JPS60134545A - データ通信用信号構造 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はアナログ形式で、高速度で、がっ電気ノイズ等
の伝送障害（妨害）による誤差が少ない状態でディジタ
ルデータを伝送することに関する。

詳しくいうと、本発明は加算ノイズおよび位相ジッタの
みならず乗算ノイズに起因する誤差に対して比較的高い
不感性を有することを特徴とする新規な信号構造を提供
することである。

ディジタルデータは、通常、各時間区間内に一組の２進
デイジツトを搬送するようにコード化されたアナログ変
調の搬送波信号を送信することによって、例えば電話線
路により伝送される。通常の方法では伝送区間当り、す
なわちボーインターバル当Ｆ）　１　回、Ｍビットを送
信する。ここでＭは整数である。Ｍビットは２Ｍの可能
な値を有する。

それ故、この例ではコード化されたアナログ信号はボー
インターバル当り１回、２Ｍの可能な値のうちの１つを
識別する。例えば、各時間区間に毎秒当り２．４００ビ
ツト（ｂｐｓ　）を送信するためには、単一ピントは２
つの値の１つ（すなわちＭ＝１、従って２−２）を送信
するようにアナログ信号をコード化することによって伝
送される。通常の高速度の伝送速度の例は９，６００ｂ
ｐｓおよび１４．４００　ｂｐｇテある。９．６００　
ｂｐｇの場合には１６のアナログ値の１つを送信するこ
とによって各時間区間に４ビツトが伝送される。また、
１４．４００　ｂｐｓの場合には６４のアナログ値の１
つを送信することによって各時間区間に６ビツトが伝送
される。通常のボーレートは１２００゜１６００、およ
び２１４００シンポ／Ｉ／／秒である。

このデータ伝送のために使用される通常のコード化アナ
ログ信号の一例は両側波帯直角搬送波変調（ＤＳＢ−Ｑ
Ｃ）を使用する。この変調技術は位相が９０°異なる、
すなわち直角位相関係の、２つの搬送波信号を含み、各
信号は両側波帯変調成分を冶する。

変調のコード化、特に変調の選択振幅および位相はａｌ
およびｂｉで指示される２つのアナログパラメータによ
って定義される。ここでｉは整数である。これら変調パ
ラメータの値は各詩°間区間において伝送されている１
つのアナログ値をヨヌ（別する。従って、９，６００ｂ
ｐｓの伝送システムにおいては、最大で１６組の２つの
アナログパラメータの組があり、送られている最大１６
のアナログ値の１つを識別することになる。同様に、１
４，４００ｂｐｓの伝送システムにおいては、最大で６
４組の２つのアナログパラメータの組が存在する。

変調パラメータの値は通常、２座標の複累平面における
点としてプロットされる。１つの伝送システムに対する
一組の点は「信号構造」、あるいは「信号空間」、ある
いは「信号配列」と呼ばれる。

しかしながら、電気ノイズおよび他の伝送障害の発生は
データ伝送システムの受信端において変調パラメータの
値を決定することを困難にする。

この困難に起因する変調パラメータ値決定の誤りの確率
はデータ伝送の速度とともに増大する。これは伝送速度
が速くなると存在し得るパラメータ値の数が多くなるた
めであり、電気的障害の存在のもとてそれら（ｉｆ（を
識別することはますます困難となるからである。

誤り率その他を減少させるように信号構造を選択し、デ
ータ伝送を改善することは知られている。

米国特許第３．８８７．７６８号および第４．２７１．
５２７号は信号構造に対する２つの設相例を開示してい
る。これらおよび他の既知の信号構造は、それにも拘わ
らず若干の形式の伝送障害の存在１においてはかなりの
誤り率を生じる。

発明の目的 従って、本発明の目的は異なる形式の伝送障害の存在の
もとで改善された低い誤り率でデータを送信するための
データ伝送方法および装置を提供することである。

本発明の他の目的は異なる形式の伝送障害の存在のもと
で誤りに対して比較的高い不感性を有する高速度データ
伝送用の信号構造を提供することである。

本発明の他の目的は位相ジッタおよび加算ノイズ以外の
障害による誤りに比較的影響されないデータ伝送方法お
よび装置、ならびに信号構造を提供することである。

本発明の他の目的は価格の面で競争できる装置により容
易に実施できる上記特徴を有する方法および装置、なら
びに上記特徴を有する信号構造を提供することである。

本発明の他の目的は一部分明らがであり、一部分は後で
明らかとなろう。

発明の概要 本発明によれば、高速度データ伝送は乗算ノイズならび
に加算ノイズによる障害に抵抗力を有する信号構造を使
用する。この信号構造は位相ジッタに対しても相当に不
感性を有する。この新規な信号構造における各信号点は
乗算ノイズおよび加算ノイズによる伝送誤りについて本
質的に同じ低い確率を有する。その上、これら点は全亀
ヵが最小であり、従って複素平面表示の原点がら最小の
距離に位置付けされる。

異なる形式の伝送障害は伝送されている信号の電力に、
それ故信号点に、すなわち各伝送されたパルスの変態パ
ラメータ値に、異なる依存度を持つ。「ホワイトノイズ
」とも呼ばれる加算ノイズは理論的には信号点と独立で
ある。それ故、信号構造の任意の点の伝送に対して同じ
値を持つ可能性がある。こ訃に対し、乗算ノイズは信号
電力の関数である。従って、任意の信号点に対する乗算
ノイズの電力は複素座標平面の原点からのその信号点の
距離の二乗に正比例関係にある。それ故、この形式のノ
イズは複素平面の原点からの信号点の位置によって変化
する。位相ジッタは他の形式の伝送障害である。これは
座標原点からの信号点の距離に正比例的に関係する信号
の劣化を生じさせる。

本発明の１つの特徴はこの信号構造が乗算ノイスニよる
誤りを減じ、かつ加算ノイズに関して比較的良好な性能
を有するということである。すなわち、本発明によれば
、乗算ノイズによる劣化に抵抗し、かつまた、加算ノイ
ズによる劣化に、はぼこの信号構造が加算ノイズについ
てのみ設計されているときのような程度まで、抵抗する
信号構造を決定することができる。従って、本発明は乗
算ノイズに関しては性能に大きな利益を提供し、しかも
加算ノイズに対してもっばら使用できる最適の性能から
の損失は比較的少ない。

信号構造は乗算ノイズならびに加算ノイズによる障害に
重点をおいて決定され、全体として改善された低い誤り
率を達成する。

本発明の他の特徴はこの態様で乗算ノイズおよび加算ノ
イズに関して決定された信号構造がさらに、位相ジッタ
による劣化に対して比較的高い抵抗を示すことである。

かくして、５Ｉ！！算ノイズ障害に対する不感性を高め
るように本発明に従って信号構造を設計することは位相
ジッタの障害についてもっばら大きな重点をおいて股引
した場合に得られるのとほぼ同じ程度の高さに位相ジッ
タの障害に対して不感性を高めることになる。

さなにミ本発明によれば、純粋の乗算ノイズの場せには
、複素平面表示における信号点の一般的配置は複素座標
の原点からのその点の距離の二粱に比例する面積を有す
る円形の決定領域内の中心に各点を位置付ける。このこ
とは信号構造におけるすべての点に対して乗算ノイズに
よる誤りの確率を実質的に均一にする。その上、すべて
の信号点はそれらの決定領域をオーバラップさせること
なしに座標原点のまわりにできるだけ密接してつめ込ま
れる。この密なつめ込みは与えられた信号対雑音比（Ｓ
Ｎ比）に対して誤りの確率を最小にする標準の手法であ
る。

本発明による信号構造は、第１の近似法では、２つのサ
ブ組の点を有するものとみなすことができる。原点に近
い方に位置付けされた一方のサブ組の点は主として加算
ノイズの考慮によって決定された形態にある。他方のサ
ブ組、すなわち原点から遠い方のサブ組、の点は主とし
て乗算ノイズの障害の考慮により位置付けされている。

かなりのレベルの乗算ノイズおよび加算ノイズの両方が
存在する本発明の代表例においては、内側のサブ組が全
体の信号構造に対する平均電力より低い電力レベルを有
する信号点を含み、一方平均電力より高い電力レベルを
有する信号点は外側のサブ組にあるということがしばし
ば実用されている。

本発明に従って決定された信号構造は対称な象限を持つ
ことができ、そして各象限において象限二等分線に関し
て、例えば象限Ｉにおける４５°の線に関して、対称で
あり得る。この対称性は必要ではないが、しかし一般的
には、伝送システムの解析を容易にし、かつこの信号構
造を実現するように装置を構成することを容易にする。

本発明による信号構造は従来の信号構造とはかなり相違
する。例えば、前記した米国特許第４８７ス７６８号は
信号点が規則正しい円形配列にある、すなわち信号点が
座標原点を中心とした同心リング上にある、信号構造を
開示している。

他の既知の信号構造は信号点が等間隔の行および列の規
則正しい方形配列にある。前記した米国特許第４．２７
１５２７号はこの従来の形態を第５図に例示している。

この米渕特許は最も外側の信号点が座標軸により接近し
た位置に配置され直す既知の構造の変形例を示している
。

本発明による信号構造は比較的多数の信号点、一般的に
は少なくとも８以上の信号点、を有するシステムにおい
てノイズによる誤りを減少させることに特に重点を有す
るものであるということを注記しておく。特に、本発明
による１６点の信号構造は良好に動作し、従来の信号構
造よりも格段とはいわないまでも少なくとも性能上すぐ
れている。しかしながら、さらに１段あるいは２段複雑
な、すなわち３２の信号点あるいは６４の信号点を有し
、かつ乗算ノイズを補償する本発明に従って決定された
信号構造は格段とすぐれた性能を発揮する、すなわち従
来の信号構造よりも誤り率がかなり低い。

本発明による信号構造のさらに他の特徴はこのイ、Ｓ号
構造がディジタルデータビットを定めるのに必′次な信
号点のほかに信号点を持ち得るということである。制御
の目的のための追加の信号点は知られている。本発明に
よる一特定例は信号構造に同期用信号点を提供すること
である。本発明による６４点の（７７号構造は各象限に
２つづつの８つの同期用信号点を追加に持つことができ
、従ってこの複合信号構造には合計７２の信号点がある
。

この新規な信号構造は主として外側のサブ組の信号点に
おいて既知の規則正しい方形配列と相違する。すなわち
、各軸に最も接近する点が通常の方形配列の場合よりも
その軸からさらに離間されている。さらに、両軸から等
距離の点はこの新規な信号構造においては原点からさら
に外側へ離間されている。外側サブ組の他の点もまた、
方形配列の点とは異なる位置にある。この配置転換は通
常の方形配列とは対照的に点の密度を減少させる。

この新規な信号構成に関するこれらおよび後述する他の
特徴は、全体のＳＮ比をおおむね１ｄＢ以上改善する、
従って誤り率を少なくとも１段階の大きさ減じるデータ
伝送を音声級電話線路により可能にする。

本発明の性質および目的の十分な理解のために、以下、
添伺図面を参照して本発明の詳細な説明する。

データ伝送システムにおける各送信および受信端末は通
常、モデム、すなわち変調器と復調器の組合せ装置を有
する。第１図は音声級電話線路で動作するように本発明
が実施でき、かつ通常のように送信部１０ａおよび受信
部１０ｂを有するＤＳＢ−ＱＣモデムの一形式を示す。

例示のモデム１０の送信部１０ａは入力線路１２で送信
されてくる２進情報を受信し、それを入力バツ７ア１４
に記憶する。エンコーダ１６は各ディジタル入力シンボ
ルを２つのコード化アナログ信号に変換する。これらコ
ード化アナログ信号はａｔおよびｂｌで指示される一対
の変調パラメータを定める。これらパラメータはその入
力ディジタルシンボルを識別する信号構造における１つ
の点を定める。エンコーダ１６は例えばルックアップテ
ーブルで実現できる。

電子スイッチ１８は選択されたボーレート１／Ｔで２つ
のコード化信号をサンプルする。代表的にはそれぞれが
パルス整形フィルタ回路である一対の信号整形回路２０
．２０はアナログパルスを伝送のために必要なように整
形し、それらを変調器２２に供給する。この変調器２２
は一対め発振器２２ａ、２２ａを有するものとして例示
されており、２つの搬送波波形を変調する。・ｃ　ｔｏ
　、ｍωｔおよびＢｌｎωｔと指示されるこれら搬送波
波形は位相が９０°相違する。加算デバイス２４は２つ
の振幅変調された搬送波信号を結合し、他の同様の端末
へ伝送するための用意ができた、好ましくは各搬送波の
両側波帯変調成分を有する直角振幅変調された出力信号
（ＱＡＭ出力信号）を生じさせる。

第１図をさらに参照すると、例示のモデム１０の受信部
１０ｂは線路２６を介して直角振幅変調された信号（Ｑ
ＡＭ信号）を受信し、それをバンドパスフィルタ２８に
供給する。このパントノでスフィルタ２８は不所望な周
波数成分を抑圧する。

Ｃｏｎωｔおよびｓｉｎωを波形を受信する２つの復調
段３０ｍ、３０ｍを有するものとして例示された復調器
３０はバンドパスフィルタされた信号を特定のベースバ
ンドにおいて２つの成分に変える。各信号成分はり一バ
スフィルタ３２でさらに整形され、サンプリングスイッ
チ６４に供給される。等化器３６はサンプルされた信号
成分を受信し、それらをデコーダ６８においてデコード
できるようにする。デコーダ６８は受信したＱＡＭ信号
の変調カ識別した多ディジット２進シンボルを発生する
０ 第２図は複素平面の４つの同一の象限のそれぞれに４つ
の点を有する規則正しい方形配列に配置された１６０点
を有する通常の従来技術の信号構造を示す。これら象限
はローマ数字で指示されており、各象限の点は文字およ
びアナビア数字で指示されている。これら点の座標は、
本例では、各座標軸に沿う数字で指示されている。象限
Ｉにおける各信号点を他の点と区別するための決定線は
座標軸および実線ｄ−１およびｄ−２である。この方形
パターンにおける各点は決定線によって境界が定められ
た正方形の決定領域の中心に位置付けされている。

第１図のモデム１０におけるエンコーダ１６は、この信
号パターンで動作するときに、各４ビツトのディジタル
入力シンボルを第２図の１６の点の１つに変換する変調
パラメータを発生する。逆に、受信部１Ｑｂのデコーダ
６８は受信した信号の一対の変調パラメータをこのパタ
ーンに従って対応する４デイジツトシンボルに変換する
。

第２図の信号構造で動作するデータ伝送システムにおい
て起り得る誤りの確率は、加算および乗算の両ノイズを
考慮することと対照すると、加算ノイズのみが考慮され
る場合には相違する。これは次の式（１）および（２）
を比較することにより明白である。第２図の信号構造に
おける各信号点に対する誤りの確率はその点のＳＮ比に
反比例する。ｉを整数とするときに、加算ノイズだけに
よる任意の特定点Ｉに対するＳＮ比（５ＡＮＲ）は式（
１）で表わされ、他方式（２）は加算および乗算両ノイ
ズによる点ｌに対するＳＮ比（ＳＮＲ）を表わす。−８
ＡＮＲ，＝　ｄ、／Ａ　（１１ ここでｄｌは決定線からの１つの点の距離であり、１Ｓ
１１は信号構造における１つの点から原点までの圧解で
あり、ｉは点を該別し、値１．２．６または４を有する
。また、Ａは加算ノイズのパリアンスであり、Ｂは乗算
ノイズのパリアンスである。

式（２）は原点からの距離が大きい位置にある点におい
てはＳＮ比が減少し、対応的に誤りの確率が増大するこ
とを示している。さらに、この源りの確率の増大は乗算
ノイズの増大とともに大きくなる。

本発明は乗算ノイズを考慮に入れた信号構造を提供する
ことである。この信号構造は、乗算ノイズのみならず加
算ノイズのような他の障害の存在のもとで、ＳＮ比を最
大にし、従って誤りの確率を最小にする。

この目的のため、本発明は式（２）に対応するＳＮ比が
実施するハードウェアの実用上の制約内で信号構造にお
けるすべての点に対して本質的に一定であり、かつ全体
として最低のノイズレベルを有する信号構造で動作する
データ伝送モデムを提供するものである。

第６図は２０ｄＢの信号対加算ノイズ比（ＳＡＮＲ）お
よび１９ｄＢの信号対乗算ノイズ比（ＳＭＮＲ）に対す
る本発明に従って決定された１６点の信号構造の４つの
同一象限のうちの１つを示す。第３図はまた、この信号
構造における点の位置を決定する際に使用される決定線
圧ＭＷ　（ｐ）および（ｑ）を示す。

第３図の形態における各点のＳＮ比は、各点に対して水
平および垂直法定線距離が等しい、すなわち、第３図を
参照して、ｐｘ；＝ｐｙ１ｑＸ−ｑｙであると仮定する
と、次式（３）、（４）および（５）によって与えられ
る。この仮定は単に説明を簡単にするためであり、本発
明を限定するものではない。

２ Ｓ　Ｎ　Ｒｚ−８Ｎ　Ｒｓ　””　（４）Ａ＋Ｂ’　し
く　ｐ＋２　）２＋ｐ２：］２ ＳＮＲ４＝　（５） Ａ＋２Ｂ’　（ｑ＋２ｐ）２ ここで 本発明の信号構造はすべての点に対して均一な確率の枳
りを提供するから、任意の与えられたノ　アイズパラメ
ータＡおよびＢを有する（ｐ）および（ｑ）に　を対す
る上記式を解くと、　７ ＳＮＲ−＝ＳＮＲ′　ｉ、ｊ＝１，２，３．４　（７）
　。

となる。　こ 上記式の直接解は２つの未知数を有する２組の４次方稈
式である。式（６）のＢ′をノぐラメータと仮　限定５
・３１″ら点０座標原点”″′全体１５１０最　。

小距離を式（２）および（６）における（ｄｌ）の最小
値と　。

Ｌ／″ｒ　、ｂ　Ｔ　ｉｔ“６２・１９０数値解決９１
次０通り７　大ある。　が ０′）角′ｒ２０従９７式（３）および１４）を組合す
ると・　軸Ａｐ２−４８’ｐ　−Ａ−４Ｂ’　＝Ｏｆ８
）カ５ わ また・式（３）および（５）を組合すると・　４Ａｑ２
−８Ｂ’ｐｑ−８Ｂ’ｐ２−Ａ＝Ｏ（１０）　１式（９
）および（１１）は任意の与えられたノイズノくラータ
ＡおよびＢに対する所望の１６点信号構造決定するため
の基準を提供する。例えば、乗算イズが存在しないと仮
定すると、すなわちＢ−であると、式（９）および（１
１）はｐ；ｑ＝１となる。

れは通常の方形信号構造である。

これに対し、純粋の乗算ノイズを有する理論的定条件に
おいては、すなわちＡニ０であると、およびｑのそれぞ
れは、Ｓｌが座標（１，１）おいて固定であるならば、
最適の解として無限に接近する。しかしながら、外側の
角部の点Ｓ４固定である場合には、最も内側の点Ｓ１は
座標の原点にシフトされるということが理解できる。

第３図はまた、上記態様で決定された各信号点おおむね
円形の決定領域内で中心に位置付けさているように観察
できるということを示してし）。例示の領域の概略の半
径は点Ｓｌに対してはであり、点Ｓ２およびＳ３に対し
てはｐであり、点Ｓ４に対してはｑである。各半径は少
なくとも第１の近似では、対応する信号点の原点からの
距離に比例する。

第４図のグラフは与えられた２０ｄＢの信号対加算ノイ
ズ比に対して信号構造パラメータｐおよびｑの値が信号
対乗算ノイズの異なる値に対してどのように変化するか
を曲線４０および４２で示すものである。ｑおよび割合
は小さいがｐは乗ｎノイズが減少するにつれ急速に増大
し始めることに注意されたい。

第５図は固定値の乗最ノイズ、すなわちＳＭＮＲ＝１９
ｄＢにおけるデータ伝送誤りの確率を、本発明による最
適の信号構造と従来技術の方形信号構造のそれぞれに対
して曲線４４および４６で示すものである。本発明の構
造はかなり低い誤りの確率を提供し、この誤り確率の低
下は加算ノイズの減少にともなって急速に増大する、す
なわち乗算ノイズが次第に優勢となる場合に急速に増大
するということに注意されたい。

第６図を再び参照すると、図示の特定の座標、すなわち
ｐ＝１．６、ｑ＝＝ｊ、９は１９ｄＢのＳＭＮＲおよび
２０　ｄＢの５ＮＡＲに対するものである。第３図のこ
の信号構造はこれらレベルのノイズ障害を受けるいわゆ
る９　６００　ｂｐｓ伝送システムにおいて本発明を実
施する際に商業上好ましいものといえる。

本発明の他の特徴は、上記態様で設８Ｉされた信号構造
が、たとえ他の形式の電気ノイズである位相ジッタが存
在していても、高度の信頼性をもって動作するというこ
とである。このことは上記態様で決定された信号構造に
対する伝送誤りの確率を曲線４８で示し、通常の規則正
しい方形の信号構造に対するものを曲線５０で示す第６
図から明らかである。このグラフは誤りの確率を、信号
対乗算ノイズ比が１９ｄＢであり、かついがなる形式の
搬送波トラッキングもなしに５°のピーク位相ジッタの
値に対して、信号対加算ノイズ比の関数として示すもの
である。第６図の曲線は個々の形状および差特性が第５
図に示すものと同様であるということを注意すべきであ
る。

乗算ノイズおよび加算ノイズの両方を補償する１６点の
信号構造を決定するための上述の手法は他の個数の点を
有する、代表的にはさらに多い数の点を有する信号構造
に適用できる。その場合に、上記式における変数の数は
増大し、解を得るのにさらに時間を必要とする。解を得
る通常の方法は、好ましくはコンピュータに基づいた技
術を使用して実行できる。第７図は本発明の他の例を示
すもので、モデムエンコーダおよびデコーダが２，４０
０シンボル／秒のレートで動作する１４，４ｏｏビット
／秒の伝送システムを可能にする信号構造を示す。原点
に対する各点の座標を示すこの信号構造は２８　ｄＢの
ＳＭＮＲおよび３０　ｄＢの５ＡＮＲに対して段用され
ている。この信号構造は４つの対称な象限のそれぞれに
１６の点をもって配置された６４の点を有し、第７図は
象限Ｉを示す。第７図に８１７および８１Ｂと指示され
ているように、各象限に２つの追加の点が存在し、従っ
て合９１で８つの追加の点が同期の目的のために存在す
る。

内側のサブ組の点８１〜Ｓ９は規則正しい方形パターン
に実質的に配貨されており、他方残りの外側のサブ組の
点は方形パターンとは相違し、上記した態様でより低密
度で配置されているということを注意すべきである。特
に、外側のサブ組の点は内側のサブ組の点よりもいずれ
の軸からも一層離間されているばかりでなく、互いに閃
しても一層離間されている。

第１図に示すモデム１０は既知の電子技術により本発明
による信号構造で動作するように構成できる。特に、モ
デムエンコーダ１６は、例えば第３図および第７図にお
いて実施し、上述した信号構造に従って２進シンボルを
信号点にコード化するように構成できる。対応的に、モ
デムデコーダ６８は逆の動作を行なうことができる。次
の文献は第１図に示されたモデムの構成およびその実現
についての技術を示す代表例である。

１、　ピー・ジエイ・パン・ジャーウェン（Ｐ、　Ｊ。

Ｖａｎ　Ｇｅｒｗｅｎ　）等の論文「マイクロブ彎セッ
サ・インプルメンテ−ジョン・オブ・ハイ・スピード・
データ・モデム」アイ・イー・イー・イー・トランザク
ションズ・オン・コミュニケーションズ、第Ｃ０Ｍ−２
５巻第２号、１９７７年２月、ページ２３８〜２５０ ２、　エム・コヤ（Ｍ、　Ｋｏｙａ　）　ｅの論文「ハ
イ・スピード・データ・モデム・ユーシング・ディジタ
ル・シグナル・プロセッサ」アイ・イー・イー・イー°
インターナシミナル・コミユニケイジョン・フンフエラ
ンス、１９８１年、ページ１４・７・１〜１４・７・６ かくして、上述の記載から明らかにされた目的を含む上
記した目的は効率良く達成されたことが理解されよう。

上記ディジタルデータ伝送方法および種々のノイズ形式
のうちで乗算ノイズに対して信号構造を最適化する上記
方法を遂行する上で本発明の範囲から逸脱することなし
に上述のモデムの構成において若干の変形および変更が
なし得るから、上記記載に含まれる、あるいは添付図面
に示されたすべてのことは例示として解釈すべきであり
、限定する意味ではないということは理解されよう。

また、特許請求の範囲はこの中で記載した発明の一般的
および特定の特徴のすべてを包含することを意図するも
のであることも理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施する上で使用するためのモデムの
一例を示す概略ブロック図、第２図は従来技術の信号構
造を示す概略図、第３図は本発明による１６点の信号構
造の１象限を示す概略図、第４図は信号対乗算ノイズの
比の異なる値に対する本発明による信号構造パラメータ
の変化を示す曲線図、第５図は選択された値の信号対乗
算ノイズの比での信号対加算ノイズの比の異なる値に対
する誤りの確率の変化を示す曲線図、第６図は本発明の
他の例の異なる信号構造に対する誤りの確率の変化を示
す曲線図、第７図は本発明による６４点の信号構造に各
象限ごとに２つの同期用点を加えたものの１象限を示す
概略図である。 １０：モデム １０ａ：送信部 １０ｂ：受信部 １４：入力バッファ １６：エンコーダ １８：電子スイッチ ２０：信号整形回路 ２２：変調器 ２２ａ：発振器 ２８：バンドパスフィルタ ３０；復調器 ３０ａ：復調段 ６２：ローパスフィルタ ３４：サンプリングスイッチ ３６：等化器 ３８＝デコーダ ＦＩＧ、２ （ＳＭＮＨ＝Ｉ９ｔｌｌＨ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１乗算ノイズに起因する誤りの確率が実質的に均一
   な低い値となるように信号を選択する段階を含むことを
   特徴とする直角振幅変調されたデータ伝送信号構造を決
   定するための方法。 （２）前記選択する段階が、 （４）前記信号構造の複素平面表示における各信号点に
   対して、乗算ノイズを含む電気ノイズに対する信号強度
   の比の代表を決定する段階と、 （Ｂ）　その点に対する前記比の値が前記信号構造にお
   ける他のすべての点に対する前記比の値と実質的に同じ
   である前記複素平面における各信号点の位置を選択する
   位置選択段階とを含む特許請求の範囲第１項記載の方法
   。 に３）　前記位置選択段階が単一レベルの乗算ノイズを
   含む単一の選択された組のノイズパラメータに対して、
   前記各信号点に対する前記比を評価する段階を含む特許
   請求の範囲第１項記載の方法。 （４）前記選択する段階が、 （４）前記信号構造の複素平面表示における各信号点に
   対して、乗算ノイズおよび加算ノイズを含む電気ノイズ
   に対する信号強度の比の代表を決定する段階と、 （Ｂ）　各点に対する前記比が同じ選択された組合せの
   乗算ノイズおよび加算ノイズで評価される場合に、その
   点に対する前記比の値が前記信号構造における他のすべ
   ての点に対する前記比の値と実質的に同じである前記複
   素平面における各信号点の位置を選択する位置選択段階 とからなる特許請求の範囲第１項記載の方法。 （５）前記位置選択段階が前記信号構造に対して全体と
   して座標原点から最小の間隔を有するように前記複素平
   面における前記信号点の位置をさらに選択する段階を含
   む特許請求の範囲第２項記載の方法。 （６）８以上の点を有する両側波帯直角搬送波変調信号
   構造を決定する方法において、 （４）第１のサブ組の前記点を、主として加算ノイズに
   対する誤りの確率が実質的に均一な低い値をもつように
   、前記信号構造の２座標の複素平面表示の原点を中心と
   して実質的に規則正しいパターンで配列する段階と、 （Ｂ）　前記点の残部よりなる第２のサブ組の前記点を
   、前記第１のサブ組から外側の前記規則正しいパターン
   の対応する位置よりさらに離間された位置に、座標軸に
   最も近い点が対応する規則正しいパターンの場合よりも
   これら軸からさらに移動された状態で、かつ乗算ノイズ
   に対する誤りの確率を含む誤りの確率が実個的に均一な
   低い値を持つように、配列する段階 とを含むことを特徴とする方法。 （７）Ｍを正の整数とするときに、両側波帯直角搬送波
   変調された信号の２Ｍの値のうちの１つにコード化され
   た一組Ｍの２進データデイジツトのそれぞれを音声縁電
   話線路で伝送するだめの方法において。 選択されたゼロでない有限レベルの乗算ノイズおよび選
   択されたゼロでない有限レベルの加算ノイズに起因する
   伝送誤りの確率が実質的に等しい前記各信号を提供する
   段階と、 前記伝送誤りの確率が全体として最低であるＭの前記信
   号の構造を提供する段階 とを含むことを特徴とする方法。 （８）Ｍを整数とするときに、各信号が２座標の複素平
   面表示におりるＭの点の１つに対応する２Ｍの信号より
   なる構造の１つの信号を選択することによって両側波帯
   直角搬送波変調によりディジタルデータを伝送するため
   の方法において、前記平面の４つの対称な象限に等しく
   、かつすべての点が選択されたレベルの乗算ノイズおよ
   び選択されたレベルの加算ノイズに起因する伝送誤りの
   実質的に等しい、全体として最低の砂率を有するように
   、前記点を位置伺ける段階を含むことを特徴とする方法
   。 （９）Ｍが４であり、前記位置付ける段階が前記表示の
   水平および垂直軸に沿う次の相対値、すなわち（１，１
   ）、（１３，３３）、（五３、ｔ　５　）　、および（
   ４，５，４，５）を有する座標において実質的に１つの
   象限に前記点を位置付ける段階を含む特許請求の範囲第
   ８項記載の方法。 （ｌｔｌ）　Ｍが６であり、前記位置付ける段階がＳｌ
   、Ｓ２、・・・Ｓ１６と指示された前記点を１つの象限
   に、実り的に前記表示の水平および垂直軸に沿う次の相
   対値、すなわち Ｓｌ：０．７５．０７５ Ｓ２７０．７５．２．２５ Ｓ５：２．２５．０７５ Ｓ４：０．７５．３．７５ Ｓ　５　：　３．７５．０７５ Ｓ／ｌ：２．２５．２．２５ Ｓ７：２．２５．３．８７５ Ｓ８：五８７５．２．２５ ８９：３．８７５，３．８７５ Ｓ１０：ｔｏ、　５．５７５ ８１１：５．３７５、　ｔ。 Ｓ１２：５１２５．５，７５ Ｓｌ３：５．７５．６１２５ ８１４：５．５．５．５ Ｓ　１５　：　１．２５．７．３７５ Ｓ１６　ニア、３７５．１２５ をＭする座標に位置付ける段階を含む特許請求の範囲第
   ８項記載の方法。 ０Ｄ　送信用エンコーダおよび受信用デコーダを有する
   データ伝送用モデム装置において、前記エンコーダが、
   Ｍを正の整数とするときに、■メ″角振幅変調された信
   号の２Ｍの値の１つにコード化された１組のＭの２進デ
   ータデイジツトのそれぞれを変換し、該各信号に、選択
   されたゼロでない有限のレベルの乗算ノイズおよび選択
   されたゼロでない有限のレベルの加算ノイズに起因する
   伝送誤りの実質的に等しい確率を有せしめ、前記伝送誤
   りの全体として最低の確率を持つＭの前記信号よりなる
   構造を提供し、 前記デコーダが直角振幅変調された信号の２Ｍの値のう
   ちの１つを、前記信号が前記コードを備えている場合に
   、１組のＭの２進デイジツトに変換する ことを特徴とするモデム装置。 ａ々　データ伝送信号構造を決定するための方法におい
   て、乗算ノイズに起因する勝りの実質的に均一な低い確
   率を有する信号を選択する段階を含み、該選択する段階
   が、前記構造の複素平面表示において、前記構造の他の
   領域とオーバーラツプしない、かつその信号点の前記複
   葉平面の座標原点からの距離の二乗に比例的関係のある
   面積を持つ実質的に円形の決定領域を有するように、各
   信号点の位置を選択する段階を含む方法。