JPS594958B2

JPS594958B2 - ユウドウデンドウキソウチ

Info

Publication number: JPS594958B2
Application number: JP50119185A
Authority: JP
Inventors: 和則岩崎; 知雄国京
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1975-10-02
Filing date: 1975-10-02
Publication date: 1984-02-01
Also published as: JPS5243931A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、デジタル制御方式で速度制御を行なうように
した誘導電動機装置に関する。

誘導電動機の速度を可変する手段としては従来、・抵抗
制御法、電源周波数を変える方法、極数を変える法など
が知られている。

抵抗制御法は、電動機の２次巻線に抵抗を挿入してトル
ク−速度特性を変えることによつて速度を制御する方式
であるが、軽負荷時ではスリップの変化が小さいので速
度制御が困難であわ、しかも低速時にはトルクー５速
度曲線の傾斜がゆるやかになシ速度変動率が大きくなる
などの不具合がある。また、電源周波数を変える法は、
電動機専属の電源を必要とするため、特殊な例を除いて
従来あまわ採用されていない。近年、サイリスタなどの
半導体スイッチで構１０成したインバータと回転数に比
例した出力電圧を送出し得る電源とを組合わせて可変周
波数電源を構成することも行なわれているが、全体的に
かなわ複雑な構成となつている。一方、極数を変える法
は、大幅な速度制御が可能であるが、段階的な１５速度
制御しかできない欠点がある。本発明はこのような事情
に鑑みてなされたもので、細かい速度制御を自在に行な
え、しかも長期に亘つて制御性が低下する虞れがなく、
そのうえ構成も比較的簡単で使い易い誘導電動機装置を
提フ０供することにある。

以下、本発明の詳細を図示の実施例によつて説明する。

第１図において、図中１は一定周期のクロックパルスを
送出するクロックパルス発生器であわ、！５この発生
器１から送出されたパルスはパルス分配器２によつて位
相の異なる３つのパルス列ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３に変
換され、上記パルス列ＣＰ、は市販の２進信号乗算器（
以後ＢＲＭと略称する。

）３のクロックパルスとして導入される。そして上ゞ０
記ＢＲＭ３には入力信号処理回路４から２進値の信号
ＡＢＳｆが入力される。入力信号回路４は、第２図に示
すように後述する誘導電動機本体５２の同期速度ｆを決
定する信号／が２進値で導入されると、この入力信号に
の符号を示す信号ｆｐ、■５ｆＮと入力信号ｌの絶対値
を示す信号ＡＢＳｆとを出力する。上記信号ｆｐ、ｆＮ
は正転、逆転を表わす信号であわ、信号ＡＢＳｆは同期
速度ｆを只ｑ−決定する２進信号である。

これら出力信号Ｆｐ，ｆＮ，ＡＢＳｆと入力信号ｊとの
関係は第３図に示すようになつている。（向、第３図で
は簡単のため、ビツト数を小さくした例を示しているが
、実際にはもつとビツト数が大きくなる。）したがつて
、ＢＲＭ３からは、上記入力信号ｊの絶対値、つまり希
望する同期速度ｆに比例した平均パルス密度をもつパル
ス列Ｓが出力される。上記パルス列Ｓは一方に訃いては
オア一回路５に入力され、他方においては可変分周器６
を介してアンドゲート回路７，８の一方の入力端に導入
される。

上記アンドゲート回路７の他方の入力端には前記入力処
理回路４から信号Ｆｐが導入され、またアンドゲート回
路８の他方の入力端には信号ＦＮが導入されている。し
たがつ正回転が選択されたときにはアンドゲート回路７
だけが開いてパルス列Ｓを分周したパルス列Ｎ（！）Ｐ
を出力し、また逆回転が選択されたときにはアンドゲー
ト回路８が開いてパルス列Ｓを分周したパルス列ＮφＮ
を出力する。そして、パルス列ＮφＰ，Ｎ（！）Ｎは次
に述べる三相信号形成回路９に導入される。三相信号形
成回路９は、１２０９の位相差をもつた基準の振幅信号
１φ１１，Ｉφ２１，１φ３１と符号（極性）信号φ１
Ｐｊφ１Ｎｊφ２Ｐクφ２Ｎ３φ３Ｐ，φ３Ｎを送出す
るもので、たとえば第４図に示すように構成されている
。この図は振幅信号を三角波に近似させた場合の例を示
すもので、３つの２進アツプダウンカウンタ１０，１１
，１２を設け、これらカウンタ１０，１１，１２のカウ
ントアツプ信号としてパルス列ＮダＰを共通に導入し、
またカウントダウン信号としてパルス列Ｎ（！）Ｎを共
通に導入している。そして、各カウンタ１０，１１，１
２のたとえば最下位桁のビツトＬＳＢの出力から最上位
桁のビットＭＳＢより２桁下のビツト出力までをそれぞ
れイクスクルーシブオア一回路１３ａ，１３ｂ・・・の
一方の入力端に導入し、上記各イクスクルーシブオア一
回路１３ａ，１３ｂ・・・の他方の入力端にＭＳＢよＶ
）１桁下のビツト出力を導入するようにしている。した
がつて、各カウンタ１０，１１，１２の最上位桁のビツ
トＭＳＢが４１ｎになるまでカウントアツプする間のイ
クスクルーシブオア一回路１３ａ，１３ｂ・・・の出力
形態は三角波状となる。そして、各カウンタ１０，１１
，１２のカウントアツプあるいはカウントダウンが終了
するまでの時間、つまり周期はパルス列ＮφＰ，Ｎ（！
）Ｎの平均パルス密度に逆比例する。上記パルス列Ｎ（
！）Ｐ，ＮφＮの平均パルス密度は設定しようとする同
期速度ｆに比例しているので同期速度ｆが高い場合には
各カウンタ１０，１１，１２のカウントアツプあるいは
カウントダウンの周期が短かく、また、同期速度ｆが低
い場合には−ヒ記周期が長くなる。しかして、前記カウ
ンタ１０の各ビツト出力はアンドゲート回路１４に導入
され、このアンドゲート回路１４の出力信号は各カウン
タ１０，１１，１２のロード端子ＬＯａｄに導入される
。カウンタ１０はロード端子に信号が導入されると、あ
る基準値にセツトされ、カウンタ１１はーヒ記基準値よ
Ｖ）１２０さ位相の異なる値にセツトされ、カウンタ１
２は基準値よ７０２４００位相の異なる値にセツトされ
る。したがつて、三相信号形成回路９から出力される振
幅信号１φ１１，Ｉφ２！，Ｉφ３１は相互に１２０幅
ずつ位相が異なつている。一方、各カウンタ１０，１１
，１２の最上位桁のビットＭＳＢの出力は直接符号信号
／Ｐ，φ２Ｐ，φ３Ｐとして出力され、またインバータ
１５を介して符号信号φ，Ｎ，φ２Ｎ，φ３Ｎとして出
力される。したがつて、カウンタ１０だけを例にとると
ｌφ，１とφ１Ｐとは第５図に示すように出力される。
しかして、上記三相信号形成回路９から送出された１２
０上ずつ位相の異なる振幅信号１Ｚ１１，１φ２１，１
φ３１は、それぞれＢＲＭｌ６，ｌ７，ｌ８の入力信号
として導人される。

上記ＢＲＭｌ６，ｌ７，ｌ８のクロツクパルスとしては
オア一回路５の出力パルスが導入されている。上記オア
一回路５には前記ＢＲＭ３の出力パルスＳと振幅補償回
路１９からの出力パルスが導入されている。振幅補償回
路１９は以下に述べる理由から設けてある。すなわち、
後述する誘導電動機本体５２の極数をＰ、２次相数をＭ
２、２次静止時の２次１相誘起電圧をＥ２（）、電源周
波数をｆ（ＨＺ）、２次抵抗をＲ２（Ω）．２次漏れリ
アクタンスをＸ２（Ω入スリツプをＳ１同期回転数をＮ
ｅ、ロータ回転数てをｎ、２次電圧と２次電流との位相
差θ２、２次電流１２とすると、誘導電動機本体５２の
トルクＴＴはＰｍ２Ｅ２ｌ２ｃＯｓθ２Ｔ−？（Ｎ−ｍ）・・・・・・（１）２πｆで表わされる。

またこれら３式をまとめるとＴは、となる。一方、回転
磁界と回転子との相対速度をΔｎ（ＲＰＳ）とすると、
であるから、スリツプｓは、となわ、トルクＴは、となる。

また、２次側１相当わのインダクタンスをＬとすると、
となるので、トルクＴは、となる。

また、１次側１相の誘導電圧Ｅ，と２次側１相の誘起電
圧Ｅ２との間には電圧変成比をμｅとするとＥ１＝μ
ＥＥ２が成沙立つ。ここで１次側のインピーダンスを無
視できるものとすると、１次側印加電圧Ｖ，はＶ，＝Ｅ
１と見なすことができる。したがつて、トルクＴはと
なる。

上記ａω式から明らかなように１次側のインピーダンス
と電圧印加系統の損失を無視できるとすると、常にＶ１
／！ｆｌを一定に保てば回転磁界の回転速度Ｎ。に
無関係に同一相対速度Δｎに対して同一トルクを出力す
ることになる。ところで、ＢＲＭ３の出力パルスＳの平
均パルス密度は設定しようとする同期速度、つま！２１
ｆ１に比例しているので上記出力パルスＳで誘導電動機
本体５２の印加電圧振幅を決定すればＶ１／１ｆ１＝一
定の条件が満され、回転磁界の回転速度によらず同一相
対速度Δｎに対して出力トルクを一定にすることができ
る。

しかし、実際には１次側のインピーダンスと電圧印加系
における損失を無視することができないので、単にパル
ス列ｓを基準にして印加電圧Ｖ１を決定しても同一相
対速度Δｎに対して出力トルクを−定にすることはでき
ない。そこで、パルス列ｓで印加電圧Ｖ１の振幅を決定
するには何らかの手段でＢＲＭｌ６，ｌ７，ｌ８のクロ
ツクパルス密度とパルス列Ｓの平均パルス密度との関係
を第６図に示す関係に変換する必要がある。上記関係は
勿論、使用する誘導電動機および電圧印加系の回路構成
によつて異なる。このように変換するために振幅補償回
路１９が設けられているのである。そして、上記振幅補
償回路１９はたとえば第Ｔ図に示すようにＢＲＭ２Ｏに
２進値の固定入力Ｗを導入するとともにクロツクパルス
としてＣＰ２を導入し、このＢＰＭ２Ｏの出力パルスを
オアー回路２１に導入し、さらにＢＲＭ２２に前記信号
ＡＢＳｆをインバータ２３を介して導入するとともにク
ロツクパルスとしてＣＰ３を導入し、このＢＲＭ２２の
出力パルスをオァー回路２１に導入している。そして、
オアー回路２１を出た出力パルスは前記オアー回路５に
導入されている。したがつて、前記ＢＲＭｌ６，ＩＴ，
ｌ８からは、印加電圧Ｖ１に対応する信号と振幅信号の
絶対値１φθ１どを掛算した値がパルス密度として出力
されることになる。しかして、ＢＲＭＩ６，ｌ７，ｌ８
の出力パルスはそれぞれ対応するアンドゲート回路２４
ａ，２４ｂ，２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂの一方の
入力端に導入されている。

上記アンドゲート回路２４ａの他方の入力端には三相信
号形成回路９からの符号信号φＩＰが、また、アンドゲ
ート回路２４ｂの他方の入力端には符号信号φＩＮが、
同様に回路２５ａには／。Ｐが、回路２５ｂにはφ２Ｎ
が、回路２６ａにはφ３Ｐが、回路２６ｂにはφ３Ｎが
それぞれ導入されている。したがつて、アンドゲート回
路２４ａ，２５ａ，２６ａからの出力信号ＳＰは、振幅
が正のとき出力され、その平均パルス密度はＶｌｌφθ
１に比例している。また、出力信号ＳＮは振幅が負のと
き出力され、その平均パルス密度はＶｌｌφθＩに比例
している。そして、上記出力信号ＳＰ，ＳＮはそれぞれ
サンプリング回路２７，２８，２９に導入される。サン
プリング回路２７，２８，２９は、それぞれ、第８図に
示すようにアツプダウンカウンタ３０と、ラツチ回路３
１とで構成されており、上記カウンタ３０に信号ＳＰあ
るいは信号ＳＮを導入して、これを一定期間積分し、こ
の内容を次に続くサンプル期間中ラツチ回路３１に保持
させるようにしている。そして、サンプル期間は、後述
する基準信号発生器３５からのりセツト信号Ｘによつて
決定される。サンプリング回路２７，２８，２９に卦け
る各ラツチ回路３１の内容はそれぞれ後述するコンバレ
ータ３２，３３，３４のＡ入力として導入され、このコ
ンパレータ３２，３３，３４のＢ入力端には基準信号発
生器３５から２進信号が導入されている。

上記基準信号発生器３５は第９図に示すように前記クロ
ツクパルスＣＰｌをカウンタ３６でカウントし、このカ
ウンタ３６の各ビツト出力を基準信号として出力すると
ともに各ビツト出力をアンドゲート回路３７に導入し、
このアンドゲート回路３７の出力信号を前記りセツト信
号Ｘとして出力するように構成されている。しかして、
前記コンパレータ３２，３３，３４はそれぞれ第１０図
に示すように構成されている。

すなわち、たとえば４ビツトからなるコンパレータ素子
３８のＡ入力端に前記サンプリング回路２７（２８，２
９）の出力信号を最上位桁のビツトＭＳＢだけインバー
タ３９を介して導入し、Ｂ入力端に前記基準信号を導入
している。Ｂ入力端の最上位桁のビツトＭＳＢに導入さ
れる基準信号は、ＭＳＢより１桁下のビツトに導入され
る信号が共通に導入され、かつＭＳＢよＶ）１桁下のビ
ツトに導人される信号はインバータ４０を介して導入さ
れている。インバータ３９を設けている理由は、負のサ
ンプリング信号が導入されるとコンパレータ素子３８で
比較できないので、この不具合を解消するために桁上げ
し、負信号を正信号に変換して比較するためである。一
方、インバータ４０は次の理由で設けてある。すなわち
、サンプリング回路２７，（２８，２９）の出力および
基準信号発生器３５の出力と、コンパレータ素子３８の
Ａ入力およびＢ入力との関係は第１１図に示すようにな
る。したがつて、サンプリング回路出力に対するコンパ
レータの出力波形は第１２図に示すように周期Ｔの範囲
内において出力信号の高レベルの部分子ｆと低レベルの
部分子ｔが変化する。ここで、高レベルから低レベルに
移行する瞬間をＨＬとすると、このＨＬは同期速度ｆが
一定のときには第１３図に示すように変化する。前述の
如くインバータ４０を介挿しておくと、基準信号が導入
されるビツト数がサンプリング出力が導入されるビツト
数よＶ）１ビツト少なくなるので、サンプリング回路出
力は＋４以上訃よび−５以下で飽和する。このため、Ｈ
Ｌ（Ｍｉｎ）とＨＬ（Ｍａｘ）とは同期速度ｆによつて
第１４図に示すように変化する。今、飽和する周波数を
Ｆ。とすると、周波数がＯ−ＦＯ（Ｈｚ）の範囲では定
格トルクを出し得る状態に制御し、土Ｆ。（Ｈｚ）を越
えた場合にはトルクが多少減少しても回転を続けるよう
に制御する。上記Ｆ。は前記分周器６の分周比を変える
ことによつて自由に選択できる。しかして、コンパレー
タ３２，３３，３４の出力信号Ｙはそれぞれすき間回路
４１，４２，４３に導入される。すき間回路４１，４２
，４３は、第１５図に示すように入力信号Ｙに基いて信
号ＰＵと信号ＰＬとを送出する。両信号ＰＵ，ＰＬは、
゛図から明らかなようにほぼ逆関係に変化する信号であ
り、かつ途中にＰＵ−ＰＬ＝高レベルの期間が５０μｓ
入るように設定されている。そして、各すき間回路４１
，４２，４３から送出された信号ＰＵ，ＰＬはスイツチ
ング装置４４，４５，４６に導入される。スイツチング
装置４４，４５，４６はたとえば第１６図に示すように
構成されている。

すなわち、すき間回路４１，４２，４３から送出された
信号ＰＵ，ＰＬをホトカプラ４７ａ，４７ｂを介して別
々に導入し、これら入力信号を別々に増幅器４８ａ，４
８ｂで増幅してＮＰＮ形トランジスタ４９ａ，４９ｂの
ベースに供給している。トランジスタ４９ａ，４９ｂは
直列に接続されており、この直列回路は直流電源５０の
両端に接続されている。そして各トランジスタ４９ａ，
４９ｂのコレクタ・エミツタ間には図示極性にダイオー
ド５１ａ，５１ｂが接続されておジ、これらダイオード
５１ａ，５１ｂの接続点は誘導電動機本体５２の電機子
巻線５３の入力端に接続されている。前述の如く、信号
ＰＬ，ＰＵの高、低レベルの幅は、振幅信号の平均パル
ス密度と正負の極性によつて変わシ、しかも各相の信号
どうしは１２００位相が異なつているので結局、電機子
巻線５３の任意の二相間、たとえばスイツチング装置４
４，４５間に流れる電流と各装置４４，４５の出力送出
期間との関係は第１７図に示すようになり、電機子巻線
５３には交流電流が流れる。な卦、この図は直列に接続
されたトランジスタどうしが共にオフした状態を無視し
ている。また、ＰＵ＝ＰＬ一高レベルの期間が５０μｓ
入るようにした理由は直流電源５０の両端が短絡される
のを防止するためである。そして、このときの各スイツ
チング装置に流れる電流の形態は第１８図に示すように
なる。かくして、誘導電動機５２の電機子巻線５３には
設定周波数ｆでかつｆに比例した振幅の等価的交流電圧
が印加されるので上記同期速度ｆに対応した回転数で回
転する。

このように、誘導電動機本体５２の同期速度ｆに比例し
た平均パルス密度のパルス列Ｓを入力信号処理回路４お
よびＢＲＭ３を使つて作り出し、このパルス列Ｓを三相
信号形成回路９に導人して上記パルス密度に反比例した
周期でそれぞれ１２０ずつ位相の異なる３つの２進三角
波信号ｊφ１１，Ｉφ２１，Ｉφ３１を形成し、これら
信号φ１，φ２，φ３と、前記パルス列Ｓの平均パルス
密度を所望に補償したパルス列とをＢＲＭｌ６，ｌ７，
ｌ８に導入してパルス密度が前記同期速度ｆ卦よび印加
電圧Ｖ，の振幅を表わす３つのデジタル信号に変換し、
これらを所定期間毎にコンパレータ３２，３３，３４に
導入してパルス幅変調し、このコンパレータ３２，３３
，３４の出力で誘導電動機本体５２の電機子巻線５３の
入力端と直流電源との間に介在したスイツチング装置４
４，４５，４６をオン，オフ制御して電機子巻線５３に
等価的三相交流電圧を印加するようにしている。

したがつて、パルス列Ｓの平均パルス密度を変えるだけ
で、誘導電動機本体５２の回転数を広範囲に可変でき、
使い易いことは勿論のこと、全てデジタル信号によつて
制御できるので、特性の変化がなく調整も容易であるな
どの利点がある。

また、スイツチング装置４４，４５，４６で印加電圧の
振幅と周波数とを一度に制御するようにしているので、
インバータによる周波数制御などに較べて構成が簡単化
できる利点もある。また、トルクも常に一定に保つこと
ができるので、２次抵抗制御法に較べて速度変動率、効
率などの点で勝れたものが得られる。な卦、本発明は上
述した実施例に限定されるものではなく、種々変形して
もよい。

たとえば、前記実施例では三相信号形成回路９で電機子
巻線５３に印加する電圧を三角波状に近似させた信号を
送出するようにしているが、第１９図に示すようにアツ
プダウンカウンタ１０，１１，１２の各ビツト出力でリ
ードオンリーメモリ６１，６２，６３に予め記憶されて
いるＳｉｎＴａｂｌｅを２進値として読み出すように三
相信号形成回路９を構成してもよい。このようにすると
印加電圧波形をサインカーブに一層近づけることができ
るので誘導電動機本体５２を滑かに回転させることがで
きる。また、上述した実施例では印加電圧波形を三角波
状あるいはＳｉｎ波に近似させているが、必ずしもこれ
に限らず方形波にしてもよい。

印加電圧を方形波状にして制御する場合には第２０図に
示すように構成すればよい。この図は第１図と同１部分
に同一符号が付してある。したがつて、重複する部分の
説明は省略する。図中７１は６進のカウンタであり、こ
のカウンタ７１は、入力信号処理回路４から信号Ｆ，（
正回転を表わす。）が導入されている間はＢＲＭ３の出
力パルスＳが入力する毎に０，１，２，３，４，５，０
・・・の順に歩進し、人力信号処理回路４から信号ＦＮ
（逆回転を表わす）が導入されている間はＢＲＭ３の出
力パルスＳが入力する毎に０，５，４，３，２，１，０
，５・・・の順に歩進する。そして、カウンタ７１の各
ビツト出力は三相信号形成回路７２に導入され、この三
相信号形成回路７２はカウンタ７１から信号が入力され
る毎に第２１図に示すようにＨｉｇｈレベル訃よびＬＯ
ｗレベルに変化する３つの信号／１少ノ２「ダ３を送
出する。この３つの信号φ１，φ２，φ３はそれぞれ１
２００ずつ位相が異なつている。そして、上記信号φ１
，φ２，φ３はアンドゲート回路７３，７４，７５の一
方の入力端に導入されている。アンドゲート回路７３，
７４，７５の他方の入力端にはコンパレータ７６の出力
信号が共通に導入されている。コンパレータ７６のＡ入
力端には振幅補償回路１９ａからの２進信号が導入され
、Ｂ入力端にはクロツクパルスＣＰ，を入力とする基準
信号発生器３５からの２進信号が導入される。振幅補償
回路１９ａは入力信号処理回路４の出力信号ＡＢＳｆを
入力としてリードオンリーメモリに予め記憶されている
振幅補償信号（２進値）を読み出し、これをコンパレー
タ７６のＡ入力端に導入する。一方、基準信号発生器３
５はカウント終了までの周期が１ｍｓないし２ｍｓの２
進カウンタであり１このカウンタの各ビツト出力がコン
パレータ７６のＢ入力端に導入される。な｝、この場合
も、Ｂ入力のビット数はＡ入力のビツト数よＶ）１つ少
なくしてある。一しかして、前記アンドゲート回路７３
，７４，７５の出力信号はすき間回路４１，４２，４３
を介してスイツチング電力増幅器４４，４５，４６に与
えられる。そして、スイツチング装置４４，４５，４６
を通して誘導電動機本体５２の電機子巻線に三相電圧が
印加される。このような構成であると、電機子巻線に印
加される電圧が方形波状になるので、滑らかな回転は期
待できないが、その他の面においては前記実施例と同様
な効果が期待でき、しかも全体を十分に単純化できる利
点がある。

また、上述した各実施例は、誘導電動機本体として三相
のものを使用しているが、本発明は単相のものにも適用
できることは勿論である。

以上詳述したように本発明によれば、大幅な速度制御が
容易に行なえ、しかも速度変動率、効率などの面に卦い
て勝れ、長期に亘つて制御性が低下する虞れのない誘導
電動機装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のプロツク的構成図、第２図
から第１８図の各プロツクのよジ具体的構成図およびそ
れらの動作を説明するための図、第１９図は本発明の別
の実施例に卦ける要部構成図、第２０図は本発明のさら
に別の実施例のプロツク的構成図、第２１図は同実施例
の動作を説明するための図である。１・・・クロツクパルス発生器、４・・・入力信号処理
回路、３，１６，１７，１８・・・２進信号乗算器、９
，７２・・・三相信号形成回路、１９・・・振幅補償回
路、２７，２８，２９・・・サンプリング回路、３２，
３３，３４，７６・・・コンパレータ、４１，４２，４
３・・・すき間回路、４４，４５，４６・・・スイツチ
ング装置、５０・・・直流電源、５２・・・誘導電動機
本体。

Claims

【特許請求の範囲】

１直流電源電圧をスイッチング装置でスイッチングし
て誘導電動機を駆動する誘導電動機装置において、指令
信号に応じて同期速度で移動磁界を生じる位相信号をデ
ジタル的に発生する位相信号発生手段と、上記指令信号
に応じて上記同期速度の税対値と電動機内部での損失等
を補償する値との和で表わされる振幅信号をデジタル的
に発生する振幅信号発生手段と、上記振幅信号と前記位
相信号との積をデジタル的に演算する演算手段と、この
演算手段で得られた信号をパルス幅変調するパルス幅変
調信号発生手段と、上記パルス幅変調信号を前記スイッ
チング装置の制御信号として入力して前記誘導電動機を
駆動する手段とを具備してなることを特徴とする誘導電
動機装置。