JPS60141053A - 歪補償方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はデジタル通信システムにおける歪補償に関し、
特にこのようなシステムにおける線形及び非線形のシン
ボル間干渉の適応形補償すなわち等化にデする。

発明の背」 シンボル間干渉が、デジタルシンボルの誤りのない受信
を妨げる歪を形成することが長い間問題となって来てい
る。実際、高速のテシタル通信の急速な進歩に伴い、シ
ンボル間干渉は、デジタル情報の正確な受信に対する主
要な障害になっている。この歪現象は、帯域制限のある
チャネルを伝搬するパルスが時間領域中で拡散するとい
う事実に原因する。

従って、理想的には特定の送信シンボルに等しいはずの
受信シンボルが、複数饋の送信シンボルの組合せになっ
てしまう。

シンボル間干渉には、線形のものと、非線形のへのがあ
る。線形シンボル間干渉では受信されたシンボルの各々
は、歪がない時には受信シンボルが表わしているはずの
１つの送信シンボルと、このシンボルに時間的に先行及
び後続する他の送信シンボルとの荷重（重みつき）線形
和になっている。各送信シンボルに対する荷重係数は、
時間によって変化するが、送信シンボル列とは独立して
いる。非線形シンボル間干渉では、受信シンボルの各々
は、やはり対応する送信シンボルとこれに先行及び後続
する送信シンボルとの関数であるが、各シンボルに対す
る荷重係数は、送信されたシンボル列の関数である。よ
って受信されるシンボルの各々は、対応する送信シンボ
ルと、これに先行及び後続するシンボル及びこれらのシ
ンボルの複雑な組合せの積の組合せとなる。

線形シンボル間干渉における荷重係数は送信シンボル列
とは独立であるため、この形のシンボル間干渉は解析が
容易であり、その歪を袖（′ｒ１するために多数の技術
開発が行われ、成功している。これらの技術には、線形
フィードフォワード等化及び決定フィードバック等ｆヒ
が含まれる。前者の技術によれば、受信シンボルの各々
は、送信シンボル値の決定が行われる前に、過去及び未
来のシンボルの荷重線形和に加算される。後者の技術に
従えば、やはり送信シンボル値の決定が行われる前に、
過去に決定さり、た値の荷重線形和か受信シンボルの各
々に加算される。例えば、１９７６年８月１０日にファ
ルコナー（Ｄ、　Ｄ、　Ｆａｌｃｏｎｅｒ　）による米
国特許第３，９７４，４４９号を参照されたい。

非線形シンボル間干渉の補償についても多くの技術が知
られている。たとえば、１９７１年８月１７日にアルバ
ックル（Ｔ、　Ａｒｂｕｃｋｌｅ　）による米国！待Ｗ
「第３，６００，６８１号、及び１９８０年１月１日及
び１９８０年７月１５日の７アルコナー（Ｄ、　Ｄ、　
Ｆａｌｃｏｎｅｔ　）−による米国特許第４、．１８１
，８８８号及び第４．２１．３，０９５号がある。これ
らの技術は、ある程度は成功しているが、非線形シンボ
ル間干渉を完全には補償できないか、あるいは、伝送チ
ャネルの非線形性が増加すると、必要な回路の複雑度が
急速に増大してし１う。この後者の欠点により、上記の
ような公知の技術は、経費の点で多くのシステム応用を
不可能にしている。従って、複雑なハードウェア装置を
必要とすることなく、線形及び非線形の両方のシンボル
間干渉を効果的に補償する技術が要望されている。

発明の要旨 本発明に従えば、デジタル通信システムにおける線形及
び非線形のシンボル間干渉の補償は、１つの受信シンボ
ルとこの受信シンボルに先行及び後続する多数の受信シ
ンボルとによって表わされる送信シンボル列の評価値に
基づいて、変１つの受信シンボルの値を変更することに
よって行わわる。変更された受信シンボル値は次に可能
な送信シンボルのうちの最も近いものとの比較さＩ９、
これらの差が決定さ）する。この差が予め定めた基準を
満足すると、該可能な送信シンボルのうちの最も近いも
のが受信シンボル値の代りに出力さノする。満足してい
ないと、受信シンボル値は同じ送信シンボル期間の別の
評価に基づいて変更され、予め定めた基準に満足するま
で繰返えさｌｌｌする。ＤＪ能な送信シンボル値のうち
の最も近いものが出力されるため、他の形式の歪の補償
も行いうるという利点がある。

本発明の特徴は、メモリ形トランスバーサル等化器すな
わちメモリ形歪補償器での使用に対して適応可能である
ことである。

本発明の他の％徴は、必要なハードウェアが伝送チャネ
ルの非線形性の程度とは無関係であることである。

詳細な説明 線形及び非線形のシンボル間干渉の任意の組合せを除去
するための、本発明に従った歪補償器１０が第１図に示
されている。この補償器１０は、デジタル通信システム
の受信器の中にあるものとしている。説明の都合」二、
この通信システムはデジタル無線システムで、１６ケの
ＱＡＭ（直交振幅変調、ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ　−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　）信号を送信する
ものとし、補償器１０はＩ又Ｉｒ１Ｑ信号線上にあるも
のとする。よって、補償器１０は、入力リートｉ　ｏｏ
上の振幅変調されたパルスの形をとるシンボルを受信す
る。これは公知の回路（図示していない）を用いて、入
力搬送信号を復調することによって作られたものである
。

サンプリンク時刻における各パルスは、可能な４つの送
信シンボル値の１つを表わす値を持っている。受信され
たシンボルの各々は送信されたシンボルの１つに対応し
ているが、受信されたシンボルの各々の値は、シンボル
間干渉のために、４つの可能な送信シンボルのどれとも
等しくないのが普通である。

この点に関し、補償器１０の動作、及び第２図に関連し
て後述するトランスバーサル等化器のｍｌ造は、任意の
サンプリンク時刻における受信シンボルの線形及び非線
形シンボル間干渉の任意の組合せが送信されるシンボル
の列の関数になっているという認識に基づいていること
に注意すべきである。連続的に送信さノ′するデジタル
システムでは、送信されるシンボル列は無限の時間長に
までわたり、従ってこれをシンボル間干渉の補償に直接
用いることは不可能であるが、送信さＩ９だシンボルの
各々が受信さノまた特定のシンボルにおけるシンボル間
干渉に力える影響は同じではないという１１Ｄ単化が可
能である。一般に、選択さｈ／ｌサンプリング時刻から
離れたサンプリンク時刻に受信さ」］たシンボルに対応
する送信シンボルのシンボル間干渉に対する影響は、選
択さＪまたサンプリンク時刻の近くで受信さ７１だシン
ボルに対応する送信シンボルの影響よりもはるかに小さ
い。従って、すべての送信シンボルを含む長い列を調べ
る必要はない。

実際、特定のサンプリング時刻に、受［言されたシンボ
ルのシンボル間干渉の補償は、その特定のサンプリンク
時刻及び予め定めた数のシンボル期間だけ該特定のサン
長゛リンク時刻を囲んでいるサンプリング時刻における
受信シンボルによって表わされる送信シンボルの列によ
って正確に行うことができる。この短縮した列内のシン
ボル数は変化し、一般に、考慮されない送信シンボルの
シンボル間干渉への影響が小さくなるように選ばれる。

本発明に従えば、サンプリンク時刻に受１言された各々
のシンボルの値は、予め選択した量たけ変更、させられ
る。この予め選択した量は、このサンプリンク時刻に受
信されたシンボル値と、先行及び後続する多数のサンプ
リンタ時刻に受信されたシンボル値とによつ′て表わさ
れ、る送信シンボル値の列の評価に基づいて決めら力る
。受信シンボルの各々ハ、４つの可能な送信シンボル値
の１つを表わす値を持っているため、Ｓをこの計画列中
に送信ＡｊＢこシンボル酸とする時、８４　ケの可能な
ｄ・ｒ価が存在する。変更させられた受信シンホル併１
は、次に、可能な送信シンボル値の最も近いものと比較
され、その間に差があるか否かが決定される。この差が
予め定めた基準に合致ずノ１ば、この最も近いシンボル
値が出力さｉする。合致しないと、受信シンボル値は、
送信シンボル値の列の別の評価に基づいた別のｆｋだけ
変更され７、別の比較が行わＪする。この処理に予め定
めた基準に合致するまで繰叔さ′１１る。この方法は、
適応形メモリ方式の補償器すなわち等価器の構造に組入
れることができ、捷だ必要なハードウェアは伝送チャネ
ルの非線形性の程度とは独立しているという利点がある
。さらに、実施例では、口■能な送信シンボル値の１つ
が受（言シンボルの代シに出力されるため、伝送チャネ
ルで生じる他の形式の歪の補償も可能である。

第１図において、振幅変調されたパルスから成る受信シ
ンボル（Ｘ′）　の列は、リート１００を介してアナロ
クデシタル（Ａ／Ｄ）変換器１０１に印加される。変換
器１００は、サンブリンク時刻における各パルスの振幅
を、離散的振幅値のうちの最も近いものに薪、量化する
。この振幅値の各々は８ヒツト語で表わされる。この８
ヒツト語による振幅の表現はいう寸でもなく一例であり
、１語当り任意のヒツト数を用いることができる。サン
プリンク時刻はホーレートクロックＣＬＫｂｒによって
制御される。このクロックは公知の技術を用い、通常の
受信回路（図示していない）によって作られる。

簡単のために、ｎを任意の整数とする時、ｎ番目のサン
ブリンク時刻において受１言さノまたシンボル及び出力
される８ヒツト語をＸ′で表わすもの表する。プライム
（′）は歪が入っている可能性のあることを示している
。

Ｘ′　はハス１０３からシフトレジスタ１０２に印加さ
れる。シフトレジスタ１０２もＣＬＫｂｒのクロックを
受けており、Ｘ′ｏに３シンボル間隔分の遅延を掬えた
後、このシンボルをノース１０６に出力する。この遅延
は、補償器１０内のＸ′　の動きと評価器１４００動作
との同期のために必要である。

Ｎｌｔｊ価器１４０もＣＬＫ、ｒのクロックを受け、Ｘ
′　及び３ケのサンプリンタ時間だけ先行及び後続する
受信シンボル値によって表わされる送信シンボル値の列
の評価を形成する。この連続する７ケの受信シンボルを
（Ｘ′ｎ、３’、３）で表わす。こねは、ｘ’、；−３
，ｘ’　ｎ＝２．　ｘ’、−０゜Ｘ’ｏ＋　Ｘ’ｙ１４
１−’、　ｘ’ｎ＋２１及び”１１＋３から成り、添字
はｎ番目のサンプリンタ時刻に相対的な、各シンボルの
サンプリンク時刻を表わしており、プライム（′）は歪
の存在可能性を示している。よって、Ｘ′ｏ−３は列内
で最初に受信さノ１、たシンボルであり、Ｘ′ｎ＋３は
列内で最後に受信さＪまたシンボルである。−例として
、１６−　ＱＡＭシステムへの応用では、（Ｘ′ｏ、３
，３）に対して７４　ケの可能な評価がある。

Ｊ・１′−飢器１４０で形成される各評価値はアドレス
バス１０４を介してメモリ回路１０５に送られる。メモ
リ回路１０５は、（Ｘ′ｎ、３．３　）の可能な評価値
の各々について８ヒツト語の形式で補償値ＷＡＫを蓄え
、またアドレスバス１０４１の（Ｘ′）の各評価値によ
り、対ｎ、　３．３ 応するＷＡＫの値がハス１２５に対して読出される。（
Ｘ′）の正しい評価が行わノ１ていｎ、　３．３ るものＬ仮定すると、ＷＡＫの各値がＸ′ｎＫ加麹さｉ
するとシンポル間干渉が補償される。デジタル加算器１
０７はＸ′ｏ、！：ＷＡＫを加算し、Ｘ′ｏｅ　で表わ
されるその和をハス１０８に送出する。

評価器１４０で作られた評価が正しいかどうかを決定す
るために、Ｘ′ｏを調整したシンボル値であるＸ′　が
決定回路１０９及びデジタル減算器１１１に印加される
。決定回路１０９は公知の信号ろライス回路から成シ、
”ｎｅを４つの可能な送信シンボル値のうちの最も近い
ものに量子化し、この最も近いシンボル値Ｘ′ｎｅ　を
パスコ１０から減算器１１１へ送出する。Ａ＼ノ・ット
〃記号（△）ハ、伺随するシンボルが六ハツト〃記号の
ないシンボルの評価値であることを示している。減算器
１１１は差ε＝Ｘ′ｎｅ−ぐ′。ｅを作シ、これをしき
い値回路１３０べ送出する。この絶対値が許容＋＋Ｊ能
な量Ｅ以下であると、論理ｓｔ　１　ｔｔ　パルスがり
一ト１１４に発生し、これによって／＼ Ｘ′ｌ１ｌｅ　がシフトレジスタ１１８から／＼ス１１
９ヘケートされる。この評価値は正しいため、これを仝
ｎｅ　と書く。量Ｅは、しきい値回路１３０での誤シ信
号の発生を最小とするためには、少くとも熱雑音の標準
偏差のオーダである必要がある。シフトレジスタ１２０
は、仝ｎｅ　をクロックパルスＣＬＫｂｒでゲートする
ことにより正しく同期した出力を／１ス１２１へ送出す
る。

論理ｔｓ　１　ｕ　パルスが存在すると、評価器１４０
が（Ｘ′）　の評価値をさらに作るｎ、　３．３ のを停止する。捷た、補償器１０はＷＡ　Ｋの蓄積値を
周期的に更新する回路を含んでいる。

減算器１１１によって作られる差εの各々は乗算器１１
５で予め定めた定数ｐと乗算され、その積はバス１１６
から加算器１１７へ送られる。デジタル加算器１１７は
、バス１２５上の現在のＷＡＫの量をｐと対応する差ε
との積に加算する。この和は、バス１３３に現れ、シフ
トレジスタ１２２からバス１２４に送出され、次いでメ
モリ回路１０５へ送らノする。

リート１１４上の論理ｔｔ　１　／７　パルスをメモリ
回路への書込み信号として用い、（Ｘ′）ｎ、　３．３ の正しい評価としてＷＡＫの値を蓄えている位置が量ｐ
ζだけ更新される。このメモリ位置をに番目の位置と呼
ぶ。ただし１≦に≦８４である。更新されたｗＡＫの値
は、次に”ｎ、３．３１の同じ評価値を作る時に用いら
れる。従って、補償器１０は伝送チャネルで導入される
歪の経時変化を追跡していることになる。

しかし、決定された差εの絶対値がＥよりも大きいと、
リード１１４は論理代０〃　になる。リード１１４が論
理ヤ０〃　であると、評価器１４０は（Ｘ′）　の評価
値の作成をｎ、　３．３ 継続し、メモリ回路１０５は更新されず、また９′　の
値は出力バス１２１には送出されｅ ない。よって、特定のｗＡｌ（の値によるｘｌｏの変更
、り′。ｅ　の発生、及びとの決定は、εの絶対値がＥ
以下になるまで繰返される。従つ定する処即はシンボル
間隔中に行わわ′ねばならない。そうでないとシンボル
バッファを必ｌ＋−１ 要とする。

第１図に関する以上の説明で、評価器１４０は、受信シ
ンボル列（Ｘ’）のバッファを不要とするためには、１
シンボル間隔中に、（Ｘ′）　の７４　ケの評価値を形
成する能ｎ、　：５．３ 力を持たねばならない。しかし、そのために必要な評価
器１４０の動作速度は７４　かけるホーレートとなるが
、これは現在の技術による素子では不可能である。も、
ちるん、評価器１４０の動作速度は、並行動作構造を用
い、評価器１４０、加算器１０７、決定回路１０９及び
減算器１１１の動作を並行化し、（ｘ’、、、　ｓ、　
３１の異った評価値に対応するεを同時に計算すること
によって高速化できる。このとき、Ｅ以下のＣのうち、
最も小さい絶対値を持つεに対応したＸ／ｎｅが出力さ
れる。しかしながら、最も経済的な解決方法は第３図に
示しだ構造を持つ評価器１４０を用いることである。第
３図の評価器の構成により、／＼−ドウエア及び動作速
度の要求が減少しているが、システムにある仮定が設定
されている。第１に、補償器１０の動作の開始時におい
て、伝送チャネルには線形散乱はないものとする。第２
に、補償器の動作開始時に、非線形シンボル間干渉はな
いものとする。第１の仮定は、散乱効果の小さい時間帯
に補償器１０の動作を開始させることによって十分満足
させることができる。第２の仮定は、予備歪を与えるか
、あるいは等価的に、送信器の電力増幅器の駆動レベル
を下けて非線形シンボル間干渉を実質的に除去すること
によって満足させることができる。上の仮定があると、
動作開始時に受信さノするシンボル値の各々は４つの可
能な送信シンボル値のうちの１つに実質的に等しく、（
Ｘ′）　の繰返し評価は不要である。しｎ、　３．３ かじ、２つの仮定が満足さねない時には、最後に受信さ
れるシンボル）！′ｎ＋３　のみの評価を行う必要があ
る。この時、−（Ｘ’　）、の４つｎ、　３．３ の評価値のみが形成され、１シンボル間隔内で実行可能
である。

第３図は、必要なハードウェア量と要求さＪする動作速
度とを下げるために、との２つの仮定を用いた評価器１
４０の回路を示している。

Ａ／Ｄ変換器１０１で作られた８ビツト語はバス１０３
を介してＦＲＯＭ　３０１に印加される。ＦＲＯＭ　３
０１はこの８ビツト語を４つの可能な送信シンボル値の
うちの最も近いものに割当てる。この４つの可能な送信
シンボル値の各〃は異った２ビツトのデジタル表示を持
ち、割当てられ−た２ビツト語がリード３０２及び３０
３に現れる。この時リート３０２は最上位ビット（ＭＳ
　Ｂ　）であシ、リート３０３は最下位ビット（ｒ、　
Ｓ　Ｂ　）である。インバータ３０４はＬＳＢの補数Ｌ
ＳＢをリート３０６に発生し、インパーク３０５ｆｄＭ
ＳＢの補数ＭＳＢをリート３０７に発生する。

シフトレジスタ３０８．３０９．３１ｏ１３１１．３１
２、及び３１３は、各々クロックＣＬＫｂｒを受信し、
そノ１ぞれ受信シンボルｘ′ｎ＋２．　ｘ′ｎ＋１．　
ｎ、ｎ−１、ｘ′ｎ、−２及ｘ’　ｘ’ びＸ′ｎ−３の２ビツト語表示をリート３３６．３３７
．３３８．３３９．３４０及び３４１へ送出する。後述
するように、これらの２ビツト語は、対応するシンボル
を正確に表わしており、以前に受信されたシンボルの歪
を補償するために以前に受信されたシンボル列の評価に
おいて得られていたものである。

（Ｘ′ｎ、３．３１の最初の評価を（気、３．３）、と
書くと、これはリード３０２及び３０３を、２本リート
バス３３６乃至３４１と結合することによって形成され
る。同様に、（Ｘ′）ｎ、　３．３ の−第２．第３．及び第４の評価である（ぐ′。３．３
）２＋△ （”　３３１３．　（”ｎ、３，３１４　は、バス３３
６ｎＩ　＋ 乃至３４１を、それぞれリート３０３及び３０６、リー
ト３０６及び３０７、及びり−ト３０２及び３０７と結
合することによって形成される。

電子的スイッチ３１８から３２１は、ＦＲＯＭ３２２か
らの４ビツト出力語の異ったヒツト（Ｑ’　）２　Ｉ　
（Ｑ’ｎ、３．３　）３　、及び（ｘ’、、３，３）。

ｎ、３．３ を、１シンボル間隔の間に順次ノート３５０に印加する
。ノード３５０はアドレスバス１０４に接続さノ９てい
る。ＰＲＤＭ　３２２からの出力語の各々は２ビツトカ
ウンタ３３３からのアドレスに応動して読出される。こ
の２ビツトカウンタは、リート３４２上のＣＬＫｂｒの
４倍のクロック、４ＣＬＫｂｒによって駆動される。こ
の信号は、ＣＬＫｂｒから４倍乗算器３３５及びインバ
ータ３３４によって作られる。カウンタ３３３によって
与えられるアドレスはリード１１４の論理ＩＳ　Ｉ　Ｌ
Ｌ状態によって禁止される。またＣＬＫ、ｒパルスはカ
ウンタ３３３を初期化する。

また、リート１１４上の論理室１“状態により、☆′ｎ
＋、と記した気＋３の正しい評価が、シフトレジスタ３
１７から２本リートバス３１６へ出力され、さらにＣＬ
Ｋｂ、パルスによりシフトレジスタ３１５から２本リー
トハス３１４に印加される。ハス３１４Ｕ６ケのシフト
レジスタ３０８から３１３の直列接続の最初のシフトレ
ジスタに接続されている。この結果、受信された所定の
シンボル値の正しい評価が７ケの異った受信シンホル値
列内で用いられる。これら７つの受信シンボルの中の１
つは上記の所定のシンボルであり、３つはこの所定のシ
ンボルの前に受信されたシンボルであり、３つは所定の
シンボルの後で受信されたものである。

第４図は第３図の評価器とともに動作するよう設泊され
たメモリ回路１０５の詳細な回路図である。補償器１０
の動作開始時において、遅延回路４０１は、予め定めた
時間間隔の間、リート４０３に論理Ｓｔ　Ｏｔｔ　を発
生している。この時間間隔の後、遅延回路４０１は定常
的な論理＼＼１ＬＬ　をリート４０３に発生する。

予め定めた時間間隔中、ＲＡＭ　４０８には全上口から
なる８ビツトのＷＡｌ（語が７４　ケのアドレスのずべ
てに書込捷れる。こｉｌ、らのセロ値は、基亭信号源か
らハス４１４を介してマルチプレクサ４１２に印加さね
、このマルチプレクサは、リート４０３上の論理ＩＳ　
Ｑ　／／状態の制御の下で、ハス４１４をデータ入力ハ
ス４１３に接続する。マルチプレクサ４１０は、やはり
リート４０３上の論理ＩＳ　Ｑ　／Ｌ　の制御の下で、
論理Ｎ１１　ｎ　の癲込み信号をリート４１１から読出
し／書込み（、Ｒ／Ｗ）リート４０９に供給する。ＲＡ
Ｍへのアドレス−１Ｎヒツト２進カウンタ４０６によっ
て順次与えら牙する。このカウンタ出力は、ハス４０５
に現れ、やはりリート４０３上の論理＼＼ＯＩｌ　によ
ってマルチプレクサ４０２からＲＡ、Ｍのアドレスバス
４０４に印加さねる。カウンタ４０６にはクロックｍ４
０７からのクロックパルスが印加さｉ′ｌるが、これは
上記の予め定めた時間内に少くとも７４　個のパルスを
含むものである。よって、この予め定めた時間が終了し
て、歪のないシンボルを受信しはじめた時には、正しい
セロ値のＷＡＫが供給される。しかし、予め定めた時間
が終了して、リート４０３が論理’ｔＬ　１　ｌｌ　に
なると、マルチプレクサ４０２はアドレスバス１０４の
内容をＲＡＭアドレスバス４０４に接続し、マルチプレ
クサ４１０はリート１１４の状態をＲ／Ｗリート４０９
に接続し、マルチプレクサ４１２はハス１２４の内容を
データ入力ハス４１３に接続する。

この結果、ＲＡＪｔ＋　４０．８内のＷＡｋの値は、動
作開始後の歪を補償するよう更新される。

次に、第２図は適応トランスバーサル等化器２０内で実
現されている本発明の原理を示している。説明のため、
等止器２０はやはり１−６−ｃ＞ＡＭ信号を受信する受
信器の■又はＱ線路内に位面するものと仮定している。

一連の振１ｈ変調さノまたパルスから成る列（Ｘ′）が
Ａ／Ｄ変換器１０１及び乗算−加算（Ｍ−８）回路２１
０に印加される。後者の回路は７つのタップ荷重のトラ
ンスバーサルフィルタを含んでいる。Ａ／Ｄ変換器１０
１は、８ヒツトの語表示を評価器１４０に印加し、評価
器は（Ｘ′）　の一連の評価値を発生する。

ｎ、　３．３ （Ｘ′）　の各評価値は７つのメモリ回路ｎ、　３．３ １０５に印加される。各メモリ回路Ｈ１Ｃ：３゜Ｃ−２
，ｃ−ｘ　＋　Ｃｏ＋　Ｃ＋ｌ　Ｉ　Ｃ＋２　”　＋Ｊ
　と記す７つのタップ荷動係数をそれぞれ蓄える。こノ
１もの係数の各々は、ハス１２５からＤ　／　Ａ変換器
２１２を介してバス２４０に送られ、さらにＭ−８回路
２１０に印加される。Ｍ−８回路は振幅変調されたパル
スに対して動作するため、Ｍ−８回路２１０と補償器１
ｏと同等の回路との間のインターフェイスとして、Ｄ／
Ａ変換器２１２及びＡ／Ｄ変換器２１１及び２１３が必
要である。

後述するように、Ｍ−８回路は、ｎ番目のサンプリンク
時刻に受信さ′１１たシンホル値Ｘ′　を等化した形式
の、振幅変調されたパルスを発生する。このパルス及び
Ａ／Ｄ変換器２１１からバス１０８に出力される対応し
た語をｙｎｅで表わす。

決定回路１０９、減算器１１１、及びしきい値回路１３
０はハス１０８．１１０及び１１２で接続されてお９、
補償器１０と同じ機能を持つ。よって、εの絶対値がＥ
以下であると、リート１１４」二の論理＼＼１１１　信
号により、評価器１４０によって（Ｘ′）　のｎ、３．
３ 評価値をさらに発生することが禁止され、ハス１１０１
のＱ’ｎｅ　が正しい評価値Ｑｎｅ　となってシフトレ
ジスタ１１８からハス１１９へ出力される。前と同様、
シフトレジスタ１４０　ｆｄ　ＣＬＫ、ｒパルスによっ
て☆′ヲハス１２１へ出力する。

Ｍ−８回路２１０に、Ｘ′ｏ８の各々について内部的に
作られた誤差信号の関数として更新さｉまたタップ荷重
係数を発生する。これらの更新された係数はハス２５０
に出力され、Ａ、　／　Ｄ変換器２１３によって８ヒツ
ト語に変換され、ハス２５１に供給される。７ケのシフ
トレジスタ１２２の各りは更新された各々の係数をバス
１２４からメモリ回路１０５の対応するものに印加する
。更新された係数はメモリ回路１０５の現在のアドレス
に書込まれる。εの絶対値がＥより大きいと、リート１
１４上の論理飄＼Ｑｌｌ状態により、評価器１４０は評
価をつづけ、バス１１０上のＸ′ｎｅはシフトレジスタ
１１８から送出されず、捷だハス２５１上の更新された
係数はメモリ回路１０５へは書込寸れない。

Ｍ−８回路２１０は、第５図に示したように、公知のト
ランスバーザルフィルタから成す、線形及び非線形のシ
ンボル間干渉の影響を補償するように、シンボル値ｘ′
ｏを変化させる。第５図において、遅延線５１０は６シ
ンボル間隔分の遅延を与え、そわぞれタップ５１１乃至
５１７において、シンボル値Ｘ’、、。

ｘ’　ｘ′　ｘ’　ｘ’　ｘ’ ｎ＋２．　ｎ＋１．　ｎ、　ｎ−１，ｎ−２及びｘ′ｎ
−３を形成する。これらのシンボル値の各々は対応する
乗算器５１８乃至５２４に、−印加されるとともに、す
べてのシンボル値がハス５２７から係数適応回路５５０
に印加される。

乗舅器５１８乃至５２４の各々は第５図に示すように印
加されたシンボル値と、対応するタップ荷重係数ｃ−３
，ｃ、２．　ｃ−０，ｃｏ。

Ｃ１０，Ｃ＋２及びＣ＋３　との積を生成する。これら
の積のすべての和をＸ′ｎｅ　と書くと、これはり−ト
５２６に現れる。

決定回路５３７１ｄＸ’　に対しそ、４つの可能な送信
シンボル値の１つを割当て、これに差ｘ’、ｏ−ｘ’；
、、を発生するが、これは係数適応回路５５０で用いら
ノ１．るＭＳ回路の内部誤差信号となる。

係数適応回路５５０は公知の回路から成り、供給さノ９
るタップ荷重係数の各々の増分値を発生する。こノ１．
らの増分値は正又は負の値を取る。これらの増分値を発
生する機構は、最／Ｊ・２乗法、ハイブリット最小２乗
法、十〇化法等の多数の公知のアルコリスムに従うこと
ができ、アルコリスムを選択すれば回路５５０への接続
が決定される。第５図は最小２乗法又はその任意の変形
として図示さノ′１．ており、増分値はり−トラ３０上
の誤差信号とハス５２７から印加される（　Ｘ′ｎ、３
．３　）　との関数である。しかし、公知のように、上
口化法が用いらノすると、ハス５２７の代りにリート５
２８が回路５５０に接続されることになる。

回路５５０で用いらノするアルコリスムにかかわらず、
増分値はハス５５１に現わ、加算器５５５によってハス
２４０上の対応するタップ荷重係数に加算される。加碧
器５５５の出力はＡ／Ｄ変換器を通過し、Ｘ′ｎ８　の
正しい評価が行われた時にメモリ回路１０５に印加され
る。

いう才でもなく、本発明は開示した特定の実施例に限定
されるものではなく、当業者にとっては本発明の精神と
範囲を逸脱することなく多数の変形を形成することが可
能である。

たとえば、まず、本発明は任意のデジタルシステムに適
用可能である。第２に、交差極性ＱＡＭ信号に対しては
、交差線路及び交差極性補償は、両方の極性の■及びＱ
線路シンボルを別々にシンホル列評価器に印加すること
によって行うことができる。よって、評価器は４つのシ
ンボル群、すなわち４つの異ったハスからの、両方の極
性の１及びＱシンボルに基づいて評価を行うことになる
。第１図の実施例では、これｒｒｉ３つのＡ／Ｄ変換器
１０１を１１加することにすきない。第２図の実施例で
は、同じ変更が行わわ、るとともに、第５図の遅延線５
１０のようなタップ荷重乗算器を持った遅延線に別の３
つのシンボル入力点が設けらｉする。係数適応回路５５
０は前述のように用いらｉＬだアルコリスムに応じて接
続さノするとともに、すべてのタップ荷重乗算器からの
出力が加算器５２５に印加される。加算器５２５の出力
は第５図に示すように、出力さノアて更カドされる。第
３に、（Ｘ’ｌ　とｎ、　３．３ 記した評価列は、１つよ−り多い任意の数のシンボルを
含むことができ、またｎ番目のサンプリンク時刻の前及
び後における受信シンボルの数は等しくなくとも゛良い
。実際、Ｘ′　に先行及び後続するシンボルの一数は必
要に応じて調整できる。最後に、第２図内の乗算加算回
路はシンボル間隔でタップが設けられているが−１その
何分の１かずつの間隔を持つタップを用いることもでき
る。−

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のフロック図、 第２図は本発明の第一２の実施例のブロック図、 第３図は上記実施例で用いられている評価器の詳細な回
路図、 第４図は上記実施例で用いられているメモリ回路のフロ
ック図、 第５図は第２図の実施例で用いられる乗算加算回路の詳
細な回路図である。 〔主要部分の符号の説明〕 １０・・・補償器 ２０・・適応トランスバーサル等化器 １０２．１１８．１２０．１２２．３０８−３１３．３
１５．３１７・・・シフトレジスタ １０５・・メモリ回路 １０７．１１７・・加算器 １０９．５３７　・決定回路 １１１・・減算器 １３０・しきい値回路 １４０・・評価器 ２１０・乗算加算回路 ３３３−・・２ビツトカウンタ ４０２．４１０．４１２・・マルチプレクサ４０６・Ｎ
ヒツト２進カウンタ ５１０−・遅延線 ５１Ｂ−５２４・乗饅器 ５２５．５５５・−加算器 ５５０−・・係数適応回路 出　願　人　：　アメリカン　テレフォン　アンドテレ
グラフ　カムパニー

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　複数個の送信シンボル値の１つを表わすそｉｌぞれ
   の受信デジタルシンボル値内の歪を補償する装置におい
   て、 Ｎをゼロよシ大きい整数とする時、受信シンボル値とＮ
   個の他に受信されたシンボル値とによって表わされる送
   信シンボル値のＨ・１′価に応動してきまる予め選んだ
   量だけ該受信シンボル値を変更する手段と、 該変更さ１１だシンボル値を該複数個の送信シンボル値
   の中の最も近いものと比較しその間の差を決定する手段
   と、 該差が予め定めた基準に合致しているときに、該受信シ
   ンボル値の代りに該複数個の送信シンボル値の中の最も
   近いものを出力する手段とを含むことを特徴とする装置
   。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該予
   め定めた基準に合致しない時には、該変更する手段が表
   現された送信シンボル値の他の評価に基づいてきする別
   の量だけ該受信シンボルを変更することを特徴とする装
   置。 ３、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該変
   更する手段がテシタル加算器を含むことを特徴とする装
   置。 ４、＠許請求の範囲第１項に記載の装置において、該変
   更する手段かトランスバーサルフィルタを含むことを特
   徴とする装置。 ５、　特許請求の範囲第２項に記載の装置において、該
   変更する手段かテシタル加算器を含んでいることを特徴
   とする装置。 ６　特許請求の範囲第２項に記載の装置において、該変
   更する手段がトランスバーザルフィルタを含むことを特
   徴とする装置。 ７、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該Ｎ
   個の他に受信されたシンボル値は、該受信シンボル値に
   先行する第１の数のシンボル値と、該受信シンボル値に
   後続する第２の数のシンボル値とから成ることを特徴と
   する装置。 ｉ、特許請求の範囲第７項に記載の装置において、該第
   １及び第２の数が等しいことを特徴とする装置。 ９、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該予
   め選ばれた量が決定された該差の関数として更新される
   ことを特徴とする装置。 １０、特許請求の範囲第１項記載の装置において、該変
   更する手段がアドレス可能なメモリを含むことを特徴と
   する装置。 １１、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該
   受信シンボル値の前に受信されたシンボル値の歪を補償
   するために、該評価の一部が前もって用いられることを
   特徴とする装置。 １２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、該
   評価の一部が、該受信シンボル値の後で受信されるシン
   ボル値の歪を補償するだめに用いらねることを特徴とす
   る装置。 １３、複数個の送信シンボル値の１つを表わすそれぞれ
   の受信デジタルシンホル値内の歪を補償する方法におい
   て、 Ｎをゼロより大きい整数とする時、受信シンボル値とＮ
   個の他に受信されたシンボル値とによって表わされる送
   信シンボル値の評価に応動してきまる予め選んだ童だけ
   該受信シンボル値を変更するステップと、該変更された
   シンボル値を該複数個の送信シンボル値の中の最も近い
   ものと比較しその間の差を決定するステップと、 該差が予め定めた基準に合致しているとき、該受信シン
   ボル値の代りに・該複数１固の送信シンボル値の中の最
   も近いものを出力するステップとを含むことを特徴とす
   る方法。 １４、特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、
   該予め定めた基準に合致しない時には、該受信シンボル
   値の該変更がシンボル値の他の評価に応動して続けらね
   ることを特徴とする方法。 １５、特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、
   該受信シンボル値の該変更がデジタル加算器で行われる
   ことを特徴とする方法。 】６　特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、
   該受信シンボル値の該変更がトランスバーサルフィルタ
   で行われることを特徴とする方法。 １７、特許請求の範囲第１４項に記載の方法において、
   該受信シンボル値の該変更がデジタル加算器で行われる
   ことを特徴とする方法。 １８、特許請求の範囲第１４項に記載の方法において、
   該受信シンボル値の該変更がトランスバーサルフィルタ
   で行われることを特徴とする方法。 １９、特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、
   該Ｎ個の他に受信されるシンボル値がそれぞれ該受信シ
   ンボル値に先行及び後続する第１の数及び第２の数のシ
   ンボル値から成ることを特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１９項に記載の方法において、該
   第１及び第２の数が等しいことを特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１３項記載の方法において、該予
   め選んだ量が決定された該差の関数として更新されるこ
   とを特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１３項記載の方法において、該予
   め選んだ量がアドレス可能なメモリに蓄えられることを
   特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、該
   受信シンボル値の前に受信されたシンボル値を補償する
   ために、該評価の一部が前もって用いられることを特徴
   とする方法。 冴、特許請求の範囲第１３項に記載の方法において、該
   評価の一部が、該受信シンボル値の後で受信されるシン
   ボル値の歪を補償するために用いられることを％徴とす
   る方法。