JPS5967891A - サイリスタレオナ−ド装置 - Google Patents
サイリスタレオナ−ド装置Info
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- JPS5967891A JPS5967891A JP57176228A JP17622882A JPS5967891A JP S5967891 A JPS5967891 A JP S5967891A JP 57176228 A JP57176228 A JP 57176228A JP 17622882 A JP17622882 A JP 17622882A JP S5967891 A JPS5967891 A JP S5967891A
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- current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/292—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC
- H02P7/293—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC using phase control
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サイリスクレオナード装置に係り、特にデジ
タル制御化されたサイリストレオナード装置の電流断続
運転時における制御特性の改良に関するものである。
タル制御化されたサイリストレオナード装置の電流断続
運転時における制御特性の改良に関するものである。
サイリスクレオナード装置は従来より直流モータの制御
装置として適用されており、第１図にその一例のブロッ
ク構成図が示されている。
装置として適用されており、第１図にその一例のブロッ
ク構成図が示されている。
第１図に示されたように、交流電源１を入力とするサイ
リスク変換器２の直流出力端が直流モータ３に接続され
てモータ主回路が形成されている。
リスク変換器２の直流出力端が直流モータ３に接続され
てモータ主回路が形成されている。
一方、サイリスタ変換器２の点弧位相を制御し７て直流
モータ３の制御を行わせるための制御回路は、電流制御
器（以下ＡＣＲと称する）４、ゲートパルス発生器（以
下ＧＰＧと称する）５、関数発生器６などから形成され
ている。減算器８の入力端には信号入力端７を介して、
所望とする前記直流モーフ３の負荷電流目標値に応じた
電流指令信号ＩＲが、−入力端には前記サイリスタ変換
器２の出力線に設けられた電流検出器９から検出負荷電
流ＴＤに応じたフィードバック信号ＩＤＦが入力されて
いる。電流検出器９は直流ＣＴ９ａ、整流ダイオード９
ｂ、 フィルタ９ｃとＡ ／’Ｄ変換器９ｄとから形
成されている。減算器８の出力端はす／グラ１０を介し
てＡＣＲ４に接続されており、このＡＣＲ４の出力端は
加算器１１に接続されている。また、前記フィードバッ
ク信号ＩＤＦは関数発生器６に入力されており、この関
数発生器６の出力端は前記加算器１１に接続されている
。加算器１１の出力端はＧＰＧ５に接続されており、こ
のＧＰＧ５の出力端は前記サイリスタ変換器２のす石す
スタゲート回路に接続されている。
モータ３の制御を行わせるための制御回路は、電流制御
器（以下ＡＣＲと称する）４、ゲートパルス発生器（以
下ＧＰＧと称する）５、関数発生器６などから形成され
ている。減算器８の入力端には信号入力端７を介して、
所望とする前記直流モーフ３の負荷電流目標値に応じた
電流指令信号ＩＲが、−入力端には前記サイリスタ変換
器２の出力線に設けられた電流検出器９から検出負荷電
流ＴＤに応じたフィードバック信号ＩＤＦが入力されて
いる。電流検出器９は直流ＣＴ９ａ、整流ダイオード９
ｂ、 フィルタ９ｃとＡ ／’Ｄ変換器９ｄとから形
成されている。減算器８の出力端はす／グラ１０を介し
てＡＣＲ４に接続されており、このＡＣＲ４の出力端は
加算器１１に接続されている。また、前記フィードバッ
ク信号ＩＤＦは関数発生器６に入力されており、この関
数発生器６の出力端は前記加算器１１に接続されている
。加算器１１の出力端はＧＰＧ５に接続されており、こ
のＧＰＧ５の出力端は前記サイリスタ変換器２のす石す
スタゲート回路に接続されている。
このように構成されるサイリスクレオナード装置の基本
制御動作は、電流指令信号ＩＲとフィードバック信号Ｉ
ＤＦとを減算器８にて突き合わせ、その偏差に応じてＡ
ＣＲ４からサイリスタの点弧位相を制御する制御遅れ角
信号α１が出力される。
制御動作は、電流指令信号ＩＲとフィードバック信号Ｉ
ＤＦとを減算器８にて突き合わせ、その偏差に応じてＡ
ＣＲ４からサイリスタの点弧位相を制御する制御遅れ角
信号α１が出力される。
ＧＰＧ５からはこの信号α、に応じた点弧信号が出力さ
れ、これによりサイリスク変換器２のサイリスクの点弧
位相制御が行われ、負荷電１Ｉｐｌ目標値に一致させる
制御が行なわれる。
れ、これによりサイリスク変換器２のサイリスクの点弧
位相制御が行われ、負荷電１Ｉｐｌ目標値に一致させる
制御が行なわれる。
ところが、直流モータ３の負荷電性が軽負荷などのとき
には、負荷電流ＩＤが／Ｊ・さくなって電流が断続制御
される状態、いわゆる電流連続運転時聾（以下単に断続
モードと称する）になることがある。このような断続モ
ードにおいては、直Ｒｅ−−タ３の逆起電力などのため
に直流電圧（平均値）ＥＤが上昇してｌ−まｂ、同じ量
の負荷電流制御を行わせるには、電流連続運転時に比べ
て制御遅れ角の制御量を太きく Ｌ、なければならない
。
には、負荷電流ＩＤが／Ｊ・さくなって電流が断続制御
される状態、いわゆる電流連続運転時聾（以下単に断続
モードと称する）になることがある。このような断続モ
ードにおいては、直Ｒｅ−−タ３の逆起電力などのため
に直流電圧（平均値）ＥＤが上昇してｌ−まｂ、同じ量
の負荷電流制御を行わせるには、電流連続運転時に比べ
て制御遅れ角の制御量を太きく Ｌ、なければならない
。
このことは、断続モード時に制御の応答が遅れることを
意味するものであり、言い換えれば、サイリスク変換器
のゲイ／（利得）が大幅に低下して非線形特性になって
いることに等しい。この非線形特性の一例を示すものと
して第２図に、断続モード時に補償すべきゲイ／低下量
に相当する補正制御遅れ角Δαと負荷電流ＩＤとの関係
が示されて因る。すなわち、負荷電流■Ｄが断続モード
になる負荷電流ＴＤＯ以下に減少すればするほどΔαを
大きくしなければならないことがわかる。
意味するものであり、言い換えれば、サイリスク変換器
のゲイ／（利得）が大幅に低下して非線形特性になって
いることに等しい。この非線形特性の一例を示すものと
して第２図に、断続モード時に補償すべきゲイ／低下量
に相当する補正制御遅れ角Δαと負荷電流ＩＤとの関係
が示されて因る。すなわち、負荷電流■Ｄが断続モード
になる負荷電流ＴＤＯ以下に減少すればするほどΔαを
大きくしなければならないことがわかる。
第１図に示された従来例のものにあっては、上述の断続
モードの補償回路として関数発生器６が設けられている
。即ち、関数発生器６は入力されるフィードバック信号
ＴＤＦに相関させて、第２図に示されたものと同様の補
正制御遅れ角信号Δα１を出力する非線形補償関数の発
生器である。加算器１１では、前記ＡＣＲ４から出力さ
れる制御遅れ角信号α、に前記Δα、を加算して、制御
遅れ角信号αをゲートパルス発生器５に出力している。
モードの補償回路として関数発生器６が設けられている
。即ち、関数発生器６は入力されるフィードバック信号
ＴＤＦに相関させて、第２図に示されたものと同様の補
正制御遅れ角信号Δα１を出力する非線形補償関数の発
生器である。加算器１１では、前記ＡＣＲ４から出力さ
れる制御遅れ角信号α、に前記Δα、を加算して、制御
遅れ角信号αをゲートパルス発生器５に出力している。
これによって電流断続時のゲイ／低下を補償して応答速
度を高めているのである。
度を高めているのである。
しかしながら、関数発生器６の関数特性はサイリスクレ
オナード装置及び直流モータから構成されるシステムの
回路定数あるいは特性に応じたものとする必要があり、
関数の設定を高精度に行うとともに、実際のシステム構
成がなされた時点で調整しなければならない。しかし、
上記した関数発生器６によるゲイ／の断続モード補償方
式はフィードフォワード方式であるから、わずかでも関
数発生器６の関数特性に狂いがあれば、負荷電流ＴＤ
の応答特性を大幅に変化させてし寸うということがある
。列えば、第３図（Ａ）に示されたような電流指令信号
株が入力されたとすると、補償が適正であれば第３図（
Ｂ）に示された所望の応答特性■が得られるのであるが
、補償が不足した場合は第３図（Ｃ）に示されたように
立上りの遅れた応答特性「となってしまい、また、補償
が過多の場合には第３図（Ｄ）に示されたように応答特
性■に対してオーバーシュートされた応答特性」となっ
てしまう。即ち、上述した関数発生器による断続モード
補償方式は極めてゲイ／が過敏であり、適正な補償とす
るために関数発生器６の調整は極めて正確さを要求され
、調整工数がかかるという欠点を有するものであった。
オナード装置及び直流モータから構成されるシステムの
回路定数あるいは特性に応じたものとする必要があり、
関数の設定を高精度に行うとともに、実際のシステム構
成がなされた時点で調整しなければならない。しかし、
上記した関数発生器６によるゲイ／の断続モード補償方
式はフィードフォワード方式であるから、わずかでも関
数発生器６の関数特性に狂いがあれば、負荷電流ＴＤ
の応答特性を大幅に変化させてし寸うということがある
。列えば、第３図（Ａ）に示されたような電流指令信号
株が入力されたとすると、補償が適正であれば第３図（
Ｂ）に示された所望の応答特性■が得られるのであるが
、補償が不足した場合は第３図（Ｃ）に示されたように
立上りの遅れた応答特性「となってしまい、また、補償
が過多の場合には第３図（Ｄ）に示されたように応答特
性■に対してオーバーシュートされた応答特性」となっ
てしまう。即ち、上述した関数発生器による断続モード
補償方式は極めてゲイ／が過敏であり、適正な補償とす
るために関数発生器６の調整は極めて正確さを要求され
、調整工数がかかるという欠点を有するものであった。
そこで、ゲイ／の過敏な関数発生器を用いずに断続モー
ド時の補償を行わせるものとして、従来より、第４図に
示された構成の制御回路が知られている。第４図におい
て図中第１図図示従来列と同一符号の付されたものは、
同一構成・同一機能を有するものである。
ド時の補償を行わせるものとして、従来より、第４図に
示された構成の制御回路が知られている。第４図におい
て図中第１図図示従来列と同一符号の付されたものは、
同一構成・同一機能を有するものである。
第４図に示されたように、ＡＣＲ４からは電流レート和
会信号が減算器１４の十入力端に入力されており、この
減算器１４の一入力端には微分器１３を介して、フィル
タ９Ｃにより平均値化されないでＡ／Ｄ変換器９ｅによ
りデジタル化された。
会信号が減算器１４の十入力端に入力されており、この
減算器１４の一入力端には微分器１３を介して、フィル
タ９Ｃにより平均値化されないでＡ／Ｄ変換器９ｅによ
りデジタル化された。
瞬時値のフィードバック信号ｉＤｐの微分された信号が
入力されている。この減算器１４の出力はす／グラ１５
を介して電流レート制御器（以下ＡｒＣＲＲと称する）
１２に入力され１．このＡＣＥ Ｒ１２の出力、即ち、
制御遅れ角信号αはＧＰＧ ５に入力されている。ＡＣ
ＲＲＩ ２はＰＩ調整器などから形成されており電流レ
ートに対するゲイン増巾機能を有するものである。
入力されている。この減算器１４の出力はす／グラ１５
を介して電流レート制御器（以下ＡｒＣＲＲと称する）
１２に入力され１．このＡＣＥ Ｒ１２の出力、即ち、
制御遅れ角信号αはＧＰＧ ５に入力されている。ＡＣ
ＲＲＩ ２はＰＩ調整器などから形成されており電流レ
ートに対するゲイン増巾機能を有するものである。
即ち、第４図にボされた制御回路は、ＡＣＲ４から成る
電流制御ループの内側にＡＣＲＲＩ ２と微分器１３と
から成る電流レート制御ループを有して構成されたもの
であり、電流レート制御ループのオーク／ループゲイ／
を大きくとることによって、前記断続モード時の非線形
特性を補償する方式である。また、す／グラ１ｏ及び１
５はＡＣＲ４及びＡＣＲＲＩ ２に取り込まれるデジタ
ル信号のタイミ／グ制御を行っているものであり、所定
周期で開閉されており、ＡＣＲ４及びＡＣＲＲＩ２の入
力回路には夫々入力された信号を所定時間記憶させる回
路が設けられている。
電流制御ループの内側にＡＣＲＲＩ ２と微分器１３と
から成る電流レート制御ループを有して構成されたもの
であり、電流レート制御ループのオーク／ループゲイ／
を大きくとることによって、前記断続モード時の非線形
特性を補償する方式である。また、す／グラ１ｏ及び１
５はＡＣＲ４及びＡＣＲＲＩ ２に取り込まれるデジタ
ル信号のタイミ／グ制御を行っているものであり、所定
周期で開閉されており、ＡＣＲ４及びＡＣＲＲＩ２の入
力回路には夫々入力された信号を所定時間記憶させる回
路が設けられている。
このように・して、ＡＣＲＦｔ１２のゲイ／を大きなも
のとし、断続モード時に低下するサイリスタ変換器など
からなるループのゲインを補償り、ようとするものであ
る。
のとし、断続モード時に低下するサイリスタ変換器など
からなるループのゲインを補償り、ようとするものであ
る。
しかしながら、電流レート制御ループのオーク／ループ
ゲイ７は、アナログ制御の場合には十分大きくとること
ができたので、断続モード時の補償を適切なものとする
ことができたが、デジタル制御化したことによって、す
／プラの信号取込周期によって定まる制御の無駄時間Ｉ
／Ｃよってアナログ制御と同じケ”インにすると実質的
にゲイ／が大きくなってハ／チ／グを生じることがあっ
た。従ッテ、前記カーブ／ループゲインを十分高くする
ことができなくなって応答が遅れ第３図（Ｃ）に示され
た応答特性■になってしまうと−う欠点を有していた。
ゲイ７は、アナログ制御の場合には十分大きくとること
ができたので、断続モード時の補償を適切なものとする
ことができたが、デジタル制御化したことによって、す
／プラの信号取込周期によって定まる制御の無駄時間Ｉ
／Ｃよってアナログ制御と同じケ”インにすると実質的
にゲイ／が大きくなってハ／チ／グを生じることがあっ
た。従ッテ、前記カーブ／ループゲインを十分高くする
ことができなくなって応答が遅れ第３図（Ｃ）に示され
た応答特性■になってしまうと−う欠点を有していた。
本発明の目的は、電流断続モード時の制御応答性を向上
させることができろ非線形補償手段を備えたサイリスク
レオナード装置を提供することにある。
させることができろ非線形補償手段を備えたサイリスク
レオナード装置を提供することにある。
本発明は、サイリスクの点弧位相を制御することにより
負荷に供給する電流又は電圧を制御するサイリスク変換
器と、該サイリスク変換器の出力電流指金信号と出力電
流検出信号との偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信
号（で応じた電流レート指令信号を算出し該信号と前記
出力電流又は出力電圧の検出信号を微分処理した信号と
の偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信号を比例積分
処理して制御遅れ角信号を出力する制御手段と、該制御
遅れ角信号に応じて前記サイリスク変換器の点弧信号を
出力するゲートパルス発生手段と、ｆｒ。
負荷に供給する電流又は電圧を制御するサイリスク変換
器と、該サイリスク変換器の出力電流指金信号と出力電
流検出信号との偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信
号（で応じた電流レート指令信号を算出し該信号と前記
出力電流又は出力電圧の検出信号を微分処理した信号と
の偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信号を比例積分
処理して制御遅れ角信号を出力する制御手段と、該制御
遅れ角信号に応じて前記サイリスク変換器の点弧信号を
出力するゲートパルス発生手段と、ｆｒ。
備えてなるサイリスクレオナード装置において、前記出
力電流又は出力電圧の検出信号に相関させて該信号が零
のとき最大で所定値のとき零となる減衰信号を発生し前
記制御遅れ角信号を該減衰信号により補正する手段を設
けたものとすることによって、電流断続モード時のルー
プゲイ／を補償し、制御の応答性を向とさせようとする
ものである。
力電流又は出力電圧の検出信号に相関させて該信号が零
のとき最大で所定値のとき零となる減衰信号を発生し前
記制御遅れ角信号を該減衰信号により補正する手段を設
けたものとすることによって、電流断続モード時のルー
プゲイ／を補償し、制御の応答性を向とさせようとする
ものである。
以下、本発明の図示実施例に基づいて説明する。
第５図に本発明の一実施例の機能ブロック構成図が示さ
れている。第５図において１図中第１図及び第４図図示
＜１ｔｈ例と同一符号の付されたものは同−構成−同一
機能を有するものである。
れている。第５図において１図中第１図及び第４図図示
＜１ｔｈ例と同一符号の付されたものは同−構成−同一
機能を有するものである。
木実旅回は第５図に示されたように、第４図図示従来列
の制御回路に付加して、負荷電流平均値のフィードバッ
ク信号ｒＤｐ ｆ入力とし、この丁ＤＦに相関させて負
荷電流ＩＤがＴＤＯから零に減少されるにつれて急峻に
増大する補正制御遅れ角信号Δα１を出力する関数発生
器６の出力端を、係数器１６を介して、ＡαＲ１２の出
力端に接続して設けられた加算器１７の他の入力端に接
続し、この加算器１７の出力をＧＰＧ５の入力とする回
路が設けられていることを特徴とするものであり、ＡＣ
ＲＲＩ２のゲイ／不足を関数発生器６によって補償させ
ようとするものであって、補償量は係数器１６の係数Ｋ
を変えることによって調整することができる。
の制御回路に付加して、負荷電流平均値のフィードバッ
ク信号ｒＤｐ ｆ入力とし、この丁ＤＦに相関させて負
荷電流ＩＤがＴＤＯから零に減少されるにつれて急峻に
増大する補正制御遅れ角信号Δα１を出力する関数発生
器６の出力端を、係数器１６を介して、ＡαＲ１２の出
力端に接続して設けられた加算器１７の他の入力端に接
続し、この加算器１７の出力をＧＰＧ５の入力とする回
路が設けられていることを特徴とするものであり、ＡＣ
ＲＲＩ２のゲイ／不足を関数発生器６によって補償させ
ようとするものであって、補償量は係数器１６の係数Ｋ
を変えることによって調整することができる。
電流断続モードにおける制御回路動作について、第６図
（Ａ）〜（Ｄ）に示された各部の波形図に基づいて説明
する。第６図（Ａ）に示されるようなステップ状の電流
指令信号ＩＲが入力されると、ＡＣＲ４からはフィード
バック信号ＴＤｐと前記指令信号ＴＲとの偏差に応じた
電流レート指令信号が減算器１４に入力される。この減
算器１４には微分器１３によって微分処理されたフィー
ドバック信号ｉＤｐが入力されており、それらの偏差信
号がＡＣＲＲＩ ２にて比例積分演算され、加算器１７
に制御遅れ角信号α２として出力されている。このα２
だけではオーダ／ループゲインが小さいので前記指令信
号ＩＲには追従できず、負荷電流ＩＤの応答特性は第６
図（Ｂ）に示されるように、立ｈすの遅れた特性となる
。一方、ゲイン調整のための係数器１６の係数には１以
下に設定されており、フィードバック信号ＩＤＦに相関
させて関数発生器６から出力されろ補正制御遅れ角信号
Δα１は前記係数器１６（Ｃよってゲイ／調整され、補
正制御遅れ角信号Δα２として加算器１７に入力されて
いる。なお、Ｋを１以上にすると応答が過敏になるので
Ｋ（１に設定されなければならない。
（Ａ）〜（Ｄ）に示された各部の波形図に基づいて説明
する。第６図（Ａ）に示されるようなステップ状の電流
指令信号ＩＲが入力されると、ＡＣＲ４からはフィード
バック信号ＴＤｐと前記指令信号ＴＲとの偏差に応じた
電流レート指令信号が減算器１４に入力される。この減
算器１４には微分器１３によって微分処理されたフィー
ドバック信号ｉＤｐが入力されており、それらの偏差信
号がＡＣＲＲＩ ２にて比例積分演算され、加算器１７
に制御遅れ角信号α２として出力されている。このα２
だけではオーダ／ループゲインが小さいので前記指令信
号ＩＲには追従できず、負荷電流ＩＤの応答特性は第６
図（Ｂ）に示されるように、立ｈすの遅れた特性となる
。一方、ゲイン調整のための係数器１６の係数には１以
下に設定されており、フィードバック信号ＩＤＦに相関
させて関数発生器６から出力されろ補正制御遅れ角信号
Δα１は前記係数器１６（Ｃよってゲイ／調整され、補
正制御遅れ角信号Δα２として加算器１７に入力されて
いる。なお、Ｋを１以上にすると応答が過敏になるので
Ｋ（１に設定されなければならない。
前記Δα２は電ゲｔの立上った瞬間はザイリスタ変換器
などのゲイ／の低下が大きいのでそれに応じて大きなも
のとされており、負荷電流ＴＤの応答特性のうちとのΔ
α２補償分による応答分は、第６図（Ｃ）に示される波
形のものとなる。このΔα２補償分の最大値は関数発生
器６の出力信号とサイリスタ変換器ゲイ／の積の最大の
゛ところであり、その後は負荷電流ＩＤの増大につれて
Δα２補償分は零になっていくのである。このように動
作されることから、本実施しｕによる負荷電流ＴＤの応
答特性は第６図（Ｄ’ｌに示されたように、第６図＜、
Ｂ ）と（Ｃ）とが加算され、所望とする最適な応答特
性が得られる。
などのゲイ／の低下が大きいのでそれに応じて大きなも
のとされており、負荷電流ＴＤの応答特性のうちとのΔ
α２補償分による応答分は、第６図（Ｃ）に示される波
形のものとなる。このΔα２補償分の最大値は関数発生
器６の出力信号とサイリスタ変換器ゲイ／の積の最大の
゛ところであり、その後は負荷電流ＩＤの増大につれて
Δα２補償分は零になっていくのである。このように動
作されることから、本実施しｕによる負荷電流ＴＤの応
答特性は第６図（Ｄ’ｌに示されたように、第６図＜、
Ｂ ）と（Ｃ）とが加算され、所望とする最適な応答特
性が得られる。
従って、本実施例によれば、電流断続モード時の非線形
特性を最適に補償することができ、応答性を向上させる
ことができる。
特性を最適に補償することができ、応答性を向上させる
ことができる。
上記実施例は機能ブロック的に表わした一ＥＦｔｌであ
るが、第７図にハードウェアとしてマイクロコンピュタ
が適用された一実施例の構成図が示されており、その制
御プログラムのフローチャートが第８図に示されている
。なお、第７図において第５図図示実施例と同一符号の
付されたものは、同一機能・同一構成を有するものであ
る。
るが、第７図にハードウェアとしてマイクロコンピュタ
が適用された一実施例の構成図が示されており、その制
御プログラムのフローチャートが第８図に示されている
。なお、第７図において第５図図示実施例と同一符号の
付されたものは、同一機能・同一構成を有するものであ
る。
第７図に示されたように、マイクロコノピュータ２０は
少なくとも第５図図示実施例のＡＣＲ４゜関数発生器６
． ＡＣＲＲ１’２．微分器１３．減算器８．１４．加
算器１７．係数器１６などの機能を具えたものである。
少なくとも第５図図示実施例のＡＣＲ４゜関数発生器６
． ＡＣＲＲ１’２．微分器１３．減算器８．１４．加
算器１７．係数器１６などの機能を具えたものである。
マイクロコノピュータ２０にはＯＲゲート２１から、サ
イリスク変換器２０点弧と同期された、割込指＠ｒ（す
／プリフグ指令）が与えられるようになっている。
イリスク変換器２０点弧と同期された、割込指＠ｒ（す
／プリフグ指令）が与えられるようになっている。
以下、第８図のフローチャートラ用すて説明する。
時間Ｔｎにおいて割込指令が与えられると、直ちにＡ／
Ｄ変換器９ｄ、９ｅを介して負荷電流ＩＤの、平均値フ
ィードバック信号丁ＤＦと瞬時値フイＴＲ（ｎ）とする
（行程１０５）。つづいて、次式（・１）の演算により
電流レート指令信号ＩＲＲ（ｎ）が算出される（行程１
１０）。なお、Ｋｃは予めメモリされて層る比例定数で
ある。
Ｄ変換器９ｄ、９ｅを介して負荷電流ＩＤの、平均値フ
ィードバック信号丁ＤＦと瞬時値フイＴＲ（ｎ）とする
（行程１０５）。つづいて、次式（・１）の演算により
電流レート指令信号ＩＲＲ（ｎ）が算出される（行程１
１０）。なお、Ｋｃは予めメモリされて層る比例定数で
ある。
ＴＲＲ（ｎ）−Ｋｃ（ＴＲ（ｎ）−ＴＤｐ（ｎ））
”＝”（１）次に、ＩＲＲ（ｎ）の許容最大値ＴＲＲ
Ｍ Ａ Ｘと突き合わせを実行１−（行程１１５）、Ｉ
ＲＲＭ Ａ Ｘを越えていればＴＲ７２（ｎ） −ＴＲ
ＲＭ Ａ Ｘ （行程１２０）として、次の（行程１２
５）に移行される。（行程１２５）において次式（２）
〜（４）の演算により制御遅れ角信号α２（ｎ）が算出
される。なおＫｐは予めメモリされている比例定数であ
り、式（２）の第２項はフィードバック信号ＴＤＦの微
分演算に相当するものである。
”＝”（１）次に、ＩＲＲ（ｎ）の許容最大値ＴＲＲ
Ｍ Ａ Ｘと突き合わせを実行１−（行程１１５）、Ｉ
ＲＲＭ Ａ Ｘを越えていればＴＲ７２（ｎ） −ＴＲ
ＲＭ Ａ Ｘ （行程１２０）として、次の（行程１２
５）に移行される。（行程１２５）において次式（２）
〜（４）の演算により制御遅れ角信号α２（ｎ）が算出
される。なおＫｐは予めメモリされている比例定数であ
り、式（２）の第２項はフィードバック信号ＴＤＦの微
分演算に相当するものである。
式（３）、 （４）は電流レート制御器の比例積分演算
に相当するものである。
に相当するものである。
Ａ（ｎ） ＝ ＩＲＸｎ）７ＫＤ（ｉｎＦ（ｎ） １Ｄ
Ｆ（ｎ−ＩＮ・・・（２）Ｂ（ｎ） ＝ ＡＣｎ） −
Ｂ （ｎ−１） ＝−（３）α２（ｎ）
−ｃｏｓ （Ｂ（ｎ）） −（
４）次に、予めメモリされている非線形補償関数Ｆのテ
ーブルから、フィードバック信号ＩＤＦ （ｎ）に対応
する補正制御遅れ角信号Δα１（ｎ）が読み出される（
行程１３０）。つづいて、次式（５）の演算により制御
遅れ角信号α（ｎ）が算出される（行程１３５）。
Ｆ（ｎ−ＩＮ・・・（２）Ｂ（ｎ） ＝ ＡＣｎ） −
Ｂ （ｎ−１） ＝−（３）α２（ｎ）
−ｃｏｓ （Ｂ（ｎ）） −（
４）次に、予めメモリされている非線形補償関数Ｆのテ
ーブルから、フィードバック信号ＩＤＦ （ｎ）に対応
する補正制御遅れ角信号Δα１（ｎ）が読み出される（
行程１３０）。つづいて、次式（５）の演算により制御
遅れ角信号α（ｎ）が算出される（行程１３５）。
なおＫは予めメモリされている係数であり、第５図図示
実施例で説明りまたようにＫ（１となるように設定され
る。
実施例で説明りまたようにＫ（１となるように設定され
る。
α（ｎ）−α？ （ｎ）＋に一Δα＋ （ｎ）
”・（５）このような演算により得られた制御遅れ角
信号α（ｎ）が、ゲートパルス発生器（ＧＰＧ）５に出
力され（行程１４０）、一連の動作が終了される。
”・（５）このような演算により得られた制御遅れ角
信号α（ｎ）が、ゲートパルス発生器（ＧＰＧ）５に出
力され（行程１４０）、一連の動作が終了される。
従って、大実施例に示された具体的なハードウェアのも
のｆよっても、前記実施例と同様の効果を有するものと
することができる。
のｆよっても、前記実施例と同様の効果を有するものと
することができる。
なお、←述した各実施例は電流レート制御器を有するも
のにつめて説明したが、本発明はこれに限られるもので
はなく、電流レート制御器に代えて電圧制御器を備えた
ものにも適用することができる。
のにつめて説明したが、本発明はこれに限られるもので
はなく、電流レート制御器に代えて電圧制御器を備えた
ものにも適用することができる。
第９図に、その電圧制御器を備えたものに適用された本
発明の他の実施例が示されている。第９図において、図
中第５図図示実施しｌと同一符号の付されたものは、同
一構成、同一機能を有するものである。
発明の他の実施例が示されている。第９図において、図
中第５図図示実施しｌと同一符号の付されたものは、同
一構成、同一機能を有するものである。
第９図に示されたように、第５図図示実施例の電流ンー
ト制御器に代えて電圧制御器１８が設けられており、こ
れに合わせて減算器１５には直流モータの端子電圧ＥＤ
のデジタル化されたフィードバック信号Ｅｐｐが、電圧
検出器１９から入力されている。
ト制御器に代えて電圧制御器１８が設けられており、こ
れに合わせて減算器１５には直流モータの端子電圧ＥＤ
のデジタル化されたフィードバック信号Ｅｐｐが、電圧
検出器１９から入力されている。
即ち、電流レート制御によるゲイ／補償方式が電圧制御
による方式に代っただけで、本質的には同様の制御動作
となる。
による方式に代っただけで、本質的には同様の制御動作
となる。
従って、本実施列によっても、第５図図示前記実施例と
同様の効果を得ることができる。
同様の効果を得ることができる。
以と説明したように、本発明によれば、電流断続運転時
の制御系におけるゲイ／低下を最適に補償して制御の応
答性を向−ヒさせることができるという効果を有する。
の制御系におけるゲイ／低下を最適に補償して制御の応
答性を向−ヒさせることができるという効果を有する。
第１図は従来例のブロック構成図、第２図及び第３図（
Ａ３−（Ｄ）は従来例の動作を説明するための線図であ
り、第２図は電流断続モード時の補正制御遅れ角特性図
、第３図（Ａ）は電流指会信号第３図（Ｂ）は所望とす
る応答特性第３図（Ｃ）は断続モード補償不足のときの
応答特性第３図！（ＩＤ ）は断続モード補償過多のと
きの応答特性の夫々−例を示す線図、第４図は他の従来
例のブロック構成図、第５図は本発明の一実施例のブロ
ック構成図、第６図（Ａ）〜（Ｄ）は第５図図示実施列
の動作を説明するための線図であり第６図（Ａ）は電流
指会信号第６図（Ｂ）はＡＣＲＲ補償分の応答特性第６
図（Ｃ）は関数発生器等の補償分の応答特性娘６図（Ｄ
）は第５図図示実施例の応答特性の一例を示す線図、第
７図は本発明の他の実施例のブロック構成図、第８図は
第７図図示実施例の制御プログラムのフローチャート、
第９図は本発明のさらに他の実施例のブロック構成図で
ある。 １・・・交流電源、２・・・サイリヌタ変換器、３・・
・直流モータ、４・・・電流制御器、５甲ゲ一トパルス
発生器、６・・・関数発生器、訃・・加算器、９５・１
流検出器、１２・・・電流レート制御器、１３・・・微
分器、１４・・・減算器、１６川係数器、１７・・・加
算器、１９・・・電圧検出器、２ｏ・・・マイクロコン
ピュータ２１・・・ＯＲゲート 習−毛ｈイ」− 第１図 第２図 Ｉｏ −一← 第３図 １口 時間Ｔ→
Ａ３−（Ｄ）は従来例の動作を説明するための線図であ
り、第２図は電流断続モード時の補正制御遅れ角特性図
、第３図（Ａ）は電流指会信号第３図（Ｂ）は所望とす
る応答特性第３図（Ｃ）は断続モード補償不足のときの
応答特性第３図！（ＩＤ ）は断続モード補償過多のと
きの応答特性の夫々−例を示す線図、第４図は他の従来
例のブロック構成図、第５図は本発明の一実施例のブロ
ック構成図、第６図（Ａ）〜（Ｄ）は第５図図示実施列
の動作を説明するための線図であり第６図（Ａ）は電流
指会信号第６図（Ｂ）はＡＣＲＲ補償分の応答特性第６
図（Ｃ）は関数発生器等の補償分の応答特性娘６図（Ｄ
）は第５図図示実施例の応答特性の一例を示す線図、第
７図は本発明の他の実施例のブロック構成図、第８図は
第７図図示実施例の制御プログラムのフローチャート、
第９図は本発明のさらに他の実施例のブロック構成図で
ある。 １・・・交流電源、２・・・サイリヌタ変換器、３・・
・直流モータ、４・・・電流制御器、５甲ゲ一トパルス
発生器、６・・・関数発生器、訃・・加算器、９５・１
流検出器、１２・・・電流レート制御器、１３・・・微
分器、１４・・・減算器、１６川係数器、１７・・・加
算器、１９・・・電圧検出器、２ｏ・・・マイクロコン
ピュータ２１・・・ＯＲゲート 習−毛ｈイ」− 第１図 第２図 Ｉｏ −一← 第３図 １口 時間Ｔ→
Claims (1)
- ■ サイリスタの点弧位相を制御することによυ負荷に
供給する電流又は電圧を制御するサイリスク変換器と、
該サイリスク変換器の出力電流指令信号と出力電流検出
信号との偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信号に応
じた電流レート指令信号を算出し該信号と前記出力電流
検出信号又は出力電圧検出信号を微分処理した信号との
偏差信号を所定周期毎に算出し該偏差信号を比例積分処
理して制御遅れ角信号を出力する制御手段と、該制御遅
れ角信号に応じて前記サイリスタ変換器の点弧信号を出
力するゲートパルス発生手段と、を備えて成るサイリス
タレオナード装置において、前記出力電流又は出力電圧
の検出信号に相関させて該信号が零のとき最大で所定値
のとき零となる減衰信号を発生し前記制御遅れ角信号を
該減衰信号により補正する手段を設けたことを特徴とす
るサイリスクレオナード装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57176228A JPS5967891A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | サイリスタレオナ−ド装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57176228A JPS5967891A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | サイリスタレオナ−ド装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5967891A true JPS5967891A (ja) | 1984-04-17 |
Family
ID=16009867
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57176228A Pending JPS5967891A (ja) | 1982-10-08 | 1982-10-08 | サイリスタレオナ−ド装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5967891A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6075219A (en) * | 1996-08-07 | 2000-06-13 | Sumitomo Wiring Systems, Ltd. | Electrode unit for resistance welding |
| CN109257000A (zh) * | 2018-11-15 | 2019-01-22 | 中国矿业大学 | 一种开关磁阻电机宽转速范围混合调速控制方法 |
| CN109586647A (zh) * | 2018-12-19 | 2019-04-05 | 安徽弘浩节能科技有限公司 | 开关磁阻电机调速节能控制方法及其装置 |
| DE19620444B4 (de) * | 1995-06-09 | 2019-07-25 | Mitsubishi Denki K.K. | Gleichrichtersteuersystem |
-
1982
- 1982-10-08 JP JP57176228A patent/JPS5967891A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19620444B4 (de) * | 1995-06-09 | 2019-07-25 | Mitsubishi Denki K.K. | Gleichrichtersteuersystem |
| US6075219A (en) * | 1996-08-07 | 2000-06-13 | Sumitomo Wiring Systems, Ltd. | Electrode unit for resistance welding |
| CN109257000A (zh) * | 2018-11-15 | 2019-01-22 | 中国矿业大学 | 一种开关磁阻电机宽转速范围混合调速控制方法 |
| CN109257000B (zh) * | 2018-11-15 | 2021-07-16 | 中国矿业大学 | 一种开关磁阻电机宽转速范围混合调速控制方法 |
| CN109586647A (zh) * | 2018-12-19 | 2019-04-05 | 安徽弘浩节能科技有限公司 | 开关磁阻电机调速节能控制方法及其装置 |
| CN109586647B (zh) * | 2018-12-19 | 2021-12-07 | 安徽弘浩节能科技有限公司 | 开关磁阻电机调速节能控制方法及其装置 |
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