでは１／２ＬＳＢのオ
フセットを定状的（直流として）に力え、１ ２ ６ ｏ、７．〒及び〒ＬＳＢオフセソトシて変換されたディ
ジタル信号を平均して、精度の高いディジタル信号とし
て次に必要とする一信号処理回路に供給する。第２図の
実施例ではＡ ／ Ｄ変換器１ｏにａｂｔｔの精度のも
のを使用したとすると出力ではその４倍の精度の１０ｂ
ｉｔ精度相当の信号を得ることが可能となる。
以上筒２の実施例の説明を行なったがこの信号処理回路
を、第２図の撮像装置の信号処理に適用し、Ａ／Ｄ変換
器２の代りに用いた場合、第８図°の構成となる。１８
のＡ／Ｄ変換ブロックが本発明のディジタル信号処理装
置であり、８ｂｉｔ精度のＡ ／ Ｄ変換器を用い、１
０ｂｉｔ相当の精度の高いディジタル信号として次の処
理回路に送る。最終的にＲ，Ｂの原色信号に変換された
とき、８ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器単独で信号処理を行なっ
た場合、赤５．２ｂｉｔ 、青３．７ｂｉ ｔと比較し
て、＋２ｂｆｔの赤７．２ ｂｉｔ 、青５．７ｂｉｔ
の精度となシ、撮像装置の信号処理として十分有効なも
のとすることがでる。
を、第２図の撮像装置の信号処理に適用し、Ａ／Ｄ変換
器２の代りに用いた場合、第８図°の構成となる。１８
のＡ／Ｄ変換ブロックが本発明のディジタル信号処理装
置であり、８ｂｉｔ精度のＡ ／ Ｄ変換器を用い、１
０ｂｉｔ相当の精度の高いディジタル信号として次の処
理回路に送る。最終的にＲ，Ｂの原色信号に変換された
とき、８ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器単独で信号処理を行なっ
た場合、赤５．２ｂｉｔ 、青３．７ｂｉ ｔと比較し
て、＋２ｂｆｔの赤７．２ ｂｉｔ 、青５．７ｂｉｔ
の精度となシ、撮像装置の信号処理として十分有効なも
のとすることがでる。
以上実施例を撮像装置の一部として説明したが本発明は
撮像装置に限る必要はなく、Ａ／Ｄ変換器を用い′／ｆ
Ｌｊａ、器の精度を上けることに広く応用が可能である
。
撮像装置に限る必要はなく、Ａ／Ｄ変換器を用い′／ｆ
Ｌｊａ、器の精度を上けることに広く応用が可能である
。
発明の効果
本発明の信号処理装置は、アナログ信号よりディジタル
信号に変換する少なくとも１つ以上のＡ ／ Ｄ変換回
路と、前記アナログ入力信号に、Ａ ／ Ｄ変換回路の
ＬＳＢＬ／ベルのｍ ／ ｎ （Ｏり（ｎｎ；ｍは整数
）のレベルを加算する回路と、 Ａ／Ｄ変換されたディ
ジタル信号を平均する回路を設ける、ことによシ、Ａ／
Ｄ変換器単独で定まる精度を上げることができ、高精度
なディジタル信号が必要とされる撮像装置などの信号処
理装置に、精度の低いＡ／Ｄ変換器を用いることが可能
となり、コストの面でも、また消費電力の点でもその実
用的効果は大きい。
信号に変換する少なくとも１つ以上のＡ ／ Ｄ変換回
路と、前記アナログ入力信号に、Ａ ／ Ｄ変換回路の
ＬＳＢＬ／ベルのｍ ／ ｎ （Ｏり（ｎｎ；ｍは整数
）のレベルを加算する回路と、 Ａ／Ｄ変換されたディ
ジタル信号を平均する回路を設ける、ことによシ、Ａ／
Ｄ変換器単独で定まる精度を上げることができ、高精度
なディジタル信号が必要とされる撮像装置などの信号処
理装置に、精度の低いＡ／Ｄ変換器を用いることが可能
となり、コストの面でも、また消費電力の点でもその実
用的効果は大きい。
第１図は固体撮像素子用のモザイク色フィルタの構成を
示す図、第２図は第１図のモザイク色フィルタを配した
固体撮像素子を用い、従来のＡ／Ｄ変換器を用いた信号
処理回路の一例を示すブロック図、第３図は従来の偽輪
郭の改善を行なうディサ法を説明するための波形図、第
４図は本発明の第１の実施例におけるディジクル信号処
理装置のブロック図、第５図は第１の実施例のオフセッ
ト発生回路の電圧波形を示す波形図、第６図は第１の実
施例の各部動作波形を示す波形図、第７図は本発明の第
２の実施例にお盲るディジタ・・信号処理装置のブロッ
ク図、第８図は固体撮像装置に本発明の信号処理装置を
用いた第３の実施例を示すブロック図である。 １・・・・・固体撮像素子、２，１０・・・・・・Ａ／
Ｄ変４．挽回路、３・・・・・・１Ｈデイレーライン、
４・・・・・・同時化回路、６，７・・・・・マトリッ
クス、６・・・・・・ガンマ補正回路、８・・・・・エ
ンコーダ、９・・・・・・Ｄ／Ａ変換回路、１１・・・
・オフセット発生回路、１２，１４・・・・・・平均回
路、１３・・・・・・タイミング発生回路、１６ａ、ｂ
・・・ オフセット発生回路、１７ａ、ｂ、１８・・・
・・・Ａ／Ｄ変換ブロック。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 第 ４ 図 第５図 ｉ 第 ６ 図 第７図 ７１，８図 ／
示す図、第２図は第１図のモザイク色フィルタを配した
固体撮像素子を用い、従来のＡ／Ｄ変換器を用いた信号
処理回路の一例を示すブロック図、第３図は従来の偽輪
郭の改善を行なうディサ法を説明するための波形図、第
４図は本発明の第１の実施例におけるディジクル信号処
理装置のブロック図、第５図は第１の実施例のオフセッ
ト発生回路の電圧波形を示す波形図、第６図は第１の実
施例の各部動作波形を示す波形図、第７図は本発明の第
２の実施例にお盲るディジタ・・信号処理装置のブロッ
ク図、第８図は固体撮像装置に本発明の信号処理装置を
用いた第３の実施例を示すブロック図である。 １・・・・・固体撮像素子、２，１０・・・・・・Ａ／
Ｄ変４．挽回路、３・・・・・・１Ｈデイレーライン、
４・・・・・・同時化回路、６，７・・・・・マトリッ
クス、６・・・・・・ガンマ補正回路、８・・・・・エ
ンコーダ、９・・・・・・Ｄ／Ａ変換回路、１１・・・
・オフセット発生回路、１２，１４・・・・・・平均回
路、１３・・・・・・タイミング発生回路、１６ａ、ｂ
・・・ オフセット発生回路、１７ａ、ｂ、１８・・・
・・・Ａ／Ｄ変換ブロック。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 第 ４ 図 第５図 ｉ 第 ６ 図 第７図 ７１，８図 ／
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）アナログ信号よりディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換回路と、前記アナログ信号に、Ａ／Ｄ変換回路の
ＬＳＢＬ／ベルのｍ ／ ｎ （０≦ｍ＜ｎ。 ｎ、ｍはｓｅ）のレベルのオフセント信号を加算する回
路と、前記加算レベルを、アナログ信号の周波数に対応
した周波数で変化きせることを特徴としたディジタル信
号処理装置。 （２） オフセット信号のレベルを変化するタイミング
と、Ａ／Ｄ変換のタイミングを同期させることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のディジタル信号処理装
置。 （３） オフセット信号のレベルを変化芒せる周波数を
、アナログ信号の周波数より高くすることを特徴とする
特許請求の範囲第２項記載のディジタル信号処理装置１
（４）Ａ／Ｄ変換回路よりの信号を平均することを特徴
とする特許請求の範囲第１項または第２項または第３項
記載のディジタル信号処理装置。 （５）信号の平均をｐ、７Ｄｇ換のタイミングに同期さ
せることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載のディ
ジタル信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25133483A JPS60143022A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | デイジタル信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25133483A JPS60143022A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | デイジタル信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60143022A true JPS60143022A (ja) | 1985-07-29 |
Family
ID=17221273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25133483A Pending JPS60143022A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | デイジタル信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60143022A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63256018A (ja) * | 1987-04-13 | 1988-10-24 | Nippon Precision Saakitsutsu Kk | Ａ／ｄ変換装置 |
| WO2012132332A1 (ja) * | 2011-03-28 | 2012-10-04 | パナソニック株式会社 | Ａｄ変換装置 |
Citations (3)
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| JPS56131239A (en) * | 1980-02-07 | 1981-10-14 | Rca Corp | Method and device for reducing noise of sampled signal |
| JPS5718123A (en) * | 1980-07-08 | 1982-01-29 | Komatsu Ltd | Analog-to-digital converter |
| JPS6064525A (ja) * | 1983-07-29 | 1985-04-13 | ア−ル・アラン・ベルチヤ− | Ａ−ｄ変換及びｄ−ａ変換方法及び装置 |
-
1983
- 1983-12-29 JP JP25133483A patent/JPS60143022A/ja active Pending
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| US8836564B2 (en) | 2011-03-28 | 2014-09-16 | Panasonic Corporation | A/D conversion device |
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