JPS5926198B2 - 制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般的にインバーター同期機駆動装置、更に
具体的に云えば、同期機の無効電力を少なくして、同期
機の効率を最大にして、インバーター同期機駆動装置を
運転する改良された制御装置に関する（こＸで、本明細
書で用いる［リンク」とは、位相制御整流器のような直
流源の直流出力をインバータの入力に接続するための線
路を有する電力回路を意味し、また「リンク電流」とは
、該電力回路を介して直流源から供給されてインバータ
へ流入する電流を表わす。

インバーター同期機駆動装置は、広い範囲にわたる機械
の速度制御が希望される硝子の製造、繊維の加工等の様
な工業用に普通に用いられている。

典型的には、この様なインバーター同期機駆動装置は、
多相同期機を、直流源、普通は位相制御整流器から、イ
ンバータを介して励磁することによつて構成される。イ
ンバータはサイリスタの様な被制御スイツチング装置の
複数個の対で構成するのが好ましい。サイリスタの対の
数が同期機の相数に対応し、各対のサイリスタは直列で
同じ向きに接続され、直列に接続された各対のサイリス
タが直流源の両端に結合されている。所定の順序で各対
のサイリスタが導電させられる時、インバータから同期
機に交流が供給される。インバータのサイリスタの点弧
周波数を調整することにより、インバータの出力周波数
、従つて同期機の速度をそれに応じて制御することが出
来る。位相制御整流器から供給されるリンク電流の振幅
を変えると、インバータの出力電流の振幅が変わる。従
来、インバータのサイリスタの導電を調整する為に用い
られていた制御装置は、ターンオフ角δを＝定に保つ様
に設計された専用・・−トウエアで構成されていた。

ターンオフ角は、その時導電しているインバータの出の
サイリスタ（出のサイリスタとは、インバータを構成す
る複数個のサイリスタの内、転流して非導電にしようと
するサイリスタを表わす）の両端に逆バイアス電圧が印
加されて、それを非導電にする様な角度期間である。イ
ンバータのターンオフ角を一定にすることは、−定速度
駆動装置の場合の様に、インバータの周波数が一定の場
合は何等困難を伴わない。これは、インバータの進み角
β、即ち、インバータの入のサイリスタ（入のサイリス
タとは、インバータのサイリスタの内、非導電にしよう
とする出のサイリスタに代つて次に導電させるべきサイ
リスタを表わす）の導電開始と同期機の相電圧のゼロ交
差との間の位相遅延は、同期機の無効電力を最小限に抑
える様に設定することが出来るからである。然し、可変
速度のインバーター同期機駆動装置の場合の様に、イン
バータの周波数を変える時、機械の最高周波数で無効電
流を最低にするように、インバータのターンオフ角を一
定にすると、速度の低い時、一定のターンオフ角に対応
するインバータの一定のターンオ７時間が必要以上に大
きくなり、同期機が不必要に低い力率で運転され、こう
して同期機の無効電力が増加するという問題を招く、更
に、従来のインバーター同期機駆動装置の制御装置は、
インバータのリンク電流、即ちインバータが直流源から
取出す電流を、インバータのリンク電流と空隙磁束との
間の一定の関係に従つて調整することにより、同期機の
効率を最大にする様に動作するのが普通である。この様
な従来の制御装置の動作原理は、機械の負荷トルクが機
械の周波数と予定の関係を以て変化し、機械のパラメー
タが＝定にと〜まり、機械の電圧、機械の電流及び機械
の磁束の各波形の形状係数が―定にとどまるという仮定
が基本になつている。都合の悪いことに、普通の状況で
は、典型的なインバーター同期機駆動装置の運転中、こ
の様な理想的な状態が存在することはめつたになく、従
つて、この様な従来の制御装置を使つては、機械の効率
を最大にすることが出来ないのが普通である。この様な
従来の制御装置と対照的に、この発明のインバーター同
期機駆動装置に対する制御装置は、同期機の周波数に関
係なく、インバータのサイリスタのターンオフ時間を最
適にし、こうしてインバーター同期機駆動装置の無効電
力を最小限に抑える。

更に、この発明の制御装置は同期機の実時間の効率に従
つて、インバータのリンク電流及び同期機の界磁電流を
調整し、同期機の速度及びトルクに無関係に、インバー
ター同期機駆動装置を最高効率で運転することを保証す
る。この発明の目的は、同期機の無効電力を最小限に抑
える為に、インバータのスイツチング装置のターンオフ
時間を有利に最適にする、マイクロコンピユータをベー
スとしたインバーター同期機駆動装置の制御装置を提供
することである。

この発明の別の目的は、インバータのリンク電流及び同
期機の界磁電流を有利に最適化して、同期機の速度及び
トルクに無関係に、同期機の効率を最大にする、マイク
ロコンピユータをベースとしたインバーター同期機駆動
装置の制御装置を提供することである。

簡単に云うと、この発明の好ましい実施例では、負荷転
流形インバーター同期機駆動装置を、同期機の無効電力
を小さくして最適の効率で運転する改良された制御装置
が、第１，第２及び第３の回路を有する。

第１の回路は、同期機及び同期機の界磁電圧源に結合さ
れていて、同期機の最適の空隙磁束、即ち、同期機の効
率を最大にするのに必要な磁束の大きさを決定し、同期
機の最適の空隙磁束と同期機の実際の空隙磁束との間の
大きさの差に応答して、同期機の界磁電圧を変えること
により、同期機の界磁電流を調節する。第２の回路は、
同期機及びインバータの直流源に結合されていて、イン
バータの最適のリンク電流、即ち、同期機の効率を最大
にするのに必要なリンク電流の大きさを決定し、インバ
ータの最適なリンク電流及び実際のリンク電流の間の大
きさの差に応答して、インバータのリンク電圧（こｋで
「リンク電圧」とは、直流源からリンクを介してインバ
ータの入力に供給される電圧を表わす）を変えることに
より、リンク電流の振幅を調節する。この様に同期機の
界磁電流及びインバータのリンク電流を調節することに
より、トルク及び速度条件に関係なく、同期機の効率が
最大にされる。第３の回路は、インバータ及び同期機に
結合されていて、インバータの最適のターンオフ時間、
即ち、ターンオフ角を最小にするターンオフ時間を決定
し、インバータの最適なターンオフ時間及び実際のター
ンオフ時間の間の大きさの差に反応して、インバータの
周波数を調節する。この様に同期機の周波数を調整する
と、同期機の無効電力が最小になり、それによつて同期
機の効率も改善される。第１，第２及び第３の回路はい
ずれも処理装置及び制御ループで構成することが好まし
い。

各々の回路の処理装置は個別のマイクロコンピユータで
形成してもよいし、或いは好ましい実施例の様に、１対
のマイクロコンピユータを３つの回路の各々に対する処
理装置として作用させることが出来る。マイクロコンピ
ユータを使うと、ハードウエアがかなり簡単になり、種
々の診断ルーチンを含めて、手入れをし易くすることが
出来る。この発明の新規と考えられる特徴は、特許請求
の範囲に具体的に記載してあるが、この発明自体の構成
並びに作用、及びその他の目的並びに利点は、以下図面
について説明する所から、最もよく理解されよう。第１
図は負荷転流形インバーター同期機駆動装置１０を示す
。

この駆動装置１０は、同期機１２を含み、これがインバ
ータ１４から、可変周波数可変振幅の交流電流を供給さ
れる。インバータ１４は直流電圧源１６によつて付勢さ
れる。直流電圧源１６は、ろ波インダクタンス１７と直
列に結合された位相制御整流器で構成することが好まし
い。図示の実施例では、同期機１２が３相機で、各相１
８ａ，１８ｂ，１８ｃが各相インダクタンス２０と電圧
源２２とによつて表わされている。電圧源２２の出力電
圧は、同期機の各相起電力に従つて変化する。同期機１
２の界磁２４には、交流で付勢される界磁励磁回路２６
から、可変振幅の直流電圧が供給される。界磁励磁回路
２６から供給される界磁電圧Ｖｆは、制御装置（図に示
してない）から界磁励磁回路に供給される界磁電圧制御
信号Ｖｆ゛に従つて振幅が変化する。種々の界磁励磁回
路が存在しており、適当な界磁励磁回路の選択は、所望
の設計特性に関する。従つて、界磁励磁回路２６の細部
は図に示してない。同期機界磁励磁回路について更に詳
しいことは、１９７５年にジヨン・ワイリ一・アンド・
サンズ社から出版されたデイーワン及びストローペンの
著書「パ？−・セミコンダクタ・サーキツツ］を参照さ
れたい同期機１２が３相機として構成される場合、イン
バータ１４は３対の主サイリスタ２８ａと２８ｂ，２８
ｃと２８ｄ，２８ｅと２８ｆで構成された３相ブリツジ
形インバータで構成するのが典型的である。

各対のサイリスタが直列で同じ向きに結合され、直列接
続された各対のサイリスタが、位相制御整流器１６及び
インダクタンス１７の直列の組合せの両端に接続されて
いる。インバータの直列に結合された各対の主サイリス
タの中間接続点が、同期機の各々の相１８ａ，１８ｂ，
１８ｃに夫々結合されている。インバータ１４は、位相
制御整流器１６及びインダクタンス１７の直列の組合せ
の両端に直列に結合された１対の補助サイリスタ２８ｇ
，２８ｈをも含む。整流器又はサイリスタ２８ｇ，２８
ｈの間の接続点が転流コンデンサ３０を介して同期機１
２の中性点に結合されている。インバータの主サイリス
タ２８ａ乃至２８ｆ及びインバータの補助サイリスタ２
８ｇ，２８ｈは、インバータ点弧回路３０から各々のサ
イリスタのゲートに供給される点弧信号に応答して、予
定の順序で導電させられる。

点弧回路３０が外部制御装置（図に示してない）から供
給される周波数制―；′：′！．７Ｉ：：＝：Ｔ：；―
二存在し、周知である。

従つて、インバータ点弧回路３０の細部は示してない。
サイリスタ点弧回路について更に詳しいことは、１９７
２年にニユーヨーク州のゼネラル●エレクトリツク●カ
ンバニのセミコンダクタ・プロダクツ・デイパートメン
トから発行されたゼ不ラル・エレクトリツク社の「シリ
コン・コントロールド・レクティフアィャ一・ハンドブ
ツク」（第５版）を参照されたい。位相制御整流器１６
の構成は、利用し得る交流電源の性格によつて決定され
る。現在好ましいと考えられる実施例では、商用３相交
流源を想定し、位相制御整流器は３相整流器ブリツジで
形成され、３対のサイリスタ３２ａと３２ｂ，３２ｃと
３２ｄ，３２ｅと３２ｆで構成されている。各対のサイ
リスタは直列で同じ向きに結合され、直列に結合された
各対のサイリスタがインダクタンス１７と直列に、イン
バータの対のサイリスタ２８ａと２８ｂ，２８ｃと２８
ｄ，２８ｅと２８ｆ，２８ｇと２８ｈの両端に接続され
ている。位相制御整流器の対のサイリスタは、いずれも
インバータの対のサイリスタと逆の極性に接続されてい
る。サイリスタ３２ａと３２ｂ，３２ｃと３２ｄ，３２
ｅと３２ｆの間の接続点が、夫々３相交流源（図に示し
てない）の各々の相に夫々結合されている。位相制御整
流器のサイリスタ３２ａ乃至３２ｆは、サイリスタ点弧
回路３４から各サイリスタのゲートに供給される点弧信
号に応答して、予定の順序で導電させられる。

サイリスタ点弧回路３４が、外部制御回路（図に示して
ない）から供給さたる電圧制御信号Ｖｄ″に応答する。
種々のサイリスタ点弧回路が存在しており、周知である
。従つて、整流器点弧回路３４の細部は示してない。こ
の様なサイリスタ点弧回路について更に詳しいことは、
前掲ゼネラル・エレクトリツク社の「シリコン・コント
ロールド・レクテイフアイヤ・ハンドブツク」を参照さ
れたい。インバータ駆動装置１０の動作は、第２ａ図乃
至第２ｆ図を参照すると一番判り易い。

位相制御整流器のサイリスタ３２ａ，３２ｃ，３２ｅが
逐次的に導電させられ、位相制御整流器のサイリスタ３
２ｆ，３２ｂ，３２ｄが逐次的に導電させられる。位相
制御整流器の各サイリスタは１／３ｆの持続時間の間、
導電状態にと〜まる。こＸでｆは位相制御整流器１６に
供給される交流の周波数である。各々のサイリスタ３２
ｆ，３２ｂ，３２ｄは、夫々各々のサイリスタ３２ａ，
３２ｃ，３２ｅが流電してから長さｌ／６ｆの期間の後
に導電させられる。各々のサイリスタ３２ａ乃至３２ｆ
は、サイリスタの導電開始の後、３相交流電圧の適当な
１つがその時導電しているサイリスタを逆バイアスする
時、転流される、即ち、非導電にされる。サイリスタ３
２ａ，３２ｃ，３２ｅ及び３２ｂ，３２ｄ，３２ｆの導
電状態が、夫々第２ａ図ｔ第２ｂ図，第２ｃ図，第２ｄ
図，第２ｅ図，第２ｆ図にグラフで示されている。第３
図は、位相制御整流器の出力電圧Ｖｄを３相入力電圧波
形に重畳した時間の関数として示してあるが、位相制御
整流器の点弧角α，、即ち、相次ぐ１対の交流入力電圧
のゼロ交差とその後のサイリスタの導電開始との間の位
相遅延が、９００未満である場合、第１図のインバータ
１４の入力に直流電圧が現われる。

位相制御整流器のサイリスタの点弧角α，を第１図の整
流器点弧回路３４に供給される電圧制御信号Ｖｄ′に従
つて変えることにより、インバータ１４に供給される直
流電圧の振幅をそれに応じて調整することが出来る。第
１図のインバータ１４の動作は、第２ａ図乃至第２ｆ図
及び第４ａ図及び第４ｂ図を参照すれば、一番判り易い
。説明の便宜上、インバータ１４に供給されるリンク電
流又は入力電流１ｄは実質的にリツプルがないと仮定す
る。第１図のインダクタンス１７が十分な大きさを持ち
、位相制御整流器の出力電流を沢波する様に選ばれてい
れば、この仮定は不当ではない。同期機１２に互いに適
正な３相関係を以て交流を供給する為、周波数制御信号
ω８に応答するインバータ点弧回路３０により、インバ
ータの主サイリスタ２８ａ，２８ｃ，２８ｅ及びインバ
ータの主サイリスタ２８ｆ，２８ｂ．２８ｄを逐次的に
導電させる。インバータの主サイリスタ２８ａ，２８ｃ
，２８ｅ，及び２８ｆ，２８ｂ，２８ｄはいずれも長さ
２π／３Ωの期間の間導電させられる。こ〜でΩは同期
機１２の回転角周波数である。サイリスタ２８ｆ，２８
ｂ，２８ｄはいずれも、夫々１つの主サイリスタ２８ａ
，２８ｃ，２８ｅの導電開始から長さπ／３Ωの期間の
後に導電させられる。第２ａ図乃至第２ｆ図のグラフは
、サイリスタ２８ａ，２８ｃ，２８ｅ，２８ｆ，２８ｂ
，２８ｄの導電を示している。最初、第１図のインバー
タの各々の主サイリスタ２８ａ，２８ｃ，２８ｅは、主
サイリスタが導電を開始してから適当な期間の後、サイ
リスタ２８ｇを導電させることにより転流コンデンサ３
０及び同期機の１相１８ａ，１８ｂ，１８ｅをその時導
電しているインバータの主サイリスタの両端に結合した
時に転流させられる。

同様に、インバータの主サイリスタ２８ｆ，２８ｂ，２
８ｄは、サイリスタ２８ｈが導電した時に夫々転流され
る。サイリスタ２８ｇ自体は、次に続くサイリスタ２８
ａ，２８ｃ，２８ｅが導電した後に転流し、同様に、サ
イリスタ２８ｈは次に続く１つのサイリスタ２８ｆ，２
８ｂ，２８ｄが導電した後に転流される。上に述べたイ
ンバータのサイリスタの導電順序が絶えず繰返され、同
期機１２を励磁して回転を開始させる。

―旦同期機が予定の速度を越えると、インバータのサイ
リスタ２８ａ乃至２８ｆはいずれも同期機の起電力によ
つて転流され、インバータのサイリスタ２８ｇ，２８ｈ
は、転流された後、もはや導電されない。第４ａ図には
、インバータの入力電圧Ｖｄの波形に重畳したインバー
タの出力電圧の波形が示されている。

インバータの点弧角αｉ１即ち同期機の各相電圧のゼロ
交差とその後のインバータのサイリスタの導電の開始と
の間の位相遅延を制御することにより、重なり角μ、即
ち、インバータの入のサイリスタ並びに出の（すなわち
、その時導電している）サイリスタの両方が導電してい
る期間の位相角（第４ｂ図に更に明瞭に示す）を変え、
こうして同期機の電圧と電流の間の位相角を減少し、従
つて同期機の無効電力を減少することが出来る。同期機
の電流と電圧の間の位相遅延が小さく、同期機の無効電
力が無視し得る様に、αｉ−１８０期で、δ０（入のサ
イリスタが逆バイアスされる角度期間）が００になる様
にして、インバータを運転することが望ましい。然し、
実際には、第１図のインバータ１４の様な負荷転流形電
流給電式インバータをαｉ＝１８０負で運転することは
不可能である。その理由は、インバータの各々のサイリ
スタは、転流する時、瞬時的に非導電になつて順方向電
圧を阻止するのではなく、各々のサイリスタは、転流し
た時、第４ｂ図に示す様に、比較的短い期間にわたつて
、徐々にインバータのリンク電流を通さなくなるからで
ある。インバータのその時導電しているサイリスタの転
流の開始と、その後の電圧のゼロ交差との間の位相角、
即ち進み角βが、入の主サイリスタが電流の導通を開始
するまで、インバータのその時転流されるサイリスタが
依然として順方向電圧を阻止しなければならないような
限られた期間であるとすると、転流作用を受けているイ
ンバータのサイリスタが再び導電状態にトリガされ、こ
の結果インバータの転流失敗を招く。進み角βはインバ
ータの点弧角αｉに対して次の式で表わされる関係にあ
る。β＝１８００−αｉ （１）従来、駆
動装置１０の様な、現在の負荷転流形インバーター同期
機駆動装置は、ターンオフ角δが同期機の周波数に関係
なく一定になる様に設計されていた。

サイリスタの転流を完了するのに必要なターンオフ角が
同期機の周波数と共に直接的に変化するから、同期機の
周波数が最高の時にも、インバータの転流失敗が避けら
れる様に、δは十分な大きさに選ばなければならなかつ
た。同期機の最高周波数でインバータの転流失敗を避け
る様にδを一定とすると、同期機の周波数が最高周波数
より低い時、同期機は必要以上に低い力率で運転される
。然し、δが常にとり得る最小値になる様に、サイリス
タの進み角βを同期機の周波数に従つて変える場合、同
期機の無効電力が小さくなり、同期機の効率が高くなり
、こうしてエネルギを節約する。馬力の大きい負荷転流
形インバーター同期機駆動装置では、同期機の効率が僅
か増加しただけでも、相当のエネルギ節約になる。この
発明の方法に従つて角度βを最小にするやり方は、第４
ａ図，第４ｂ図，第４ｃ図を参照すれば判り易い。第４
ａ図及び第４ｂ図で、進み角βは次の様に書くことが出
来ることが判る。β−μ＋δ （
２）こＸでμは転流重なり角、δはターンオフ角である
。

角δは、出のサイリスタが逆バイアスされる期間である
時間Ｔ。ｆｆと、同期機の周波数に対して、次の式の関
係にある。δ−ΩＴＯｆｆ（３） 第４ｃ図には、ＴＯｆｆが、出のサイリスタの両端の尖
頭逆バイアス電圧Ｖｒに対して反比例関係にあることが
示されている。

時間Ｔ。ｆｆは、装置の物理的な特性に従つて変化する
最低許容サイリスタ・ターンオフ時間というパラメータ
Ｔｑにも直接的な関係を持つ。典型的には、負荷転流形
インバータ１駆動装置に使われるサイリスタでは、Ｔｑ
は約３０マイクロ秒である。ＴＯｆｆがＴｑに比例関係
を持ち、Ｖ，に対して反比例関係を持つから、ＴＯｆｆ
は次の式で表わすことが出来る。ＴＯｆｆ＝ＫｌＴ，＋
Ｋ２／ｒ （４）こＸ′（：Ｋ１及びＫ２は定数であ
る。

一旦Ｖｒの大きさが決定されると、式（４）からＴ。ｆ
ｆを計算することが出来る。サイリスタの逆バイアス電
圧がゼロまで減少する期間が測定されＸば、ＴＯｆｆの
実際の大きさを定めることが出来る。ＴＯｆｆの計算値
及び実際の値の間の差に従つてインバータのサイリスタ
の導電を調整することにより、サイリスタ・ターンオフ
角δを最小にすることが出来、こうして同期機の無効電
流を減らすことが出来る。サイリスタのターンオフ角を
最小にする為にインバータのサイリスタの導電周波数を
調整すると共に、同期機の効率を最大にする為にインバ
ータの入力電流及び同期機の界磁電流を調整し、こうし
て同期工不ルギの消費量を少なくする制御装置１００が
、第５ａ図及び第５ｂ図にプロツク図で示されている。
制御装置１００が、同期機の界磁電圧Ｖｆを調整する第
１の制御ループ１０５を含む。制御ルーブ１０５が第１
の加算増幅器１０６を含む。この増幅器の非反転入力に
は処理回路１０８（後で詳しく説明する）から、同期機
の空隙磁束の最適値、即ち、同期機の定常状態で同期機
の効率を最大にするのに必要な磁束の値に従つて変化す
る信号１が供給される。加算増幅器１０６の反転入力に
は、処理回路１０８から、同期機の実際の空隙ｖに従つ
て変化する信号ψが供給される。加算増幅器は、その反
転及び非反転入力に供給された信号の間の大きさの差に
従つて変化する磁束誤差信号を高利得増幅器１１６に供
給する。この増幅器が磁束誤差信号に倍率をかけて界磁
電流の所望の大きさを表わす界磁電流指令信号冫を発生
し、これが第２の加算増幅器１１８の非反転入力に供給
される。加算増幅器１１８の反転入力には、界磁励磁回
路２６及び同期機１２と直列に結合された電流感知装置
１２２から、同期機の実際の界磁電流１ｆに従つて変化
する信号Ｉｆが供給される。加算増幅器１１８は、その
反転及び非反転入力に供給された信号の間の大きさの差
に従つて、界磁電流誤差信号を増幅器１２４に供給し、
この増幅器が供給された界磁電流誤差信号に倍率を掛け
て、界磁電圧指令信号Ｖｊを発生する。第３の加算増幅
器１２６の非反転入力には、増幅器１２４によつて発生
された界磁電圧指令信号が供給され、反転入力には、処
理回路１０８から、同期機の実際の界磁電圧Ｖｆに従つ
て変化する信号Ｖｆが供給される。

加算増幅器１２６は、その反転及び非反転入力に供給さ
れた信号の間の大きさの差に従つて、電圧制御信号Ｖｆ
″を界磁励磁回路２６に供給する。この回路２６が、そ
れに応じて、同期機に供給される界磁の励磁を調節する
。第２の制御ルーブ１３０が、位相制御整流器１６の出
力電圧の振幅を変えることにより、同期機の固定子電流
を調整する。制御ループ１３０が第１の加算増幅器１３
２を有する。この増幅器の非反転入力には処理回路１０
８から、インバータの最適のリンク電流、即ち、同期機
を最大効率で運転する為にインバータに必要なリンク電
流の大きさに従つて変化する信号１言が供給される。加
算増幅器１３２の反転入力には、インダクタンス１７及
びインバータ１６と直列に結合された電流感知装置１３
６から、インバータの実際のリンク電流１ｄに従つて変
化する信号１ｄが供給される。加算増幅器１３２は、そ
の反転及び非反転入力に供給された信号の間の大きさの
差に従つて、インバータ・リンク電流誤差信号を発生し
、これが増幅器１３８Ｋよつて増幅され、第２の加算増
幅器１４２の非反転入力に供給されるインバータ・リン
ク電圧指令信号ｊとなる。加算増幅器１４２の反転入力
には、処理回路１０８から、インバータの実際のリンク
電圧Ｖｄに従つて変化する信号Ｖｄが供給される。加算
増幅器１４２は、その反転及び非反転入力に供給された
信号の間の大きさの差に従つて、インバータ・リンク電
圧制御信号Ｖｄ″を第１図の位相制御整流器１６に供給
する。位相制御整流器が信号ｄｌに応答し、それに従つ
てインバータのリンク電圧の振幅を調整する。第３の制
御ループ１５０が、同期機の無効電流が最小になる様に
適当な進み角を設定する為にインバータの周波数を調整
する。制御ループ１５０が信号源１５１を持ち、これが
一定振幅の出力信号Ｔ，を発生する。出力信号Ｔ，の大
きさは、インバータの最低サイリスタ●ターンオフ時間
Ｔｑに対応する。信号源１５１によつて発生された出力
信号が第１の加算増幅器１５２の第１の、即ち非反転入
力に供給される。減衰器１５４には処理回路１０８から
、インバータ１４の各々の入の主サイリスタの両端の逆
バイアス電圧，に従つて変化する信号Ｖｒが供給され、
この減衰器がＫ２／Ｖｒに従つて変化する出力信号を発
生する。ここでＫ２は定数である。減衰器１５４によつ
て発生された出力信号が加算増幅器１５２の非反転入力
に供給される。加算増幅器１５２は、第１及び第２の入
力に供給された信号の和に従つて、式Ｔ９＋Ｋ２／Ｖｒ
に大きさが比例し、この為インバ−タのターンオフ時間
Ｔ。ｆｆに従つて変化する出力信号を第２の加算増幅器
１５６の非反転入力に供給する。加算増幅器１５６の反
転入力には、処理回路１０８から、インバータの実際の
サイリスタ・ターンオフ時間Ｔ。ｆｆに従つて変化する
信号ＴＯｆｆが供給される。これは後で判る様に、イン
バータの出力各相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃから決定される
。加算増幅器１５６は、その反転及び非反転入力に供給
された信号の間の大きさの差に従つて、転流時間誤差信
号を増幅器１５８の入力に供給する。増幅器１５８は、
積分及び比例伝達特性を持つ様に構成されている。増幅
器１５８の出力信号は、それに供給された入力信号の積
分に従つて変化するが、それが電圧制御発振器１６０に
供給され、この発振器がインバータ１４に供給されるイ
ンバータ周波数制御信号ω８を発生する。インバータの
過渡的なリンク電流が発生した場合、インバータの転流
失敗が起る惧れを少なくする為、電圧制御発振器１６０
に勾配検出器１６２の出力信号を供給する。

勾配検出器１６２には電流感知装置１３６から、インバ
ータの実際のリンク電流１ｄに大きさが比例する信号１
ｄが供給され、インバータのリンク電流の大きさが増加
しているか減少しているかに応じて、勾配検出器１６２
が電圧制御発振器１６０に、インバータ１４に供給され
る周波数制御信号ω６を変えさせ、こうしてインバータ
の出力電圧のゼロ交差とインバータのサイリスタの導電
開始との間に生ずる位相差が、それに応じて増加又は減
少する様にする。制御ループ１０５に信号ｖ＋，ψ及び
Ｖｆを供給し、制御ループ１３０に信号１ｊ及びＶｄを
供給し、制御ループ１５０に信号Ｖｒ及びＴ。

ｆｆを供給する処理回路１０８は、信号処理回路１６５
と最適化回路１１０とで構成される。信号処理回路１６
５は、インテル・コーポレーシヨンによって製造される
８０８６型マイクロコンピユータの様なマイクロコンピ
ユータで構成することが好ましい。マイクロコンピユー
タで構成された信号処理回路１６５には導体１７２ａ及
び１１２ｂを介してインバータのリンク電圧Ｖｄが供給
されると共に、導体１７２ｃ及び１７２ｄを介して同期
機の界磁電圧Ｖｆが供給される。信号処理回路１６５は
、電圧Ｖｄ及びＶｆから、いずれも電圧Ｖｄ及びＶｆの
内の夫々１つに従つて振幅が変化する１対の出力信号Ｖ
ｄ及びＶｆを発生する。信号処理回路１６５には、同期
機１２２から導体１７３ａ，１ｒ３ｂ，１１３Ｃを介し
て夫々端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが供給され、信号処理
回路１６５は、電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃから、次の様にし
て、インバータの各々の入の主サイリスタの両端の逆バ
イアス電圧Ｖｒ及びサイリスタのターンオフ時間Ｔ。ｆ
ｆを決定する。第４ａ図を参照すれば、Ｖｒが、インパ
ータの入のサイリスタが導電する瞬間に於ける各対の相
次いで増加する同期機の端子電圧（例えばＶａとＶｂ）
の間の大きさの差に等しいことが判る。この為、Ｖｒの
大きさは、同期機の端子電圧を反復的にサンプリングし
、相次いで増加する端子電圧の間の差が最も負になる時
を検出することによつて決定することが出来る。一旦Ｖ
ｒが決定されＳば、それに応じて信号Ｖｒを発生するこ
とが出来る。相次いで増加する同期機の端子電圧の間の
電圧の差が負にとＫｆる期間が測定されれば、ＴＯｆｆ
を決定することが出来、それに応じて信号Ｔ。ｆｆを発
生することが出来る。第５図の信号処理回路１６５が同
期機の空隙磁束Ｆを計算する為には、同期機の周波数Ω
並びに同期機の各相固定子電流１ａ，Ｉｂ，Ｉｃの内の
１つを決定しなければならない。

再び第４ａ図を参照すれば、同期機の端子電圧Ｖ８，Ｖ
ｂ，ＶＣの内の１つの相次ぐ極性交代の間の期間が、同
期機の角周波数に反比例することが判る。この為、同期
機の端子電圧を反復的にサンプリングすることにより、
信号処理回路１６５は同期機の周波数を決定することが
出来る。同期機の各々の瞬時的な固定子電流は、夫々別
々の１つの電流感知装置１７４ａ，１７４ｂ，１１４ｃ
によつて発生される別々の１つの出力信号１ａ誉１ｂ？
１ｃに従つて振幅が変化する。各々の感知装置が同期機
１２の３相の内の１相及びインバータ１４と直列に結合
されている。同期機の１つの相電流、例えば１ａ及び同
期機の周波数Ωから、信号処理回路１６５が同期機の空
隙磁束を次の式から計算する。Ｗ＝ＦＶａ−１ａＲａ−
ＬａｄＩａ／Ｄｔ（５）こＸ（′Ｒａは同期機の固定子
抵抗、Ｌａは同期機の漏洩インダクタンスである。一旦
ｖが計算されＸば、信号ψをそれに応じて変える様に発
生することが出来る。第５ａ図及び第５ｂ図の信号処理
回路１６５は、最適化回路１ｒ０に供給される別の３つ
の信号ω，ｔ及びＰｉｎをも発生する。

信号ωは同期機の周波数Ωに従つて発生される。同期機
のトルクＴに従つて変化する信号ｔは、同期機のトルク
Ｔが次の式から決定された後に発生される。Ｔ−（４ρ
／３Ω）（ＩｓＦ′８１ｎθ）こＸでρは同期機の極数
、θは同期機の固定子電流と空隙磁束の間の位相角、１
８は１ａの尖頭値である。

同期機の端子電圧及び固定子電流からＳｉｎθを決定す
るアルゴリズムは種々あり、従つてＳｉｎθを計算する
アルゴリズムは説明しない。信号処理回路１６５によつ
て発生される信号Ｐｉｎは、同期機の入力電力Ｐｉｎに
従つて変化し、一旦Ｐｉｎが決定されＸば、それから発
生される。同期機の入力電力は、同期機の端子電圧ＶＡ
，ＶＢＶｃと同期機の瞬時固定子電流１Ａ，１Ｂ，ＩＣ
とから、次の式に従つて容易に決定することが出来る。
ＰｉＯ−：ｆ（ＶＡＩＡ−ｉ−ＶＢＩＢ＋ＶｃＩｃ）Ｄ
ｔ最適化回路１７０は、信号１Ｗ及び１を発生する、イ
ンテル社の８０８６型マイクロコンピュータの様なマイ
クロコンピユータ１８０と、同期機の過渡状態の期間の
間、マイクロコンピユータ１８０の動作を禁止する感度
ループ１８５とを含む。信号処理回路１６５から信号ω
，ｔ及びＰｉｎを供給され、界磁電流感知装置１２２か
ら信号Ｉｆを供給され、電流感知装置１７４ａから信号
Ｉａを供給されると、マイクロコンピユータ１８０は同
期機の損失を計算し、このパラメータを使つて、同期機
の効率を計算する。同期機の効率を計算する際、マイク
ロコンピユータ１８０が最初に同期機の固定子抵抗、同
期機の界磁抵抗、同期機の風損及び同期機のインダクタ
ンスに帰因する同期機の損失を計算する。同期機の固定
子抵抗損失Ｐｓはマイクロコンピユータ１８０によつて
次の式に従つて計算される。Ｐ８−３１ＺＲａ（８） 同期機の界磁抵抗に帰因する損失Ｐｆは次の式によつて
決定される。

Ｐｆ＝Ｉｆ２Ｒｆ− （９） こ〜でＲｆは同期機の界磁抵抗であり、１ｆは同期機の
界磁電流である。

同期機の誘導損失又は鉄心損失Ｐｅは、次の式から判る
様に、同期機の空隙磁束ｒ及び同期機の周波数Ωに従つ
て変化する。Ｐｅ−ＫｌＦ′２Ω２＋Ｋ２・４Ｆ１゜６
Ω （代）こＸ′Ｃ−ｋ１及びＫ２は夫々定数である。

同期機の風損Ｐｗは次の式から判る様に、同期機の周波
数の自乗に従つて変化する。Ｐｗ＝Ｋ３Ω
（自）こ〜でＫ３は定数である。

同期機の出力動力と同期機の入力電力との比と定義する
同期機の効率ηは、損失Ｐｓ，Ｐｆ，ＰＯ及びＰｗと入
力電力Ｐｉｎとを用いて次の様に表わすことが出来る。

η二１−（（Ｐ８＋Ｐｅ＋ＰＷ＋Ｐｆ）／Ｐｉｎ）
０３）定常状態では、同期機の尖頭各相固定子電流１８
はインバータのリンク電流１ｄに従つて変化する。

こういう状態ではＩｄＣＣＩ８であること、並びに同期
機のトルクＴがＩｆ及びＩｓの積に従つて変化すること
を認識すれば、同期機の効率は、同期機のトルク、同期
機の周波数、インバータのリンク電流及び同期機の空隙
磁束の関数として、次の式の様に表わすことが出来る。
η＝ｆ（Ｗ，Ｔ，Ｉｄ，Ω） ０３）同期機の周波
数及びトルクの実際の値から、式（自）でδη／δＩｄ
及びθη／θＦをゼロに等しいとおくことにより、イン
バータのリンク電流及び同期機の空隙磁束の最適値１ｄ
０，ｔ及びＦ。

，ｔが得られる。第６ｂ図は同期機の単位あたりの周波
数の幾つかの値の各々に対するインバータの最適リンク
電流と同期機の負荷トルクとの関係を示すグラフである
。

第６ａ図は同期機の単位あたりの周波数の幾つかの値の
各々に対する同期機の最適磁束と同期機の負荷トルクと
の関係を示すグラフである。信号１（ｆ及び１を発生す
る１つの方法は、マィクロコンピユータの記憶装置Ｋ２
組のルツクアツプ・テーブルを貯蔵し、第１組はインバ
ータの最適リンク電流及び対応するトルクの値の表を収
め、第２組は同期機の最適の空隙磁束とトルクの値を表
を集め、この２組の中にある各々の表が同期機の特定の
周波数に対応する様にする。一旦同期機の周波数及びト
ルクが決定されたら、夫々第１組及び第２組の表から、
インバータのリンク電流及び同期機の磁束に対する最適
値１ｄ０，ｔ及びＦＯ，ｔを求め、信号１π及び１を夫
々ＩｄＯ，ｔ及びＦ。，ｔに従つて変化する様に発生す
ることが出来る。現在好ましいと考えられる実施例では
、インバータのリンク電流及び同期機の空隙磁束の最適
値を導出するのは、上に述ぺたあまり効率のよくない貯
蔵装置集中方式とは対照的に、同期機の損失及び効率を
実時間で計算するものである。

同期機の損失及び効率を実時間で計算して、同期機の実
際の効率から最適の空隙磁束及びインバータのリンク電
流の最適値を求める為、マイクロコンピユータ１８０が
、第７図に７０−チヤートの形で示した貯蔵されている
プログラムを実行する。最初、信号Ｔ，ω，Ｐｉｎ，ｉ
ｆ及びＩ６を感知する、即ち各々の信号の大きさを定め
る。各々の信号Ｔ，ω，Ｉａ，Ｐｉｎ及びＩｆの大きさ
に従つて、同期機のトルク、同期機の周波数の各期機の
各相固定子電流、同期機の入力電力及び同期機の界磁電
流の値を夫々設定する。これらの各々の機械パラメータ
に対する値が一旦定められたら、式（８）乃至（代）に
従つて機械の損失を計算する。機械の損失を計算したら
、式（自）に従つて同期機の効率を計算する。その後、
θη／θＶ＝Ｏとおいて、最適Ｑ空隙磁束ＶＯ，ｔを結
定する。計算で求めたＦ。

，ｔの値が実際に同期機の効率を最大にするのに必要な
空隙磁束の値であるかどうかを判定する為、Ｖ７Ｏ，ｔ
の賃を量ΔＶＯ，ｔだけ減らす。こＸでΔは典型的には
０．００１又はそれ以下に等しく、この状態で同期機の
損失及び同期機の効率を再び計算する。同期機の効率の
新しく計算した値及び前に計算した値の差Δηを決定し
、比Δη／ΔＦＯ，ｔを計算する。Δη／Δ１０，ｔが
ゼロより大きく、新しく計算したＦ。，ｔの値が空隙磁
束の最適値より小さいことを表わす場合、新しく計算し
たＶ。，ｔの値をΔＶＯ，ｔだけ増加し、次の工程を行
う。（イ）式（８）乃至ａ）に従つて、同期機の損失及
び効率を再び計算する。

（ロ） Δηを計算する。

（ハ） Δη／ΔＶＯ，ｔを計算する。

Δη／ΔＱｒＯ，ｔの値が再びゼロより大きければ、１
Ｆ０，，をΔＶＯ，，だけ増やし、（イ），（ロ）及び
（ハ）の工程を再び実行する。

然し、Δη／ΔＶＯ，ｔがゼロより小さく、ＦＯ，ｔの
計算値が最適の空隙磁束の真実の値より実際に大きいこ
とを表わす場合、，ｔをΔ７１７０，ｔだけ減らし、（
イ），（ロ）及び（ハ）の工程を再び実行する。ＦＯ，
ｔを必要に応じて増加又は減少し、工程（イ）乃至（ハ
）を実行した後、最終的にはΔη／ΔＦＯ，ｔがゼロに
なり、この始のＶ。

，ｔが真実の最適の空隙磁束に等しいことを表わす。機
械の最大効率の点に接近することによつて空隙磁束の最
適値を設定するこの方法は、オンライン感度接近方式と
呼ぶが、第８図を参照すれば更によく理解されよう。図
から判る様に、空隙磁束が真実の最適の空磁束より小さ
い時Δη／ΔＶＯｐｔがゼロより大きい。空隙磁束が真
実の空隙磁束より大きい時、Δη／ΔＦＯｐｔはゼロよ
り小さい。第７図に戻つて、一旦Δη／ΔＶＯｐｔがゼ
ロになると、ＷＯｐｔが定まり、ＩｄＯ，ｔは次の式か
ら計算される。

ＩｄＯ，ｔ−Ｔ／（ＫＦＯ，ｔｃＯｓＯＯ５）こＸでθ
は空隙磁束と固定子電流の間の角度であり、Ｋは定数で
ある。

一旦１ｄ０，ｔが計算され、その値が定まると、信号１
及びＩｆが夫々％，ｔ及びＩｄＯｐｔに従つて発生され
る。第ｒ図にフローチヤートの形で示したプログラムに
ついて云うと、同期機の最適の空隙磁束は、この代りに
、前に述ぺたオンライン感度接近方式に従つて、インバ
ータのリンク電流１ｄ０ｐｔに対する最適値を最初に設
定し、次に式（自）からＲｌｒＯ，ｔを計算することに
よつて決定することが出来る。

或る場合には、同期機の効率の計算値を利用者に表示す
るのが望ましいことがある。これは、第７図にフローチ
ヤートの形で示したプログラムを修正して、Δη／ΔＦ
Ｏ，ｔ＝Ｏになつた後、同期機の効率の表示を命令する
ことによつて、容易に達成し得る。この時、第５図のマ
イクロコンピユータ１８０がそれに結合された表示装置
１８７に表示信号ηを送り、表示装置が同期機の効率を
可視的に表示する。設計上の観点から、第５図の表示装
置１８７はアナログ形又はデイジタル形のいずれの表示
装置で構成してもよい。過渡状態の期間の間、上に述べ
た手法に従つて、インバータのリンク電圧や界磁電圧と
いうパラメータを最適にすることにより、このリンク電
圧及び界磁電圧を制御することは望ましくない。

この理由で、第５図のマイクロコンピユータ１Ｂ０Ｉ１
Ｃ．は、ループ１８５から、オペレータによつて指令さ
れた定常状態の同期機の周波数であるΩ１と同期機の実
際の周波数Ωとの間の差に従つて振幅が． ＋変化す
る信号Ｓｉｎθ が供給される。

マイクロコンピュータ１８０は信号Ｓｉｎ＆＋に応答し
、ＳｉｎＯ＋の大きさが予定の値（即ちＤ７Ω〉０．９
になる時）マイクロコンピータ１８０は信号１及びＩｄ
を発生しなくなる様に、ループ１８５によつて不作動に
される。現在好ましいと考えられる実施例では、感度ル
ープ１８５は加算増幅器１８８を含み、その非反転入力
には、Ω１に従つて振幅が変化する信号ωｊが供給され
る。加算増幅器１８８の反転入力には、信号処理回路１
６５から信号ωが供給され、加算増幅器１８８は、その
反転及び非反転入力に供給された信号の間の差に従つて
、第１の感度ループ増幅器１９０の入力に対し、周波数
誤差信号を発生する。増幅器１９０が加算増幅器１８８
の出力信号に従つて変化するトルク指令信号を第２の感
度ルーブ加算増幅器１９２の非反転入力に供給する。加
算増幅器１９２の反転入力には信号処理回路１６５から
信号ｔが供給され、加算増幅器１９２は、その反転及び
非反転入力に供給された信号の間の大きさの差に従つて
トルク誤差指令信号を発生し、これが第２の感度ルーブ
増幅器１９４の人力に供給される。増幅器１９４は、加
算増幅器１９２によつて発生された出力信号に従つて、
信号ＳｉｎＯ＋をマイクロコンピユータ１８０に供給す
る。この様に構成すると、制御ループ１８５はマイクロ
コンピユータ１８０の動作を調整し、同期機の過渡状態
の期間の間、マイクロコンピユータが信号１及び１１を
発生しない様にする。まとめて云えば、この発明の制御
装置はインバータのターンオフ時間を最適にする様にイ
ンバータのサイリスタの導電周波数を調整し、こうして
同期機の無効電力を少なくすると共に同期機の効率を高
める。

この発明の制御装置では、同期機の実際の効率に従つて
インバータのリンク電流及び同期機の界磁電流が最適に
され、こうして同期機が最高効率で運転される様に保証
し、著しい工不ルギ節約につながるＯ実施例の或る好ま
しい特徴だけを例として説明したが、当業者にはいろい
ろな変更が考えられよう。

従つて、特許請求の範囲の記載は、この発明の範囲内で
可能な全ての変更を包括するものと承知されたい。

【図面の簡単な説明】 第１図は負荷転流形インバーター同期機駆動装置の略図
、第２ａ図乃至第２ｆ図は第１図の装置に用いられるイ
ンバータの夫々のサイリスタの別別の１つ並びに位相制
御整流器の夫々のサイリスタの別々の１つの導電状態を
示す波形図、第３図は位相制御整流器の出力電圧を時間
の関数として示す波形図、第４ａ図はインバータの出力
電圧を時間の関数として示す波形図、第４ｂ図はインバ
ータの転流されるサイリスタ並びにインバータのその後
の入のサイリスタが通す電流を時間の関数として示す波
形図、第４ｃ図はインバータの各々の出のサイリスタの
両端の電圧を時間の関数として示す波形図、第５ａ図及
び第５ｂ図はこの発明の制御装置のプロツク図、第６ａ
図は同期機の周波数の相異なる値に対する同期機の最適
の空隙磁束対同期機の負荷トルクの関係を示すグラフ、
第６ｂ図は同期機の周波数の相異なる値に対するインバ
ータの最適のリンク電流対同期機の負荷トルクの関係を
示すグラフ、第７図は最適の空隙磁束及びインバータの
最適のリンク電流を決定する為に第５図の制御装置の１
つの処理装置Ｋよつて行われるプログラムを示すフロー
チヤート、第８図は同期機の効率と空隙磁束の間の関係
を示すグラフである。 主な符号の説明、１２：同期機、１４：インバータ、１
６：位相制御整流器、１ｒ：インダクタンス、２６：界
磁励磁回路、３０：インバータ点弧回路、３４：サイリ
スタ点弧回路、１００：制御装置、１０５：第１の制御
ルーブ、１０８：処理回路、１３０：第２の制御ルーブ
、１５０：第３の制御ループ、１θ５：信号処理回路、
１１０：最適化回路、１８０：マイクロコンピユータ、
１８５：感度ループ、１８７：表示装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同期機、該同期機に結合されていて該同期機に界磁
   電圧を供給する第１の可変振幅直流電圧源、第２の可変
   振幅直流電圧源、該第２の可変振幅直流電圧源及び前記
   同期機の間に結合されていて、該同期機に可変振幅可変
   周波数の交流を供給するインバータで構成された負荷転
   流形インバーター同期機駆動装置に用いて、前記インバ
   ータの周波数を調整して同期機の無効電力を最小限に抑
   えると共に、前記第１及び第２の可変振幅直流電圧源か
   ら供給される電圧を調整して同期機の効率を最大にする
   制御装置に於て、前記同期機並びに前記第１の可変振幅
   直流電圧源に結合されていて、同期機駆動装置の実際の
   電圧及び電流から同期機の最適空隙磁束を決定し、同期
   機の前記最適空隙磁束及び同期機の実際の空隙磁束の間
   の大きさの差に応答して前記第１の可変振幅直流電圧源
   から供給される電圧を調節する第１の手段と、前記同期
   機及び前記第２の可変振幅直流電圧源に結合されていて
   、同期機駆動装置の電圧及び電流からインバータの最適
   リンク電流を決定し、インバータの前記最適リンク電流
   及びインバータの実際のリンク電流の間の大きさの差に
   応答して前記第２の可変振幅直流電圧源から供給される
   電圧を調節する第２の手段と、前記同期機及び前記イン
   バータに結合されていて、同期機駆動装置の電圧からイ
   ンバータの最適ターンオフ時間を決定し、インバータの
   前記最適ターンオフ時間及びインバータの実際のターン
   オフ時間の間の大きさの差に応答してインバータの周波
   数を調節し、こうして同期機の無効電力を最小限に抑え
   る第３の手段とを有する制御装置。 ２ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
   第１の手段が、前記同期機に結合されていて、同期機駆
   動装置の電流及び電圧から同期機の最適空隙磁束を決定
   して、それに応じて変化する第１の出力信号を発生する
   と共に、同期機駆動装置の電流及び電圧から同期機の実
   際の空隙磁束を決定して、それに応じて変化する第２の
   出力信号を発生する処理手段と、該処理手段及び前記第
   １の可変振幅直流電圧源に結合されていて、前記処理手
   段の前記第１及び第２の出力信号の間の大きさの差に応
   答して前記第１の可変振幅直流電圧源から供給される電
   圧を調節する制御ループ手段とで構成されている制御装
   置。 ３ 特許請求の範囲２に記載した制御装置に於て、前記
   処理手段が、前記同期機に結合されていて同期機の電流
   及び電圧に応答し、同期機の実際の空隙磁束に従つて変
   化する前記第２の信号、及びいずれも同期機の予め選ば
   れたパラメータの実際の大きさに従つて変化する複数個
   の中間信号を発生する信号処理回路と、該信号処理回路
   及び前記制御ループ手段に結合されていて、前記信号処
   理回路の中間信号から同期機の損失並びに同期機の効率
   を決定すると共に、同期機の効率に応答して同期機の最
   適の空隙磁束信号に従つて変化する前記第１の出力を発
   生する最適化処理手段とで構成されている制御装置。 ４ 特許請求の範囲３に記載した制御装置に於て、前記
   信号処理回路がマイクロコンピュータで構成されている
   制御装置。 ５ 特許請求の範囲３に記載した制御装置に於て、前記
   最適化処理手段がマイクロコンピュータで構成されてい
   る制御装置。 ６ 特許請求の範囲５に記載した制御装置に於て、前記
   マイクロコンピュータに結合されていて、同期機の効率
   の可視的な表示を発生する表示手段を有する制御装置。 ７ 特許請求の範囲６に記載した制御装置に於て、前記
   マイクロコンピュータに結合されていて、同期機の過渡
   的な状態の期間の間、前記マイクロコンピュータを不作
   動にする感知装置ループを有する制御装置。 ８ 特許請求の範囲２に記載した制御装置に於て、前記
   制御ループ手段が、前記処理手段に結合された第１及び
   第２の入力を持つていて、前記処理手段から該処理手段
   の前記第１及び第２の出力信号が夫々供給される様にな
   つていて、前記第１及び第２の入力に供給された信号の
   間の大きさの差に比例する磁束誤差信号を発生する第１
   の加算増幅器と、該第１の加算増幅器に結合されていて
   、前記磁束誤差信号に従つて界磁電流指令信号を発生す
   る第１の増幅手段と、前記界磁電流指令信号が供給され
   る様に前記第１の増幅手段に結合された第１の入力、及
   び同期機の実際の界磁電流に従つて変化する信号を受取
   る様に前記同期機に結合された第２の入力を持つていて
   、前記第１及び第２の入力に供給された信号の間の大き
   さの差に比例する界磁電流誤差信号を発生する第２の加
   算増幅器と、該第２の加算増幅器に結合されていて、前
   記界磁電流誤差信号に従つて界磁電圧指令信号を発生す
   る第２の増幅手段と、第１及び第２の入力を持ち、該第
   １の入力が前前記第２の増幅手段に結合されていて、そ
   れから前記界磁電圧指令信号を受取ると共に、前記第２
   の入力が同期機の実際の界磁電圧に従つて変化する信号
   を受取り、前記第１及び第２の入力に供給された信号の
   間の大きさの差に比例する界磁電圧制御信号を発生する
   第３の加算増幅器とで構成されており、前記第１の可変
   振幅直流電圧源は前記界磁電圧制御信号が供給され、該
   信号に応答して、前記同期機に供給される界磁電圧の振
   幅を変える制御装置。 ９ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
   第２の手段が、前記同期機及び前記インバータに結合さ
   れていて、同期機駆動装置の電圧及び電流からインバー
   タの最適のリンク電流を決定し、それに従つて変化する
   出力信号を発生する処理手段と、該処理手段及び前記イ
   ンバータに結合されていて、インバータの実際のリンク
   電流に従つて変化する信号を前記インバータから受取り
   、前記処理手段の出力信号及び前記インバータの実際の
   リンク電流に従つて変化する信号の間の大きさの差に応
   答して、前記第２の可変振幅直流電圧源から供給される
   電圧の振幅を調節する制御ループ手段とで構成されてい
   る制御装置。 １０ 特許請求の範囲９に記載した制御装置に於て、前
   記処理手段が、前記同期機及び前記インバータに結合さ
   れていて、同期機の電流及び電圧から、いずれも同期機
   の予め選ばれたパラメータの実際の大きさに従つて変化
   する複数個の中間信号を発生する信号処理回路と、該信
   号処理回路、前記同期機及び前記制御ループ手段に結合
   されていて、前記信号処理回路の中間信号に応答して同
   期機の損失及び同期機の効率を決定すると共に、同期機
   の効率に応答してインバータの最適のリンク電流に従つ
   て変化する出力信号を発生する最適化処理手段とで構成
   されている制御装置。 １１ 特許請求の範囲９に記載した制御装置に於て、前
   記信号処理回路がマイクロコンピュータで構成されてい
   る制御装置。 １２ 特許請求の範囲９に記載した制御装置に於て、前
   記最適化処理手段がマイクロコンピュータで構成されて
   いる制御装置。 １３ 特許請求の範囲１２に記載した制御装置に於て、
   同期機の過渡状態の期間の間、前記マイクロコンピュー
   タの動作を禁止する感知装置ループ手段を有する制御装
   置。 １４ 特許請求の範囲９に記載した制御装置に於て、前
   記制御ループが、第１及び第２の入力を持ち、該第１の
   入力が前記処理手段に結合されて該処理手段の出力信号
   を受取ると共に、前記第２の入力が前記インバータに結
   合されてインバータの実際のリンク電流に従つて変化す
   る信号を該インバータから受取り、前記第１及び第２の
   入力に供給された信号の間の大きさの差に比例するイン
   バータ・リンク電流誤差信号を発生する第１の加算増幅
   器と、該第１の加算増幅器に結合されていて、前記イン
   バータ・リンク電流誤差信号に従つてインバータ・リン
   ク電圧指令信号を発生する増幅手段と、第１及び第２の
   入力を持つていて、該第１の入力が前記増幅手段に結合
   されて該増幅手段から前記インバータ・リンク電圧指令
   信号を受取ると共に、前記第２の入力にインバータの実
   際のリンク電圧に従つて変化する信号が供給され、前記
   第１及び第２の入力に供給された信号の間の大きさの差
   に比例するインバータ・リンク電圧制御信号を発生する
   第２の加算増幅器とで構成されていて、前記第２の可変
   振幅直流電圧源が前記第２の加算増幅器に結合され、前
   記インバータ・リンク電圧制御信号に応答して前記イン
   バータに供給される出力電圧の振幅を変える制御装置。 １５ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前
   記第３の手段が、前記インバータに結合されていて、イ
   ンバータの出力電圧を処理して、インバータの各々の入
   のスイッチング装置の両端の逆バイアス電圧に従つて変
   化する第１の出力信号、並びにインバータの実際のター
   ンオフ時間に従つて変化する第２の出力信号を発生する
   処理手段と、該処理手段及び前記インバータに結合され
   ていて、前記処理手段の第１の出力信号に従つてインバ
   ータの最適のターンオフ時間を決定し、前記インバータ
   の最適のターンオフ時間及びインバータの実際のサイリ
   スタ・ターンオフ時間の間の差に応答してインバータの
   周波数を調節して同期機の無効電流を最小限に抑える制
   御ループ手段とで構成されている制御装置。 １６ 特許請求の範囲１５に記載した制御装置に於て、
   前記処理手段がマイクロコンピュータで構成されている
   制御装置。 １７ 特許請求の範囲１５に記載した制御装置に於て、
   前記制御ループが、前記処理手段に結合されていて、該
   処理手段の第１の出力信号に反比例して変化する出力信
   号を発生する減衰器と、一定振幅の出力信号を発生する
   信号源と、第１及び第２の入力を持つていて、第１の入
   力が前記減衰器に結合されて、該減衰器からその出力信
   号が供給され、前記第２の入力が前記信号源に結合され
   ていて、該信号源から前記一定振幅の出力信号が供給さ
   れ、前記第１及び第２の入力に供給された信号の和に従
   つてインバータの最適のターンオフ時間と共に直接的に
   変化する出力信号を発生する第１の加算増幅器と、前記
   処理手段から該処理手段の第２の出力信号が供給される
   様に前記処理手段に結合された第１の入力、及び前記第
   １の加算増幅器の出力信号が供給される様に該第１の加
   算増幅器に結合された第２の入力を持つていて、前記第
   １及び第２の入力に供給された信号の間の大きさの差に
   従つて変化する出力信号を発生する第２の加算増幅器と
   、積分及び比例利得特性を持つていて、前記第２の加算
   増幅器に結合され、該第２の加算増幅器の出力信号に倍
   率を加える増幅手段と、該増幅手段に結合されていて、
   該増幅手段の出力信号に従つて周波数指令信号を発生す
   る電圧制御発振器とで構成されており、該電圧制御発振
   器が前記インバータに結合され、該インバータは前記電
   圧制御発振器によつて発生された前記周波数指令信号が
   供給された時、それに従つてインバータの出力周波数を
   変える制御装置。 １８ 特許請求の範囲１７に記載した制御装置に於て、
   前記インバータ及び前記電圧制御発振器に結合されてい
   て、インバータのリンク電流に従つて前記インバータ周
   波数指令信号を調節する勾配検出手段を有する制御装置
   。 １９ 同期機、該同期機に結合されていて、該同期機に
   界磁電圧を供給する第１の可変振幅直流電圧源、第２の
   可変振幅直流電圧源、及び前記第２の可変振幅直流電圧
   源と前記同期機の間に結合されていて、前記同期機に可
   変振幅可変周波数の交流を供給するインバータで構成さ
   れた負荷転流形インバーター同期機駆動装置に用いて、
   同期機の無効電力を最小限に抑える様にインバータの周
   波数を調整すると共に、同期機の効率を最大にする様に
   前記第１及び前記第２の可変振幅直流電圧源から供給さ
   れる電圧を調整する制御装置に於て、前記同期機及び前
   記インバータに結合されていて、同期機の最適の空隙磁
   束に従つて変化する第１の信号、インバータの最適のリ
   ンク電流に従つて変化する第２の信号、インバータの各
   々の入のスイッチング装置の両端の逆バイアス電圧に従
   つて変化する第３の信号、及びインバータの実際のター
   ンオフ時間に従つて変化する第４の信号を発生する処理
   手段と、該処理手段、前記同期機及び前記第１の可変振
   幅直流電圧源に結合されていて、同期機の最適の空隙磁
   束及び同期機の実際の空隙磁束の間の大きさの差に応答
   して、同期機の界磁電圧を調節する第１の制御ループと
   、前記処理手段及び前記第２の可変振幅直流電圧源に結
   合されていて、インバータの最適のリンク電流及びイン
   バータの実際のリンク電流の間の大きさの差に応答して
   、インバータの入力電圧を調節する第２の制御ループと
   、前記処理手段及び前記インバータに結合されていて、
   前記処理手段の第３の信号からインバータの最適のター
   ンオフ時間を決定すると共に、インバータの最適のター
   ンオフ時間及びインバータの実際のターンオフ時間の間
   の大きさの差に従つてインバータの周波数を調節する第
   ３の制御ループとを有する制御装置。 ２０ 同期機、該同期機に結合されていて、該同期機に
   界磁電流を供給する第１の可変振幅直流源、第２の可変
   振幅直流源、該第２の可変振幅直流源及び前記同期機の
   間に結合されていて、該同期機に可変振幅可変周波数の
   固定子電流を供給するインバータで構成された負荷転流
   形インバーター同期機駆動装置に用いて、同期機の無効
   電流を最小限に抑える為にインバータの周波数を調整す
   ると共に、同期機の効率を最適にする為に同期機の界磁
   電流及び固定子電流の振幅を調整する方法に於て、同期
   機駆動装置の電圧及び電流から同期機の最適の空隙磁束
   を決定し、同期機の最適の空隙磁束及び同期機の実際の
   空隙磁束の間の大きさの差に応答して同期機の界磁電圧
   の振幅を調節し、同期機の実際の電圧及び電流からイン
   バータの最適のリンク電流を決定して、インバータの最
   適のリンク電流及びインバータの実際のリンク電流の間
   の大きさの差に応答してインバータの入力電圧を調節し
   、同期機の電圧からインバータの最適のターンオフ時間
   を決定して、インバータの最適のターンオフ時間及びイ
   ンバータの実際のターンオフ時間の間の大きさの差に従
   つてインバータの周波数を調節する工程から成る方法。