JPS5960889A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、放電灯点灯装置に関し、特に交流電源と負荷
との間に直列に挿入された位相制御素子を非導通にして
消灯を行なうリモートコントロール式調光器に接続され
て良好な調光点灯を行なうようにした放電灯点灯装置に
関する。

従来、放電灯点灯装置として、始動時のみフィラメント
電流を流して予熱し点灯後はフィラメント電流をカット
して消費電力を節約するものが知られている。この装置
は、上記のフィラメント電力カットまでの余熱時間を計
時するため、あるいは放電灯始動時の一定時間放電灯両
端電圧を点弧電圧より低く保持して余熱を行ない放電灯
の寿命に悪影響を及ぼすコールドスタートを防止するい
わゆるソフトスタート時間を計時するため等電源投入後
の経過時間を計時する１または複数のタイマを備えてい
る。このタイマは時定数要素として電源遮断時に電荷が
放電するコンデンサおよび抵抗を具備している。

第１図はこのような放電灯点灯装置を位相制御形調光器
に接続してなる放電灯調光装置の構成を示す。同図の装
置は、商用電源等の交流電源１から位相制御された交流
出力を発生する調光器２と、この調光器２に２線引配線
され、この調光器出力に応動して放電灯３を調光点灯す
る放電灯点灯装置（電子安定器）４とを具備する。

調光器２は、交流電源１と電子安定器４との間に直列に
挿入された位相制御素子例えばトライアックＱ１この調
光器の外部に設【ノられたコントローラ５からのリモー
トコントロール入力により選択された位相でゲートパル
スを発生してトライアックＱを点弧するゲート回路６、
および交流電源１からの雑音等によるトライアックＱの
誤動作防止のためトライアックＱに並列接続されたスナ
バ回路と称される抵抗ＲとコンデンサＣとの直列回路を
具備する。この調光器２はリモートコントロールにより
消灯可能なもので消灯時はゲート回路６はトライアック
Ｑにゲート信号を与えないようになっている。

電子安定器４は、後述するように、調光器２の出力から
高周波出力を発生する高周波発生装置例えばインバータ
を含んでいる。

ところで、この調光器２においては上述のようにトライ
アックＱを非導通することにより消灯を行なうものであ
るが、このトライアックＱには誤動作防止用のスナバ回
路が並列に接続されており、しかもこのスナバ回路のイ
ンピーダンスは電子安定器４の起動抵抗値と同程度以下
であるため、トライアックＱを非導通にした場合でも電
子安定器４を構成するインバータはスナバ回路を介して
電力を供給され動作を継続することになる。このため、
電子安定器４におけるタイマ要素としてのコンデンサが
消灯時に完全に放電されず、従って電源投入後の時間が
設定値より短くなったりまたはタイマが動作しないなど
の誤動作を生じ、放電灯が充分予熱されないため点灯し
なかったり、ソフトスタートが充分動作せずコールドス
タートを生じて放電灯の寿命を短縮するという不都合が
あった。

第２図はトライアックＱを非導通にした場合の等何回路
を示す。ここでＲ，Ｃは前記スナバ回路を構成する抵抗
ＲおよびコンデンサＣ，Ｒｓは電子安定器４におけるイ
ンバータの起動抵抗、Ｒｆ’はフィラメント負荷をイン
バータ入力側に換算したものである。この場合、インバ
ータ回路の入出力電圧は直線的に比例するものと仮定す
ると、インバータ回路の出力は全光時（Ｒ＝Ｏ，Ｃ＝ω
）の ５− ・・・・・・　（１） 倍となり、このようにフィラメントが常時接続されてい
るものにおいて例えば２００Ｖ１６Ａの調光器に４０Ｗ
Ｘ２灯器具１台を接続した場合インバータ発振電圧は全
光時の１／１０程度であり、特に問題は生じない。

しかし、電子安定器４として前述の始動後フィラメント
電力をカットするものを用いた場合、第２図および（１
）式においてＲｆ　＝ＱＱとなり、インバータ回路の出
力は全光時の 倍となり、これは例えば上述と同様２００Ｖ１６Ａの調
光器に４０Ｗｘ２灯器具１台を接続した場合、発振電圧
は全光時の１／３程度となる。

第３図はフィラメントカットまたはソフトスタ６一 −ト等に用いるタイマ回路を示す。この回路はインバー
タトランスの３次巻線出力をダイオードＤおよびコンデ
ンサＣｓで整流平滑した電圧すなわちインバータの出力
トランジスタのベースドライブ電圧ＶＤを電源としてい
る。同図において、コンデンサＯ３は高周波平滑用コン
デンサ、抵抗ＲｔおよびコンデンサＣｔは時定数要素で
あり、コンデンサＣｔは抵抗Ｒ［を通して第４図に示す
ように充電される。このコンデンサＣｔの電圧がゼナー
ダイオードＺＤのゼナー電圧ＶＺｏを越えるとオペアン
プＡの出力は“′Ｌ″レベルとなりトランジスタ７’ｒ
はオフしてフィラメント電力をカッ１へし、またはソフ
トスタートを解除する。

このような構成のＣＲ充電形タイマにおいて電源を遮断
した場合、コンデンサＣｔの電荷は抵抗Ｒ［を通してド
ライブ回路へ放電されるが、インバータが発振してコン
デンサＯ８に電圧Ｖ　ｏｆｆが生じているような場合は
、コンデンサＣｔの電圧はコンデンサＣ８の両端電圧Ｖ
　ｏｆｆ以下にはならない。従ってこの電荷の残った状
態で調光器のトライアックＱをオンさせて電源を投入す
ると第４図に示すようにトランジスタ７ｒはコンデンサ
Ｃ１の電荷が零の場合の時間−「０より短い時間Ｔ１で
オフし、また、Ｖｚ　ｏ　＞ＶＯｆｆの場合は、タイマ
回路は動作しない。ＶＺ　ｏ　＞　ＶＯｆｆに設定すれ
ばタイマが動作しないという最悪状態は回避できるが、
コンデンｌ−ｔ　Ｃｓの両端電圧Ｖ　ｏｆｆは接続した
器具台数で異なるため、タイマ時間は接続した器具台数
によって変化する。また電源を図示しないブレーカ−な
どの接点スイッチで開閉した場合と調光器２のトライア
ックＱをスイッチとして入切した場合とでも変ってしま
う。すなわち、従来のフィシメン１〜カツト形の電子安
定器においてはタイマが動作しなかったり、動作時間が
一定しない等の誤動作が生じていた。

本発明の目的は、上述の従来形における問題点に鑑み、
放電灯始動後の少なくとも全光時はフィラメント電力を
遮断するとともに交流電源とこの放電灯点灯装置との間
に直列に挿入された位相制御素子によって電源が入切さ
れる放電灯点灯装置においで、前記位相制御素子の出力
電圧もしくは電流またはこの位相制御素子の出力に対応
してこの放電灯点灯装置内の回路に発生する電圧もしく
は電流に基づいて前記電源遮断（切〉を検知してこの放
電灯点灯装置に内蔵するタイマの時定数要素としてのコ
ンデンサを短絡しこのタイマをリセットするという構想
に基づき、電ｍ遮断時前記位相制御素子と並列に接続さ
れたスナバ回路を介して流入する電力によるタイマ回路
の誤動作を防止しもって放電灯の不点およびコールドス
タートさらにはランプ寿命の短縮を防止することにある
。

本発明は、抵抗とコンデンサとの直列回路が並列に接続
された位相制御素子を介して交流電源に接続され、電源
遮断時放電されるコンデンサを時定数要素とし電源投入
後の経過時間を計時する１または複数のタイマを有し、
放電灯始動後の少なくとも全光時はフィラメント電力を
遮断するとともに、前記位相制御素子が非導通となるこ
とによって電源が遮断される放電灯点灯装置において、
前記電源遮断を検知するとともに電源遮断時は前９− 記コンデンサの両端を短絡する］ンデンリ゛放電回路を
設けたことを特徴とする。

以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第５図は本発明の１実施例に係るコンデンサ放電回路お
よびタイマ回路を示す。この回路は第３図のタイマ回路
に本発明の特徴とするコンデンサ放電回路７を付加した
ものである。この放電回路７はゼナーダイオード７Ｄ１
、抵抗Ｒ１，Ｒ２。

Ｒ３、Ｒ４およびトランジスタＴｒ１．Ｔｒ２を具備し
、調光器２の出力電圧とほぼ比例する前述のドライブ電
圧ＶＤを検出する。そして、しきい値電圧 Ｖｔｈ＝Ｖｂｅ１　（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＋Ｖｚ　ｏ　
１・・・・・・　（１） （但し、Ｖｂｅ１はトランジスタ１−ｒｌのベース・エ
ミッタ間オン電圧、ＶＺ　Ｄ　１はゼナーダイオードの
ゼナー電圧） をランプ点灯時の電圧Ｖｏより小さく、かつ調光器スイ
ッチ「切Ｊ位置すなわちサイリスタ非導通でのランプ消
灯時の電圧ＶＤより大きくなるよう１０− に選択されている。従って、調光器スイッチ１人」位置
でインバータが発振しているときすなわち調光時および
全光時はトランジスタｌ’−ｒｌがオンし、トランジス
タＴｒ２はオフしている。一方、調光器スイッチ「切」
位置でインバータが発振している場合はトランジスタＴ
ｒｌはオフし、トランジスタＴｒ２がオンするためコン
デンサＣｔは短絡されタイマはリセットされることにな
る。

第６図は本発明の他の実施例に係る放電灯点灯装置の回
路構成を示す。同図において、１は商用電源等の交流電
源、２は交流電源１から位相制御された交流出力を発生
する調光器、３ａおよび３ｂは放電灯、４はこの調光器
２に２線引配線され、この調光器出力を入力して放電灯
３ａ　、　３ｂを点灯する放電灯点灯装置である。

放電灯点灯装置４は、整流回路８、高周波発生回路９、
フィラメント制御回路１０１ソフトスタート回路１１お
よび本発明の特徴とするコンデンサ放電回路１２を具備
する。

次に放電灯点灯装置４の詳細動作を述べる。

今、交流電源１が投入されると調光器２を介して放電灯
点灯装Ｍ４に交流出力が供給される。この放電灯点灯装
置４は高周波発生装置９として例えば特開昭和５６−１
２５９７０号公報に示されているプツシコブルインバー
タを用いたもので、整流回路８として全波整流回路を含
み、この整流回路８の発生ずる非平滑直流（整流出力）
から高周波出力を発生するものである。全波整流回路８
の発生する整流出力はインダクタＬ１を介して出力トラ
ンジスタＱｌ　、Ｑ２および出カドランスＴ１を有する
インバータ９に与えられる。これによりインバータ９で
は、前記整流出力がコンデンサＣ１１〜Ｃ１４、起動抵
抗Ｒ１１、ダイオード［）ｉｔ、ラフ１−スター８回路
１１のＩＣ２およびバイアス抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を介し
てトランジスタＱｌ　、Ｑ２にベース電流として与えら
れる。するとトランジスタＱｌ　、Ｑ２はわずかなアン
バランスにより一方が先にオンするが、今トランジスタ
Ｑ１が先にオンすると出カドランスＴ１の１次巻線Ｔ１
１に電流が流れる。従って、この状態で１次巻線Ｔ１１
のインダクタンス分と共振コンデンサＣ１５，Ｃ１６に
より振動電圧が発生し、これがベース巻線Ｔ１ｂに起電
力を生じ今度はトランジスタＱ２をオンする。

従って以下同様にしてトランジスタＱ１　、Ｑ２が交互
にオンオフされて発振することになる。なお、発振開始
後は、出カドランスＴ１の３次巻線Ｔ１３の誘起出力を
ダイオードＱ１２およびコンデンサＣ１７により整流平
滑したドライブ電圧Ｖｏをバイアス抵抗Ｒ１２，Ｒ１３
に与えている。これによりトランジスタＱ１．Ｑ２には
このインバータ９の出カドランスＴ１の１次巻線Ｔ１１
の電圧に比例するバイアス電流が供給される。従って、
このインバータ９においては、インバータへの入力電圧
が高いときすなわち負荷電力が大きいときはドライブ電
流を上昇させ、一方、負荷電力が小さいときはドライブ
電流を低下させることにより、最適なドライブ電流をパ
ワートランジスタＱ１　、Ｑ２に与え、スイッチングロ
スおよびサチュレーションロスの増加を防いでいる。ま
た、前記出カドランスＴ１の１次巻線Ｔ１１の誘起出力
により限流トラン１３− スＴ２およびダイオード１）１３．　Ｉ）１４からなる
整流回路を介して整流出力が発生し、この出力がフィー
ドバック出力としてコンデンサ０１１〜１４に向えられ
る。これにより、コンデンサ０１１〜１４は所定方向に
充電される。また、このコンデンサ０１１〜１４は整流
回路８の整流出力が半サイクル毎に所定電圧すなわち本
実施例においてコンデンサ０１１〜１４の充電電圧以下
になると放電され、この放電出力をインバータ９に与え
る。これによりインバータ９の出カドランスＴ１の２次
巻線Ｔｌｌ、従って３次巻線ＴＩ３側には休止区間のな
い高周波出力が発生される。なお、ダイオード０１５は
コンデンサＣ１１〜１４の充電電圧が整流回路８の整流
出力より低い場合にコンデンサＣ１ｌ〜１４を回路から
切り離すためのアイソレート用である。

次にフィラメント制御回路１０の詳細動作を述べる。こ
の制御回路１０は、包絡線検波回路３１微分回路３２、
タイマ回路３３、スイッチング回路３４、電源回路３５
を含んでおり、出カドランスＴ１の３次巻線出力を整流
平滑した電圧および１４− 前記ドライブ電圧Ｖｏを電源および入力信号として動作
するようになっている。

電源回路３５はダイオードＤ２１．　Ｄ２２、抵抗Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｒ２，３、コンデンサＣ２１，Ｃ２２およ
びゼナーダイオードＺＤ２１からなり、出カドランス３
次巻線Ｔ１３の出力電圧を整流・平滑した平滑直流電圧
およびさらにこの電圧を安定化した平滑直流出力を発生
しスイッチング回路３４に電力を供給する。

タイマ回路３３のタイマ要素はコンデンサＣ２３、抵抗
Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２Ｏであり、コンデンサＣ２３はド
ライブ電圧ＶＤにより抵抗Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６を介
して充電される。なお、抵抗２６はインバータ。

ＩＮＶｌの保護用であり、その抵抗値は抵抗２５゜２６
に比べて無視しうる程度のものである。ＮＡＮＤゲート
Ｇ１の入力はａ、ｂ２端子のうちａ端子が電源回路３５
からの平滑直流電圧ＶＳＳに、ｂ端子は抵抗Ｒ２４，Ｒ
２５の接続点に抵抗Ｒ２７を介して接続されている。抵
抗Ｒ２７およびダイオードＤ２５はゲート回路Ｇ１の保
護用、コンデンサＣ２４はノイズによる誤動作防止用、
そしてコンデンサＣ２５は高周波の電源インピーダンス
を下げてゲー１〜ＩＣ（Ｇｌ〜４）の動作を安定にする
ものである。

また、ゲート回路Ｇ２は反転増幅器として動作し、この
ゲート回路Ｇ２と抵抗Ｒ２８はノイズによる誤動作防止
のためループである。

今、電源を投入したとすると、コンデンサＣ２３の端子
電圧すなわちゲート回路Ｇ１の１４子電圧は０であるか
らゲート回路Ｇ１の出力は“トビ′となり、トランジス
タＴｒ８はゲート回路０２〜４およびトランジスタＴｒ
７を介して駆動されオンする。

このトランジスタＴｒ８は同じスイッチング回路３４の
ダイオードＤ３１〜３４からなる全波整流回路３６の直
流端子間を短絡し、従ってこの整流回路３６の交流端子
間が短絡される。このため、インバータ９の高周波出力
が出カドランスＴ１のフィラメント巻線ＴＨおよびフィ
ラメン１−１−ランスＴ３を介して放電灯３ａ　、３ｂ
のフィラメン１−に供給され、フィラメントが予熱され
る。−一一一→そして、フィラメントが充分に予熱され
ると、放電灯３ａ　、３ｂは出カドランス２次巻線はＴ
１２から供給されている休止区間のない高周波出力によ
って放電を開始する。

電源投入後はコンデンサＣ２３が抵抗Ｒ２４，Ｒ２５゜
Ｒ２６を介してドライブ電圧ＶＯにより充電される。

タイマ動作時は抵抗Ｒ２４，Ｒ２５の接続点の電位がゲ
ート回路Ｇ１のｂ＠子に入力されると考えてよく、ｂ端
子の電圧Ｖｉｎは、ドライブ電圧Ｖｏの包絡線電圧をＶ
Ｄとすると Ｖｉｎ＝Ｖｃ３＋　（Ｖｏ　−Ｖｃ３）　Ｘ　（Ｒ２５
＋Ｒ２６）　／（Ｒ２４＋　Ｒ２５＋　Ｒ２６）・・・
・・・（３）（但し、Ｖｃ３はコンデンサＣ２３のタイ
マ動作時の充電電圧） であり、リップルを含んだ直流波形（第７図ａ参照）で
、時間とともにピーク値、ディツプ値とも大きくなる（
同図す参照）。ゲート回路Ｇ１のスレッショルド電圧ｖ
ｔｈは約１／２ＶＳＳであるから、Ｖｉｎが上昇し、ピ
ーク値がｖｔｈを越えるようになると電源サイクル中で
Ｖｉｎがｖｔｈを越える期間で１７− はゲート回路Ｇ１の出力は“ｌ−”、Ｖｉｎがｖｔｈよ
り小さい期間ではゲート回路Ｇ１の出力は’　Ｈ”とな
る。Ｖｃ３が上昇するにつれて、ｖｉｎがｖｔｈより小
さい期間は次第に短くなりやがてＶｉｎのディツプ値は
ｖｔｈより大きくなり、ゲート回路Ｇ１の出力は状態１
１　Ｌ　Ｉ＋を保持する。従って、コンデンサＣ２３の
両端電圧ＶＣ３が上昇するにつれて、フィラメント電力
は先ずオンし、次にゲート回路Ｇ１の入力電圧Ｖｉｎが
ゲート回路Ｇ１のスレッショルド電圧ｖｔｈを越えるよ
うになると、この越える期間のみオフするチョッパ制御
によって時間とともにフィラメント電力が逓減し、ざら
にＶｉｎのディップ−値もｖｔｈより大きくなると、ト
ランジスタＴｒ８は完全にオフし、整流回路３６の直流
端子間を開路する。従って電源投入後所定時間を経過す
ると、フィラメントトランスＴ３は出カドランスＴ１の
フィラメント巻１ｉ！Ｔ１ｆから完全に切り離され、放
電灯３ａ　、３ｂのフィラメント電流はカットされて予
熱を終了し、以後、フィラメント電力が節約される。上
述のようにこのフィラメント制１８− 御回路１０におけるスイッチング回路３４は、ゲートＩ
Ｃのスレッショルド特性を利用したチョッパ制御を行な
っているためフィラメント制御用トランジスタＴｒ８の
コレクタ損失を低く押えることができ、同時にフィラメ
ント電力カット時の２次側負荷変動による視感上のチラ
ッキを防止できるものである。

包絡線検波回路３１は、ダイオード［）３６、コンデン
サ０２６を含み出カドランス第３次巻線Ｔ１３の誘起電
圧より包絡線波形を発生ずる。この包絡線波形は、コン
デンサＣ２７、抵抗Ｒ３７，Ｒ３８およびトランジスタ
Ｔｒ９を含む微分回路３２に供給される。

微分回路３２は前記包絡線波形をコンデンサＣ２７おｊ
：び抵抗Ｒ３７，Ｒ３８で微分する。この微分波形は、
放電灯３ａ　、３ｂを全光点灯する場合はピーク値が低
く、従って、この微分波形を抵抗 Ｒ３７およびＲ３８で分圧した電圧はトランジスタＴｒ
９のベース・エミッタ間オン電圧より低いのでトランジ
スタＴｒ９はオフしたままであり、放電灯３ａ　、３ｂ
のフィラメント電流はカットされたままである。一方、
調光時は高周波出力電圧従って３次巻線Ｔ１３の電圧が
急峻になり微分波形のピーク値が高くなるので、この微
分波形の抵抗Ｒ３７゜Ｒ３８による分圧出力は交流電′
ａ１の１／２サイクルごとにトランジスタＴｒ９のベー
ス・エミッタ間オン電圧を超えてトランジスタＴｒ９を
オンする。

このためコンデンサＣ２３は前記１／２サイクルごとに
電源投入直後と同様の端子電圧Ｏの状態にリセットされ
、このため、前述のようにゲート回路Ｇ１の出力が“’
　ｌ−１”となってトランジスタＴｒ８がオンし、放電
灯３ａ、３ｔ］にフィラメント電流が供給される。なお
、ダイオードＤ３７は電源オフ時にコンデンサＣ２３を
急速に放電して次の電源投入に備えるためのものである
。

ソフトスタート回路１１はソフトスタート用ＩＣ（ＩＣ
２）を備えている。このｌｃ２はコンデンサＣ３１およ
びＩＣ２に内蔵された抵抗をタイマ要素とするタイマ、
このタイマがタイムアツプした後導通して抵抗Ｒ３１を
短絡しドライブ巻線すなわち出カドランス３次巻線Ｔ１
３からトランジスタＱ１．Ｑ２に供給するベースドライ
ブ電流を増加するスイッチング素子等を含み、前記タイ
マのタイムアツプ前の放電灯予熱中においてはトランジ
スタＱ１　、Ｑ２に供給するドライブ電流を減少しドラ
イブ不足とすることによってインバータ９の出力電圧す
なわち放電灯３ａ、３ｂに印加される電圧を点弧電圧以
下に保持している。これにより放電灯が予熱不足のまま
点灯するコールドスタートが防止され、もってランプ寿
命の短絡を防止することができる。

コンデンサ放電回路１２は第５図におけるコンデンサ放
電回路７とはトランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間
にカットオフ時の漏れ電流■ｃＢ。

を減少させるための抵抗Ｒ４が接続されている点および
時定数要素としてのコンデンサＣ２３に直列にトランジ
スタＴｒ２の過電流破壊防止用の低抵抗Ｒ２４が挿入さ
れている点で異なるが、実質的には同一のものである。

第６図の放電灯点灯装置においては電源遮断検出時フィ
ラメント予熱カット用のタイマ要素であ２１− るコンデンサＣ２３を短絡することによりこのコンデン
サＣ２３の端子間電圧ＶＣ３を１〜ランジスタＴｒ２の
コレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ５−０．２ボルト
程度にリセットできる。このため、フィラメント電力の
供給不足による不点を防止することができる。

第８図は本発明のさらに伯の実施例に係る放電灯点灯装
置の回路構成を示す。同図の装置は第６図の放電灯点灯
装置に対し、フィラメント制御回路１０およびコンデン
サ放電回路１２の構成を変更し、さらにこのコンデンサ
放電回路をソフトスタート回路１１のタイマ要素コンデ
ンサＣ３１に接続したものである。

フィラメント制御回路１０において、先ず、電源投入時
はコンデンサＣ２３の端子電圧ＶＣ３はＯであるからイ
ンバータＴＮＶ２は入力が“Ｌ″従って出力が１１　Ｈ
ＩＩである。このためインバータＩＮｖ３の出力は°゛
Ｌ″となり、トランジスタＴｒ９がオンして放電灯３ａ
　、３ｂにフィラメント電流が供給される。一方、ドラ
イブ電圧Ｖｏはダイオ−２２− ドＤ３６、抵抗Ｒ３５おＪ：びコンデンサＣ２６からな
る包絡線検波回路３１において包絡線検波され、この包
結線波形はコンデンサＣ２７、Ｒ３７およびオープンコ
レクタのインバータＩＮＶ１の入力インピーダンスから
なる微分回路３２において微分される。全光時この微分
波形は前述のようにピーク値が低い。従ってインバータ
ＩＮＶＩのコレクタはオープンになっており、コンデン
サＣ２３はインバータＩＮＶＩに何ら影響されることな
くドライブ電圧ＶＯから抵抗Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６を
介して充電される。このため全光時においては所定の時
間が経過しコンデンサＤ２３の端子間電圧ＶＯ３が上昇
して前記（３）式で示される電圧Ｖｉｎがゼナーダイオ
ード７Ｄ２３のゼナー電圧とインバータＩＮＶ２のスレ
ッショルド電圧との和より高くなるとインバータＩＮＶ
２の出力がｉ　１　ｕ、インバータＴＮＶ３の出力がＨ
″となってトランジスタＴｒ９がオフになりフィラメン
ト電流がカットされる。また、調光時は前）ホのように
微分回路出力のピーク値は高い。従ってインバータＴＮ
Ｖ１の出力は１１　Ｌ　ＩＩとなり、コンデンサＣ２３
は放電されてタイマ回路３３はリセットされ、上述の電
源投入時と同様、フィラメントに電力が供給される。

コンデンサ放電回路１２は抵抗Ｒ４１，Ｒ４２およびイ
ンバータＩＮＶ４．ＩＮＶ５からなる。このコンデンサ
放電回路１２はドライブ巻線Ｔ１３からダイオードＤ１
２．　Ｄ４４および抵抗Ｒ４４を介して供給されコンデ
ンサＣ４１によって平滑されるＩＣ２用の電源電圧Ｖｓ
ｓに基づいて調光器スイッチの入り切りを判別する。従
って調光器スイッチ「切」で電圧ＶＳＳがインバータＩ
ＮＶ４のスレッショルド電圧より低い場合はインバータ
ＩＮＶ４の出力は゛トド′、インバータＩＮＶ５の出力
はＬ″となってコンデンサＣ３１は短絡されリセットさ
れる。

また調光器スイッチ「入」で電圧ＶＳＳがインバータＩ
ＮＶ４のスレッショルド電圧より高い場合はインバータ
ＩＮＶ４の出力すなわちインバータＩＮＶ５の入力が′
Ｌ″となって、インバータＩＮＶ５のコレクタはオープ
ンになりコンデンサＣ３１はＩＯ２内部に設定された抵
抗を介して充電される。

このようにソフトスタート用タイマ要素としてのコンデ
ンサＣ３１を電源遮断時インバータ９が発振している場
合にリセツ１〜しておくことによってソフトスタート用
タイマの誤動作すなわちコールドスタートを防止するこ
とができ、ひいてはランプ寿命の短縮を防止することが
できる。

なお、上述においてはプッシュプル式自励インバータを
用いているが他励またはシングル式のインバータを用い
てもよい。また、上述においては２灯式放電灯点灯装置
を用いたが、１灯式のものを用いてもよい。また、タイ
マ要素はフィラメント制御またはソフトスタート用に限
るものではなく電ｍ遮断時にリセットされる電子式のも
のであれば用途は問わない。また、フィラメント制御用
以外のタイマ要素に本発明を適用する場合はフィラメン
ト制御用タイマを用いる代りにランプの光出力あるいは
管壁温度を検出してフィラメント電力をカットしてもよ
い。さらに、上述の実施例においてはドライブ電圧すな
わち出カドランスの３２５− 次巻線電圧から電源遮断を検出したが、この放電灯点灯
装置すなわち整流回路の入力電圧・電流または整流回路
出力電圧・電流等に基づいて電源遮断を検出してもよい
。この場合、前記入力電圧等高周波成分のレベルがＯま
たは極めて少ない信号を用いる場合、包絡線検波回路は
省略できる。

以上のように本発明によると、位相制御素子による電源
遮断時スナバ回路を通って供給される電圧が所定レベル
以下であればタイマ用コンデンサを強制的にリセットす
るため、タイマ回路の誤動作を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な放電灯調光装置の回路構成図、第２図
は第１図の装置におけるトライアックを非導通にした場
合の等価回路図、第３図は第１図の調光装置における放
電灯点灯装置に含まれるタイマ回路の回路図、第４図は
第３図のタイマ回路におけるタイマ要素コンデンザの充
放電曲線図、第５図は第３図のタイマ回路に本発明のコ
ンデンサ放電回路を適用した回路図、第６図は本発明の
他２６− の実施例に係る放電灯点灯装置の回路図、第７図は第６
図のフィラメント制御回路におけるタイマ要素コンデン
サ端子電圧検出用ＩＣの入力電圧波形図、そして第８図
は本発明のさらに他の実施例に係る放電灯点灯装置の回
路図である。 １・・・交流電源、　２・・・調光器、　３・・・放電
灯、４・・・放電灯点灯装置（電子安定器）、５・・・
リモートコントローラ、　６・・・ゲート回路、７・・
・コンデンサ放電回路、　８・・・整流回路、９・・・
インバータ、１０・・・フィラメント制御回路、１１・
・・ソフトスタート回路、 １２・・・コンデンサ放電回路、 ３３・・・タイマ回路、 Ｑ・・・位相制御素子、Ｒ・・・抵抗、Ｃ，Ｃｔ　、　
Ｃ２３，Ｃ３１・・・コンデンサ、Ｔ１・・・出カドラ
ンス、 Ｔ１３・・・出カドランス３次巻線。 ２７一 第４図 第７ 第５ド１ ドクイフ゛ＩＸｌシト

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、抵抗とコンデンサとの直列回路が並列に接続された
   位相制御素子を介して交流電源に接続され、電源遮断時
   放電されるコンデンサを時定数要素とし電源投入後の経
   過時間を計時する１または複数のタイマを有し、放電灯
   始動後の少なくとも全光時はフィラメント電力を遮断す
   るとともに、前記位相制御素子が非導通となることによ
   って電源が遮断される放電灯点灯装置において、前記電
   源遮断を検知するとともに電源遮断時は前記コンデンサ
   の両端間を短絡するコンデンサ放電回路を設けたことを
   特徴とする放電灯点灯装置。 ２、前記位相制御素子出力電圧に基づいて前記電ｍ遮断
   を検知する特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置
   。 ３、前記位相制御素子出力を整流する整流回路を備え、
   この整流回路出力電圧に基づいて前記電源遮断を検知す
   る特ｉｉ′Ｆ請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。 ４、前記位相制御素子出力を整流する整流回路およびこ
   の整流回路出力より高周波を発生する高周波発生装置を
   備え、高周波発生装置の出カドランスの１次または３次
   巻線電圧に基づいて前記電源遮断を検知する特許請求の
   範囲第１項記載の放電灯点灯装置。 ５６前記位相制御素子はリモートコントロールされて調
   光および消灯を行なう調光器の主サイリスタである特許
   請求の範囲第１〜４項のいずれか１つに記載の放電灯点
   灯装置。