JPS60103720A - デイジタル信号読取装置 - Google Patents
デイジタル信号読取装置Info
- Publication number
- JPS60103720A JPS60103720A JP21115083A JP21115083A JPS60103720A JP S60103720 A JPS60103720 A JP S60103720A JP 21115083 A JP21115083 A JP 21115083A JP 21115083 A JP21115083 A JP 21115083A JP S60103720 A JPS60103720 A JP S60103720A
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- Japan
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
- H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback
- H03K5/088—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback modified by switching, e.g. by a periodic signal or by a signal in synchronism with the transitions of the output signal
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はディジタル１６号の読取装置にカし、特に最適
読取りしきい値レベルケ自動的に得るだめの装置に曲す
る。
読取りしきい値レベルケ自動的に得るだめの装置に曲す
る。
ディジタル信号を記録媒体に記録したり、伝送媒体に送
出する際通常なんらかの変Ｊ４か施される。
出する際通常なんらかの変Ｊ４か施される。
第１図は変調方式の一例でＭＦｋｉ （Ｍｏｄ ｉ ｆ
１ｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）方式のディジタル１ｎ報と波形の対応を示したもので
ある。この変肉方式は、ディジタル情報かｌの時−情報
区間の中央で反転し、００時は変化しない。また０が２
個以上連続する時には情報区間の境界でレベル反転する
という規則に基づいている。
１ｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）方式のディジタル１ｎ報と波形の対応を示したもので
ある。この変肉方式は、ディジタル情報かｌの時−情報
区間の中央で反転し、００時は変化しない。また０が２
個以上連続する時には情報区間の境界でレベル反転する
という規則に基づいている。
このような変調方式において、例えばディジタル情報列
か１０１１０１１０１１・・・であった場合、変調波形
は第２図（ａ）にボす如く一情報区間の長さをＴとする
時、２Ｔ、ｌ’ｉ’、ｓＮＴ、ｉＴ、の繰返しとなり、
ノ＼イレベルとローレベルの期間の時間率は大きく＠な
る。
か１０１１０１１０１１・・・であった場合、変調波形
は第２図（ａ）にボす如く一情報区間の長さをＴとする
時、２Ｔ、ｌ’ｉ’、ｓＮＴ、ｉＴ、の繰返しとなり、
ノ＼イレベルとローレベルの期間の時間率は大きく＠な
る。
このためこのような変調方式によって記録媒体に記録し
、再生するとき交流結合増ｌ１ＩＩ器で増幅した場合、
直流成分が失われ、かつ記録再生系の周波数特性などの
影響により、得られる再生波形は概略第２図（ｂ）のよ
うになり、接地電位を読み取りしきい値レベルとすると
正確な信号の読取りか困難となる。このため、従来この
種の信号からディジタル情報を読取るための装置として
は第３図にボすものがあった。
、再生するとき交流結合増ｌ１ＩＩ器で増幅した場合、
直流成分が失われ、かつ記録再生系の周波数特性などの
影響により、得られる再生波形は概略第２図（ｂ）のよ
うになり、接地電位を読み取りしきい値レベルとすると
正確な信号の読取りか困難となる。このため、従来この
種の信号からディジタル情報を読取るための装置として
は第３図にボすものがあった。
図でｌはＭＦＭ再生信号の入力端子、２は読取り信号の
出力端子、３は再生クロックの入力端子、４ ハＩｉ
ヘ”比ＩＵ器、５ ｉ’ｔ： Ｄフリップフロップ、６
．７はダイオード、８．９は値の等しいコンデンサ、１
０．ＩＩは値の等しい抵抗、１２は結合コンデンサ、ノ
３は抵抗である。
出力端子、３は再生クロックの入力端子、４ ハＩｉ
ヘ”比ＩＵ器、５ ｉ’ｔ： Ｄフリップフロップ、６
．７はダイオード、８．９は値の等しいコンデンサ、１
０．ＩＩは値の等しい抵抗、１２は結合コンデンサ、ノ
３は抵抗である。
次にこの動作について説明する。第２図（ｂ）にボされ
るような波形のＮＦＭ再生（ｇ号が入力端子ｌに加えら
れる。この１目号は結合コンデンサ１２を通してレヘ／
ｌｚ比較器４の十端子に加えられる。この鼓形を第４図
（ａ）にボす。寸だ信号の正のピークのときダイオード
６を通してコンデンサ８は正のピーク値に相当する′電
圧に充゛ｔｕされ、負のピーク値のときダイオード７を
通してコンデンサ９は負のピーク値に相当する′電圧に
充′屯される。従って、値の等しい抵抗器１０．１１の
接わ５点、すなわちレベル比較器の一端子の電位は第４
図（ａ）に不すように正のピーク値と負のピーク値の平
均値となり、比較器の出力には第４図（ｂ）に７Ｊ＜す
ような概略ＭＦＭ変調波形と同様な整形伝−けが得られ
る。次にこの整形１ｄ号は１つフリップ７０ツブ５の０
人力に加えられる。
るような波形のＮＦＭ再生（ｇ号が入力端子ｌに加えら
れる。この１目号は結合コンデンサ１２を通してレヘ／
ｌｚ比較器４の十端子に加えられる。この鼓形を第４図
（ａ）にボす。寸だ信号の正のピークのときダイオード
６を通してコンデンサ８は正のピーク値に相当する′電
圧に充゛ｔｕされ、負のピーク値のときダイオード７を
通してコンデンサ９は負のピーク値に相当する′電圧に
充′屯される。従って、値の等しい抵抗器１０．１１の
接わ５点、すなわちレベル比較器の一端子の電位は第４
図（ａ）に不すように正のピーク値と負のピーク値の平
均値となり、比較器の出力には第４図（ｂ）に７Ｊ＜す
ような概略ＭＦＭ変調波形と同様な整形伝−けが得られ
る。次にこの整形１ｄ号は１つフリップ７０ツブ５の０
人力に加えられる。
一方、Ｄフリップフロップ５のクロック入力端子３には
第４図（Ｃ）に７Ｊ＜されるような読取りクロックか加
えられる。読取りクロックの再生は通常ＰＬ Ｌ （Ｐ
ｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）、同調回路等に
よって行なわれるが広く知られている技術なので説明は
省略する。
第４図（Ｃ）に７Ｊ＜されるような読取りクロックか加
えられる。読取りクロックの再生は通常ＰＬ Ｌ （Ｐ
ｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）、同調回路等に
よって行なわれるが広く知られている技術なので説明は
省略する。
この結Ｎ 、Ｄ ７リツブフロツブ５の出力、すすわち
読取り（ｇ号の出力端子には第４図に示されるが如＜、
ＭＦ’Ｍ変調波形に等しく読取シクロツクに同期した信
号を得ることができる。またディジタル情報パターンの
変動による最適読取りレベルの変動に対しては、コンデ
ンサ８，９、抵抗１０．１１で特定される時定数を適当
に選択することにより追従させることができる。
読取り（ｇ号の出力端子には第４図に示されるが如＜、
ＭＦ’Ｍ変調波形に等しく読取シクロツクに同期した信
号を得ることができる。またディジタル情報パターンの
変動による最適読取りレベルの変動に対しては、コンデ
ンサ８，９、抵抗１０．１１で特定される時定数を適当
に選択することにより追従させることができる。
このように、従来技術に基づく装置でもｉ’ｖｌｌ″Ｍ
変調信号から直流成分が失われた１目号からディジタル
情報を読みとることかできる。
変調信号から直流成分が失われた１目号からディジタル
情報を読みとることかできる。
以上の例ではｈｉｉ”ｓｉ波形から直流成分か失われ、
高域もある程度置載制限を欠けた波形からディジタル情
報を読取る場合について説明したか、高域の帯域制限か
さらに大きくなる場合や、光学式記録再生のような正負
非対称の振幅歪を発生するような系を通して得られた再
生信号の最適読取シしきい値レベルは必ずしも正、負ピ
ーク値の中央ではなく、このような場合には従来装置に
よって正確にディジタル情報をｔタシ取ることはできな
い。
高域もある程度置載制限を欠けた波形からディジタル情
報を読取る場合について説明したか、高域の帯域制限か
さらに大きくなる場合や、光学式記録再生のような正負
非対称の振幅歪を発生するような系を通して得られた再
生信号の最適読取シしきい値レベルは必ずしも正、負ピ
ーク値の中央ではなく、このような場合には従来装置に
よって正確にディジタル情報をｔタシ取ることはできな
い。
この発明は従来のものの欠点を除去するために成された
もので、最熱しきい（＋にレベルか正、負ピークの中央
にない再生θに形でも自動的に最通しきい値レベルを得
ることを口」１１シにするディジタル１目号読取装置を
提供することを目的にしている。
もので、最熱しきい（＋にレベルか正、負ピークの中央
にない再生θに形でも自動的に最通しきい値レベルを得
ることを口」１１シにするディジタル１目号読取装置を
提供することを目的にしている。
以下、この発明の一実施例を図に基づいて説明する。第
５図においで従来例と同一の記号は同じものを衣わして
いる。１４は差勧増’１ｌｆａ益、１５．１６はインバ
ータ、〕７．ｌａｄアンドゲート、ノ９，２０及び２１
．２２はそれぞれローパスフィルタを朽成する抵抗とコ
ンデンサである。第６図は第５図の実施例において、レ
ベル比較器４の負人力か差動増幅器１４の出力に接続さ
れず、接地されている時の各部波形を示している。
５図においで従来例と同一の記号は同じものを衣わして
いる。１４は差勧増’１ｌｆａ益、１５．１６はインバ
ータ、〕７．ｌａｄアンドゲート、ノ９，２０及び２１
．２２はそれぞれローパスフィルタを朽成する抵抗とコ
ンデンサである。第６図は第５図の実施例において、レ
ベル比較器４の負人力か差動増幅器１４の出力に接続さ
れず、接地されている時の各部波形を示している。
次にこの発明の作用について説明する。
レベル比較器４の負人力か接地されていると仮定した場
合、入力端子ノに加えられた第６図（ａ）の信号は接地
レベルでスライスされ、比較器４の出力には第６図（ｂ
）の波形が得られる。次にレベル比較器４の出力は第６
図（Ｃ）の読取りクロックに同期して、Ｄフリップフロ
ップ５に入力され、Ｄフリップフロップ５の出力には第
５図（ｄ）にボされる波形が得られる。さらにインバー
タノ５ 、１６、アントゲ−） １７ 、１８によって
構成される論理回路により、アンドゲートノアの出力ｅ
はレベル比較器４の出力かハイレベルで、Ｄフリップ７
０ツブ５の出力かローレベルのときだけハイレベルとな
す、アントゲ−トノ８の出力ｆはレベル比較器４の出力
かローレベルで、Ｄフリップフロップ５の出力かノ＼イ
レベルのときだけハイレベルとなる。すなわち、ア聞、
アンドゲート１８の出力はレベル比較器４の出力の立ち
下がシから読取りクロックの立ち上がりまでの期間、そ
れぞれハイレベルとなる。第６図はレベル比較器のしき
い値レベルが高過ぎる場合を例としてボしであるが、第
７図に高週ぎる場合、適正な場合、低過ぎる場合のアン
ドゲート１７、およびアンドゲート１８の出カ全それぞ
れボしている。
合、入力端子ノに加えられた第６図（ａ）の信号は接地
レベルでスライスされ、比較器４の出力には第６図（ｂ
）の波形が得られる。次にレベル比較器４の出力は第６
図（Ｃ）の読取りクロックに同期して、Ｄフリップフロ
ップ５に入力され、Ｄフリップフロップ５の出力には第
５図（ｄ）にボされる波形が得られる。さらにインバー
タノ５ 、１６、アントゲ−） １７ 、１８によって
構成される論理回路により、アンドゲートノアの出力ｅ
はレベル比較器４の出力かハイレベルで、Ｄフリップ７
０ツブ５の出力かローレベルのときだけハイレベルとな
す、アントゲ−トノ８の出力ｆはレベル比較器４の出力
かローレベルで、Ｄフリップフロップ５の出力かノ＼イ
レベルのときだけハイレベルとなる。すなわち、ア聞、
アンドゲート１８の出力はレベル比較器４の出力の立ち
下がシから読取りクロックの立ち上がりまでの期間、そ
れぞれハイレベルとなる。第６図はレベル比較器のしき
い値レベルが高過ぎる場合を例としてボしであるが、第
７図に高週ぎる場合、適正な場合、低過ぎる場合のアン
ドゲート１７、およびアンドゲート１８の出カ全それぞ
れボしている。
しきい値レベルが高過き゛る場合、アンドゲート１７の
出力のパルス幅の方がテントゲ−トノ８の出力のパルス
幅より狭く、シきいイ１αレベルが低過きる場合はその
逆となり、適止な場合は痔しくなる。甘たそれぞれのパ
ルスｔ」、必ず交互に売主する。
出力のパルス幅の方がテントゲ−トノ８の出力のパルス
幅より狭く、シきいイ１αレベルが低過きる場合はその
逆となり、適止な場合は痔しくなる。甘たそれぞれのパ
ルスｔ」、必ず交互に売主する。
従って、アントゲ−） １７ 、１８の出力ｅ、ｆを抵
抗ノ９．鰺、コンデンサ２θ、２２で４ｆｋ成されるロ
ーバスフィルりで平？？ｊ Ｌ差！１カ」曽’Ｉ’ｍ
器１４で増中品して第５図の実施例に４くされるように
レベル比較器４の負入力端子に帰還することによって自
動的に最適しきい値を得ることができる。このようにし
て最適しきい値を得ることができるのは、記録されてい
るディジタル伝号は必ずクロックパルスの軒数倍のパル
ス１１１１１１を持っており、かつクロックパルスと同
期した信号のけずなからである。
抗ノ９．鰺、コンデンサ２θ、２２で４ｆｋ成されるロ
ーバスフィルりで平？？ｊ Ｌ差！１カ」曽’Ｉ’ｍ
器１４で増中品して第５図の実施例に４くされるように
レベル比較器４の負入力端子に帰還することによって自
動的に最適しきい値を得ることができる。このようにし
て最適しきい値を得ることができるのは、記録されてい
るディジタル伝号は必ずクロックパルスの軒数倍のパル
ス１１１１１１を持っており、かつクロックパルスと同
期した信号のけずなからである。
次に第８図に本発明の第２の実施例をボし、第９図にそ
の動作を示すための各部のｔ＆形を示す。
の動作を示すための各部のｔ＆形を示す。
第８図で１４７の実施例と同じ記号のものは同一の作用
をする。２３と２４はローパスフィルタを構成する抵抗
とコンデンサである。
をする。２３と２４はローパスフィルタを構成する抵抗
とコンデンサである。
ｇＢ １の実施例と同様にレベル比較器の一入力端子か
接地されていると仮定した場合、入力端子ｌに第９図（
ａ）の波形を加えるとレベル比較器の出力に第９図（ｂ
ｌの波形が得られる。さらに同図（Ｃ）の読取シクロツ
クに同期してＤフリップフロップ５で読取るとＤフリッ
プフロップの出力には第９図（ｄ）にボす波形か得られ
る。次いでレベル比較器４の出力とＤ７’）ツブフロッ
プ５の出力をそれぞれ差動増１１１ｉａ器１４の正人力
と負人力に加えると、差動増幅器１４の出力には第９図
（ｅ）にボす波形か得られる。
接地されていると仮定した場合、入力端子ｌに第９図（
ａ）の波形を加えるとレベル比較器の出力に第９図（ｂ
ｌの波形が得られる。さらに同図（Ｃ）の読取シクロツ
クに同期してＤフリップフロップ５で読取るとＤフリッ
プフロップの出力には第９図（ｄ）にボす波形か得られ
る。次いでレベル比較器４の出力とＤ７’）ツブフロッ
プ５の出力をそれぞれ差動増１１１ｉａ器１４の正人力
と負人力に加えると、差動増幅器１４の出力には第９図
（ｅ）にボす波形か得られる。
この波ルの正のパルスの幅はレベル比較器４の出力の立
ち上かシから読取ブタロックの立ち上がりまでの時間に
相当し、負のパルスの幅はレベル比較器４の立ち下かり
から読取シクロツクの立ち上が９−１での時間に相当す
る。第１の実施例で説明したように、レベル比較器４の
しきい値が高過ぎる場合は正のパルス幅が負のパルス幅
に比べて狭くなり、しきい値が低過ぎる場合は正のパル
ス幅か負のパルス幅に比べて広くなる。従って、差動増
幅器１４の出力を抵抗２３、コンデンサ２４で栴成さレ
ルローパスフィルタによって平滑シ、レベル比較器４の
負入力にＴｈｌ遠すると、第９図（ｅｌの正と負のパル
ス幅が等しくなるように作用し、レベル比較器４は常に
最適しきい値に設定される。
ち上かシから読取ブタロックの立ち上がりまでの時間に
相当し、負のパルスの幅はレベル比較器４の立ち下かり
から読取シクロツクの立ち上が９−１での時間に相当す
る。第１の実施例で説明したように、レベル比較器４の
しきい値が高過ぎる場合は正のパルス幅が負のパルス幅
に比べて狭くなり、しきい値が低過ぎる場合は正のパル
ス幅か負のパルス幅に比べて広くなる。従って、差動増
幅器１４の出力を抵抗２３、コンデンサ２４で栴成さレ
ルローパスフィルタによって平滑シ、レベル比較器４の
負入力にＴｈｌ遠すると、第９図（ｅｌの正と負のパル
ス幅が等しくなるように作用し、レベル比較器４は常に
最適しきい値に設定される。
以上本発明の第１１第２の実施例について説明したが、
本発明の要旨はレベル比較器の出力波ｊしの立ち上がり
から読取りクロックの読取ジエツジまでの時間と出力波
形の立ち１かりから読取りクロックの読取りエツジ１で
の時１１ｂが等しくなるようにレベル比較器のしきい値
を自動的に動かすことにあり、時間の検出は他の方法に
よってもよい。
本発明の要旨はレベル比較器の出力波ｊしの立ち上がり
から読取りクロックの読取ジエツジまでの時間と出力波
形の立ち１かりから読取りクロックの読取りエツジ１で
の時１１ｂが等しくなるようにレベル比較器のしきい値
を自動的に動かすことにあり、時間の検出は他の方法に
よってもよい。
また以上の説明では変調方式をＭＦＭ Ｋ限っていたか
、他の変調方式であっても同様な動床か得られることは
明白である。
、他の変調方式であっても同様な動床か得られることは
明白である。
以上のように、本う６切によれば％足の変調方式に限ら
ず、自動的にディジタル信号読取りの最適しきい値を得
ること〃・できるだけでなく、光学式の記録再生に見ら
れるような正負非対称な企を支けた波形に対しても十分
な効果がある。
ず、自動的にディジタル信号読取りの最適しきい値を得
ること〃・できるだけでなく、光学式の記録再生に見ら
れるような正負非対称な企を支けた波形に対しても十分
な効果がある。
また、レベル比較器の出力波形が好ましい波形になるよ
うにしきい値を動かすので、レベル比較器のオフセット
も同時に補正することかできる。
うにしきい値を動かすので、レベル比較器のオフセット
も同時に補正することかできる。
第１図はＭＦＭ変調波形の説明図、第２図はＭ、ＦＭ書
／ＡＥ、信号を説明する波ル図、第３図は従来の１目号
読取装置を示すブロック図、第４図は第１図の各点にお
ける波形図、第５図は本発明の第１笑施例をボナブロツ
ク図、第６図及び第７図は本発明の第１英施例の動Ｐト
を説明する波形図、第８図は本発明の第２実施例を示す
ブロック図、第９ン」は本発明の第２実施例の動作を説
明する仮ノβ図である。 ４９０．レベル比較器 ５・・・Ｄ７リツプ７０ツブ １４・・・差幅増幅器 出願人 パイオニア株式会社
／ＡＥ、信号を説明する波ル図、第３図は従来の１目号
読取装置を示すブロック図、第４図は第１図の各点にお
ける波形図、第５図は本発明の第１笑施例をボナブロツ
ク図、第６図及び第７図は本発明の第１英施例の動Ｐト
を説明する波形図、第８図は本発明の第２実施例を示す
ブロック図、第９ン」は本発明の第２実施例の動作を説
明する仮ノβ図である。 ４９０．レベル比較器 ５・・・Ｄ７リツプ７０ツブ １４・・・差幅増幅器 出願人 パイオニア株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （カ ディジタル変調されて記録又は伝送きれたディジ
タル信号の読取装置であって０、前記ディジタル信号と
所定比較レベルを比較する比較手段と前記比較手段の出
力成形の立ち上かりから読と 取シクロツクの読取りエツジまでの時間キ、出力波形の
立ち下がシから読取りクロックの読取りエツジまでの時
間を検出する時間検出手段を有し、両方の時間が等しく
なるようにＭｉＪ記所足比較レベルを制御することを特
徴とする装置。 （２） 前記時同検出手段は前記比較手段の出力を前記
読取シクロツクの読取りエツジに同期して読取るＤフリ
ップフロップと８１」記比較手段の出力が高レベルで前
記Ｄフリップフロップの出力が区 低レベルである＃間パルスを発生する第２のゲ間パルス
を発生する第２のゲート回路からなる第１項記載の装り
。 （３） 前記時間検出手段上Ｌ ｉ＋ｒ記比戟手段の出
力を前記読取りクロックの読取りエツジに同期して読取
るＤフリップ７０ツブとＡｆ＋記比較手段の出力と前記
Ｄフリップ７０ツブの出力をそれぞれ正・負の人力とす
る；差動増幅ビｈからなる第１項記載の装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21115083A JPS60103720A (ja) | 1983-11-10 | 1983-11-10 | デイジタル信号読取装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21115083A JPS60103720A (ja) | 1983-11-10 | 1983-11-10 | デイジタル信号読取装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60103720A true JPS60103720A (ja) | 1985-06-08 |
Family
ID=16601204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21115083A Pending JPS60103720A (ja) | 1983-11-10 | 1983-11-10 | デイジタル信号読取装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60103720A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62183647A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル情報再生装置 |
| US4745366A (en) * | 1985-10-14 | 1988-05-17 | U.S. Philips Corporation | Signal processing arrangement |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56136065A (en) * | 1980-03-27 | 1981-10-23 | Victor Co Of Japan Ltd | Data regenerator |
-
1983
- 1983-11-10 JP JP21115083A patent/JPS60103720A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56136065A (en) * | 1980-03-27 | 1981-10-23 | Victor Co Of Japan Ltd | Data regenerator |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4745366A (en) * | 1985-10-14 | 1988-05-17 | U.S. Philips Corporation | Signal processing arrangement |
| JPS62183647A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル情報再生装置 |
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