JPS5923977A - 画質調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、ベースバンドのビデオ信号処理をデジタル的
に行うデジタルテレビジョン受像機に係り、特にコント
ラスト調整を行なうための画質調整回路に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

従来、テレビジョン受像機での信号処理は全てアナログ
信号処理により行われているが、特にビデオ段以降のア
ナログ信号処理については以下のような改善すべき問題
点があった。即ち、性能的にはアナログ信号処理の一般
的な弱点とされている時間軸上の処理性能に起因する問
題であり、具体的にはクロスカラー・ドツト妨害として
画面に現れる輝度信号・色度信号分離性能、各種画質改
善性能、同期性能等である。一方、コスト面および製作
上の問題としては、回路をＩＣ化しても外付は部品、調
整個所が多いということである。

このような問題を解決するため、ビデオ段以降の色信号
復調に到る信号処理を全デジタル化することが検討され
ている。

ところで、テレビジョン受像機における輝度信号に係る
画質パラメータの一つとしてコントラストがある。この
コントラスト調整は一般に、ビデオ信号からコントラス
ト成分を分離し、これをコントラストコントロール信号
により振幅調整して得たコントラスト信号を輝度信号に
加算することによって行なわれる。コントラスト成分は
画像の比較的大面積にわたる明るさの変化に対応しビデ
オ信号の低周波成分に依存する。

しかしながら、ビデオ信号にはさらに画像の平均的な明
るさを表わすブライト成分が直流成分として含まれてお
り、アナログ回路ではコントラスト成分である低周波成
分をブライト成分である直流成分と適確に分離すること
は難しい。

このため、従来のアナログ信号処理によるテレビジョン
受像機では、コントラストを調整しようとするとブライ
トも変ってしまうことになり、画質調整がやりずらいと
いう問題があった。

これに対し、デジタル信号処理を用いたいわゆるデジタ
ルテレビジョン受像機においては、コントラスト成分で
ある低周波成分をブライト成分である直流成分と分離し
て抽出するのに必要な、直流利得がゼロで、数１０ＫＨ
ｊｌで利得が急激（こ１に近づくような急峻な周波数特
性を有する高域通過型フィルタをデジタルフィルタによ
って実現できるため、上述した調整上の問題は解消され
ると考えられる。しかしながら、このようなデジタルフ
ィルタを例えばトランスバーサルフィルタ型のもので実
現しようとすると２０〜３０以上ものタップ数のものが
必要となり、ハードウェアの回路規模が非常に大きくな
ってしまうという問題がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、デジタルテレビジョン受像機において
比較的少ないハードウェア量でコントラスト成分となる
低周波成分をブライト成分となる直流成分と適確に分離
抽出ことにより、コントラスト調整をブライトの変化を
伴うことなく良好に行えるようにした画質調整回路を提
供することである。

〔発明の概要〕

本発明は、デジタルビデオ信号を平均値回路を通してブ
ライト成分である直流成分を分離する一方、遅延回路を
通したデジタルビデオ信号からこの直流成分を減算する
ことによりコントラスト信号を得るようにしたことを特
徴としている。

なお、平均値回路はデジタルビデオ信号の期間Ｔｅｌこ
おける平均値を期間’ｒｏにわたって保持し出力するも
のであり、また遅延回路はデジタルビデオ信号から直流
成分を減算するための減算器の両人力信号の位相関係を
合わせるため、平均値回路φこ入力されるデジタルビデ
オ信号に対し、減算器へ出力するデジタルビデオ信号を
Ｔｏの時間だけ遅延するものである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ビデオ信号の直流成分が除去された信
号のみを振幅調整してコントラスト信号を得ることが可
能となるため、画質調整、特にコントラスト調整をブラ
イトになんら影響を及ぼすことなく行うことができるよ
うになる。

また、平均値回路や低域通過型フィルタは、ビデオ信号
からコントラスト成分を直接分離するのに必要な高域通
過型フィルタに比ベハードウエアとしてははるかに簡単
であるから、ＩＣ化に際しコスト間で極めて有利となる
。

さらに、前記の期間Ｔ　Ｉ　　ｒ　Ｔ　Ｏを例えば１水
平期間および１水平期間のうちのフライバック期間を除
いた期間に選べば、前記Ｔｏの遅延時間の遅延回路は、
輝度信号と色度信号の分離用の櫛型フィルタで用いる１
水平期間単位の遅延時間を持つ遅延回路と共用できるこ
とになり、一層ハードウエアを簡単にすることが可能と
なる。

〔発明の実施例〕

第１図は、ベースバンドのアナログビデオ信号から、デ
ジタル信号処理によりＲＧＢ信号を復調する画像処理回
路１００の全体のブロック図を示す。なお、以下の図に
おいて、細い矢印で示す信号ラインはアナログ信号又は
１ビツトのデジタル信号のラインを、太い矢印で示す信
号ラインは複数ビットで量子化されたデジタル信号のラ
インをそれぞれ表わすものとする。また、実施例として
説明を行うデジタルテレビジョン受像機は、ＮＴＳ　Ｃ
−ＰＡＬの両信号の復調が可能で、この切替えは手動に
よるものとする。以下、第１図を用いて画像処理回路１
００の概要を説明し、次に要部について詳細に説明する
。

（１）　　Ａ／Ｄ変換、クランプ系、ＰＬＬ回路系。

同期・タイミング糸面（’Ｉ処理回路ＺＯＯへ入力され
たアナログビデオ信号１０１は、バッファ１０２を介し
て低域通過型フィルタ（以下、ＬＰＦと記す）１０３に
入る。ＬＰＦ　１０３は、Ａ／Ｄコンバータ（以下ＡＤ
Ｃと記す）１０９で行われるサンプリングの際、折り返
し歪の原因となる高域ノイズを除去する役目を果たす。

ＬＰＦ　７　ｏ　ｓの出力は、バッファ１０４を介して
加算器１０５に入力され、クランプ信号１０６と加え合
わされた後、アンプ１０８）５介してＡＤＣ１０９に入
力される。ＡＤＣｌｏ　９では、入力された信号のサン
プリング及びデジタル化が行われる。なお、アンプ１０
ｇはＡＤＣ１０９のダイナミックレンジを有効に利用す
るため、加算器１０５の出力信号１０７を振幅調節して
ＡＤＣ７（７！９に出力する。

ここで、ＡＤＣ１０９→クランプ回路１１２→Ｄ／Ａコ
ンバータ（以下、ＤＡＣと記す）１１４→加算器１０５
→アンプ１０８→ｆｉ、ＤＣ１０９で制御ループが形成
され、これζこよりＡＤＣ１０９より出力されるデジタ
ルビデオ信号１１０のペデスタルレベルを所定の目標値
にするための制御が行われる。この制御ループにおいて
、クランプ回路１１２にはＡＤＣｌｏ９の出力であるデ
ジタルビデオ信号１１０と、後述する同期分離・タイミ
ング発生回路１２２よりのバースト抜取りパルス１１１
が入力される。

このクランプ回路１１２では、まずデジタルビデオ信号
１１０のバースト部分の平均値（ペデスタルレベル）が
演算される。次に、演算されたペデスタルレベルと目標
値との差が演算され、誤差信号１１３として出力される
。誤差信号１１３はＤｋＣ１１４でアナログのクランプ
信号１０６に変換された後、前述の如く加算器１０５で
バッファ１０４の出力信号に加え合わされる。この結果
、加算器１０５の出力のビデオ４！号１０７の直流分が
変化し、この信号１０７のペデスタルレベルを目標値に
近づける制御が行われる。そして、この信号１０７が振
幅調整用のアンプ１０８、Ａ、ＤＣ１０９を経てデジタ
ルビデオ信号１１０１こ変換された後、再びクランプ回
路１１２に入り誤差信号１１３が演算される。以上の動
作により、ペデスタルクランプが行われる。

一方、ＡＤＣｌｏ９におけるサンプリングは、電圧制御
水晶発振器（以下、ｖｃｘｏと記す）１１５から出力さ
れるサンプリングパルス１１６（φＳ）のタイミングで
行われる。本実施例では、サンプリングパルス１１６（
φＳ）の周波数ｆｓは、ｆｓ＝４ｆｓｃに定めている。

（ｆｓｃはカラーサブキャリア周波数：ＮＴＳＣではｆ
ｓｃ＝３．５８ＭＨ２，ＰＡＬではｆｓｃ＝４．４３Ｍ
Ｈｚ））ＮＴＳＣ，ＰＡＬの両信号は、ともに色信号の
色相成分がカラーサブキャリアにより位相変調されてい
るため、サンプリングパルス１１６（φＳ）とカラーバ
ーストの相対位相が色信号を復調する際の復調軸を決定
し、色相を決めることｌこなる。このため、サンプリン
グパルス１１６（φＳ）の位相は、カラーバーストの位
相にロックしていることが必要となる。この制御は、Ａ
ＤＣ１０９→位相検出回路１１８→ＤＡＣ１２０→ＶＣ
ＸＯ１１６→ＡＤＣ１０９で構成されるＰＬＬループに
よって行われる。制御の手順は次のとうりである。

まず、デジタルビデオ信号１１０とバースト抜取りパル
ス１１１が位相検出回路１１７に入力される。この位相
検出回路１１７でバースト抜取りパルス１１１によりデ
ジタルビデオ信号１１０のカラーバースト部分が抜取ら
れ、このカラーバースト部分における実際のサンプル位
相（θ）と位相目標値１１７（θ０）との差（θ−θＯ
）が演算され、位相誤差信号１１９として出力される。

但し、実際は後述するように、位相誤差信号１１９は８
ｉＪ１（θ−θ０）に比例した大きさである。位相誤差
信号１１９はＤＡＣ１２０によりアナログ信号に変換さ
れ、ｖｃｘｏ制御電圧１２１としてＶＣＸＯ１１５に印
加される。

これにより、ＶＣＸＯ１１５の出力であるサンプリング
パルス１１６（φＳ）の位相が、位相目標値１１７（θ
Ｏ）に近づくよう制御される。なお、位相目標値１１７
（θＯ）を変化させることニヨリ色相コントロールが行
われる。（ＰＬＬ回路の詳細は後述する。）また、サン
プリングパルス１１６（φＳ）は、さらに画像処理回路
１００におけるデジタル回路部の動作基準として各ブロ
ックに供給される。

同期分離、タイミング発生回路１２２は、デジタルビデ
オ信号１１０を入力とし、所定の動作によりバースト抜
取りパルス１１１及び水平・垂直同期信号１２３を出力
する。バースト抜取りパルス１１１は、前述したクラン
プ回路１１２及び位相検出回路１１８へ供給され、水平
・垂直同期信号１２３はカウントダウン回路１２４へ入
力される。カウントダウン回路１２４ではサンプリング
パルス１１６（φＳ）をカウントダウンすることにより
、水平・垂直同期パルス１２５が作られる。水平・垂直
同期パルス１２５は同期ドライブ回路を介してＣＲＴを
動作させる。

デジタルビデオ信号１１０は、上述のようにしてサンプ
ル位相、ペデスタルレベルおよび振幅が調整され、次に
述べるＲＧＢ復調・画質コントロール系に与えられる。

（２）ＲＧＢ復調・画質コントロール系２ＴＨ遅延回路
１２６はデジタルビデオ信号１１０をＯＴ”　＋　Ｉ　
Ｔ　Ｈ、２Ｔ　Ｉなる時間（ＴＨ：　１水平時間）遅延
させた信号１２７を出力する。この遅延信号１２７は、
以下性われるライン相関を利用した各種演算のために必
扱とされる。なお、サンプリング周波数ｆｓがｆｓ＝４
ｆｓｃ　　〜であるため、ＮＴＳＣではｆｓ＝９１０ｆ
Ｈ。

ＰＡＬではｆ””１１３５　ｆｕとなり、ＩＴＨ（こ必
要な遅延段数はそれぞれ９１０．１１３５ビツトとなる
。（ｆＨ：水子周波数＝１／ＴＨ）。

遅延信号１２７は、輝度信号・色度信号分離回路（以下
ｙ／ｃ分離回路と配す）１２８およびＹ信号処理回路１
２９へ入力される。

Ｙ／Ｃ分離回路１２８は、ＯＴＨ，ＩＴＨ。

２ＴＨの遅延信号１２７を用いた演算（ライン相関演算
）により実現される櫛型フィルタと、ｆ　＝　ｆ　ｓ　
ｃでゲインが１となる帯域通過型フィルタ（以下ＢＰＦ
と記す）とを用いて色度信号（以下、Ｃ信号と記す）１
３ｏを分離し、さらに遅延信号１２７のうちのＩＴＨの
遅延信号からＣ信号１３０を減算し、輝度信号（以下、
Ｙ信号と記す）１３１を分離する。（詳細は後述）Ｙ信
号処理回路１２９は、遅延信号１２７と、Ｙ信号１３１
および外部からの画質コントロール信号１３２を入力と
し、Ｙ信号１３１に水平輪郭・垂直輪郭・コントラスト
・ブライトの各補正を施した後、新たにＹ信号１３３と
して出力する。なお、コントラスト補正に際してはフラ
イバックパルス１３４が使用される。（詳細は後述） Ｃ信号１３０はカラーコントロールカラーキラー回路１
３５へ入力される。カラーコントロール・カラーキラー
回路１３５では、Ｃ信号１３０のバースト振幅が検出さ
れ、これζこ基いてカラーコントロールおよびカラーキ
ラーの動作を行う。このカラーコントロール・カラーキ
ラー回路１３５で得られるカラーキラー信号１３７は、
ｙ／Ｃ分離回路１２８へも入力され、カラーキラー動作
時はＹ信号１３１の帯域を拡げるべく、ビデオ信号がそ
のままＹ信号１３１として出力される制御を行う。なお
、カラーコントロール・カラーキラー回路１３５では、
外部からのカラーコントロール信号１３６により、Ｃ信
号１３０の振幅（色飽和度）も調節される。

（詳細は後述） カラーコントロール・カラーキラー回路１３５の出力の
Ｃ信号１３８は色復調回路１３９に入り、位相検出回路
１１８からの色復調制御ノクルス１４０によって同期復
調される。通常、ＡＤＣ１０９でのサンプリング位相は
ＮＴＳ　ＣではＩ。

Ｑ軸、ＰＡＬではＵ、Ｖ＠ｔこ設定されているため、色
復調回路１３９で得られる復調Ｃ信号１４１はそれぞれ
Ｉ、Ｑ信号及びｇ、ｖ信号となる。（詳細は後述） Ｙ信号１３３と復調Ｃ信号１４１はマトリックス回路１
４２に入力されて所定の復調係数を乗ぜられた後、加算
され、ＲＧＢ信号１４３に変換される。このＲＧＢ信号
１４３はＤＡＣ１４４でアナログ信号１４５に変換され
る。この信号１４５はＲＧＢ出力回路を介してＣＲＴに
入力される。

なお、ＰＡＬとＮＴＳＣの切替えは、ＮＴＳ　Ｃ／ＰＡ
Ｌ切換信号１４６が所定の回路へ入力されることによっ
て行われる。

次に、第１図の画像処理回路１００の中の特徴的な回路
（こついて詳細に説明する。

（ＰＬＬ回路） 第２図は位相検出回路１１８を含むＰＬＬ回路２００の
、より具体的な構成を示す図である。

ＰＬＬ回路２００の機能は、サンプリングパルス７１６
（ｆｓ）の位相をバースト位相ζこロックすることと、
位相目標値１１７を可変にして色相調節を行うことであ
る。第２図０こおいて、位相検出回路１１８に入力され
たデジタルビデオ信号１１０は、バースト抜取りパルス
１１１によりゲートされ、カラーバースト２０２が抽出
される。カラーバースト２ｏ２は位相誤差演算回路２０
３に入力される。位相誤差演算の具体例は、例えば米国
特許第４２９１３３２号明細書に述べられている。第３
図はこの位相誤差演算を説明するための図であり、カラ
ーバースト部分のサンプル点ｐ、、ｐ、・・・ｐ、ｋを
示している。第２図におけるカラーバースト２０２は、
ＰＩ−Ｐ４にのデータ列と考えることができる。

Ｐ、％Ｐ、にはバースト位相に対してθだけずれた点を
９０毎にサンプルした値である。従って次のように表現
できる。

Ｐ　４　ｎ　−３＝　ａ　−１−ｂ　ｓｉｎθＰ、ｎ　
−２＝　ａ　＋　ｂ　ａｔｎ（θ＋９０）ｐ　４　ｎ　
−１＝　ａ　−１−ｂ　ｓｉｎ　（θ＋１８０）Ｐ　４
　ｎ　＝　ａ　＋　ｂ　ａｊｎ　（θ＋２７０）　　（
ｎ＝１〜ｋ）目標サンプル位相をθＯとすると、次式が
成り立つ。

（１）式の右辺は（θ−θＯ）の関数であり、位相誤差
信号２０４と考えることができる。（１）式の左辺は、
位相誤差信号２０４を求めるための演算を示している。

つまり、カラーバースト２０２のデータ列Ｐ１ｐＰ２＋
・・・ｐ、ｋに対して、（１）式左辺で示される演算を
行えば、（１）式右辺の位相誤差信号２０４が出力され
ることになる。なお、（１）式左辺において、目標サン
プリング位相θ０の情報は−θ０の形で入るため、本実
施例では位相目標値１１７にはθＯでなく直接−〇〇の
値を用いている。ＮＴＳＣの場合、■軸をサンプルの基
準位相にすればθ０−−５７となり、位相目標値１１７
は−θ０＝−１，５４となる。ＰＡＬの場合は、バース
ト位相が１ライン毎に１８０±４５で変化するため、た
とえば−Ｕ軸（１８０）をサンプルの基準位相とすれば
、θＯ＝±４５となる。従って、位相目標値１１７も１
ライン毎にｉθ０−±１の切替えが必要となる。この切
替えは、基・本釣には入力されたカラーバースト２０２
のサンプル位相が＋４５か−４５゜かを判別することに
より行われる。この切替信号は、ＰＡＬアイデント信号
２０５として出力される。ＰＡＬアイデント信号２０５
とは、■信号が＋９０で変調されているのか−９０で変
調されているのかを示す信号であり、色信号を復調する
際に必要となる。このためＰＡＬアイデント信号２０５
は、サンプルの基準位相を示す基準位相パルス２０６と
ともに、色復調制御パルス１４０として色復調回路１３
９へ出力される。（本実施例では、サンプルの基準位相
として、ＮＴＳＣではＩ軸、ＰＡＩ、ではＵ軸を用いて
いる。） （１）式左辺で示される演算により作られた位相誤差信
号２０４はＬＰＦ２０７に入力される。

このＬＰＦ２０’７は、ＰＬＩ、動作の時定数を決める
もので、その時定数は通常数１０　Ｔｎ程度に設定され
ている。ＬＰＦ２０７の出力１１９はＤＡｃｒｚｏを介
してＶＣＸＯ１１５に印加され、サンプリングパルス１
１６（φＳ）の位相を制御する。またＶＣＸＯＺ　Ｊ　
５は、ＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替信号１４６により発振周波
数が１４．３ＭＨｚ（ＮＴＳＣ）のものと、１７，７Ｍ
Ｈｚ（ＰＡＬ）のものとに切替えられる。

次ｔこ、位相目標値１１７により色相をコントロールす
る動作について述べる。上述したように、本実施例では
バースト位相を基準とした目標サンプル位相を００とし
た時、位相目標値１１７は−００で与えている。従って
、−〇〇のかわりに−（θＯ＋θ１）を入力すれば復調
軸がＱｌだけ変化し、色相がすべての色について同方向
に同じ位相だけ変化する。また、この方法による色相コ
ントロールのための演算は、具体的には（１）式の左辺
第２項で示される。つまり、カラーバースト２０２から
演算された値し １ノアとの乗Ｋｌこより行われる。従って色相コントロ
ールのために付加される回路は乗算器１個でよい。なお
、復調軸を変化させて色相を変える方法は、現在のアナ
ログカラーテレビジョンで行われている方法と同じであ
る。

色相をコントロールする別の方法として、次の２つが考
えられる。１つは復調Ｃ信号１４１（工とＱｌまたはＵ
とＶ）の互いのゲインを変化させる方法、もゲ１つはマ
トリックス回路１４２において復調係数を変化させる方
法である。前者は２つの信号に対してゲイン調整を行う
ため、ハードウェア（乗算器）が多くなることと、色相
の変化彷態（変化量と方向）が色相により異なるため、
コントロールが複雑になる欠点を有する。後者について
は、マｌ−ＩＪラック回路１４２での色に係る復調係数
はＮＴＳＣ。

ＰＡＬ共に６個もあるため、ハードウェアの増大及びコ
ントロールの複雑さは前者よりも一層大きくなる。従っ
て色相コントロールについては、デジタルテレビジョン
受像機においても、復調軸を変化させる方法が、付加さ
れるハート量とコントロールの簡単さの点で最も適して
いると言える。

（Ｙ／Ｃ分離回路） 第１図において、デジタルビデオ（ｔｌ　１１０からの
Ｃ信号１３０とＹ信号１３１の分離は２ＴＨ遅延回路１
２６きｙ／ｃ分離回路１２８で行われ、これら２つの回
路でｙ／ｃ分離フィルタを構成する。

第４図は２ＴＨ遅延回路１２６とｙ／ｃ分離回路１２ｇ
の具体的な構成例を示す図である。

まず第４図を用いてデジタルビデオ信号１１０をＣ信号
１３０と、Ｙ信号１３１とに分離する手順を述べる。即
ち、ｆｎの周期性を有し、ｆ＝ｎｆＨで利得がゼロとな
る櫛型フィルタ４０１と、ｆ　＝　ｆ　ｓ　ｃで利得が
１のＢＰＦ特性を有するＣ信号帯域フィルタ４１２とを
縦続接続し、これにより、Ｉ　Ｔ　Ｈ遅延信号４０５に
含まれるＣ信号４１９を分離抽出する。Ｃ信号４１９は
、ＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替回路４２０を経て新たにＣ信号
１３０として出力される。また、このＣ信号１３０はＣ
信号ゲート４２１を経て減算器４２５に入力される。一
方、櫛型フィルタ４０１の位相中心となるＩＴ）１遅延
量号４０５は、Ｃ信号１３０との位相（遅延量）を合わ
せるための調整遅延回路４２３を通って減算器４２５に
入る。そして減算器４２５において、調整遅廷回路４２
３の出力のビデオ信号４２４からゲート４２１を通過し
たＣ信号４２２を減算することにより、Ｙ信号１３１が
得られ出力される。

次に、第４図の回路をより詳しく説明する。

２ＴＨ遅延回路１２６はＩＴＨ遅延回路４０２゜４０３
を縦続接続した構成である。ＩＴＨ遅延回路４０２，４
０３の各々はＮＴＳＣ，／ＰＡＬ切替信号１４６１こよ
り遅延量が９１０ＴＳ（ＮＴＳＣ）と１１３５Ｔｓ（Ｐ
ＡＬ）とに切替えられる。ここにＴＳはサンプル周期：
ＴＳ＝　１　／　ｆ　ｓ　＝　１　／　４　ｆ　ｓ　ｃ
である。２ＴＨ遅延回路１２６から出力される遅延信号
１２７は、ＯＴＨ遅延信号（遅延なし）４０４、ＩＴ）
Ｉ遅延信号４０５．２ＴＨ遅延遅延４０６から成り、こ
れらがＹ／Ｃ分離回路１２８へ入力される。

Ｙ／Ｃ分帷分路回路１２８、まず櫛型の周波数特性を得
るための演算が行われる。これは入力されたＯＴＨ，Ｌ
ＴＨ，２ＴＨ遅延遅延４０４゜４０５．４０６のそれぞ
れに係数−１，１１−４２′　　４ を乗じた後、これらを加算回路４１０で加算することで
ある。ここで使われる係数、１．１は４．２ ２のべき乗の数であるため、係数乗算器４０７゜４０８
．４０９は実際は配線の操作で済み、負の係数の場合は
インバータが付加されるだけである。櫛型フィルタ４０
１の周波数特性ＨＣｏｍｂ（ｆ）は ＝漬（１−■！１（２πｆ／ｆｎ））・・・・・・・・
・（２）（ｚ＝ｅ−ｊ”２πｆＴＳ） で与えられる。Ｈｃｏｍｂ（ｎｆＨ）　＝　Ｏ、Ｈｃｏ
ｍｂ（（ｎ　＋　７　）　ｆ　Ｈ）　＝１の特性により
Ｃ信号４１１が分離される。Ｃ信号帯域フィルタ４１２
は、ＩＴｓ遅延回路４１３，４１４、係数乗算器４１５
．４１６，４１７加算器４１８で構成される。係数乗算
器４１５，４１６，４１７は上述したとうり、配線操作
またはインバータだけで実現できる。Ｃ信号帯域フィル
タ４１２の周波数特性Ｈｎｐｒ（ｆ）は １（ＢＰＦ（ｆｌ＝−！−Ｚ”−１−１−ＬＺ”２ ＝１−ｏＯｓ（ｒｒｆ／２ｆｓｃ）　　　・”・−（３
）で与えられる。ここで用いているＣ信号帯域フィルタ
４１２は簡単な７１−ドウエアで実現されていることが
特徴で、周波数特性も（３）式のとうり単純な形となる
。しかも、このフィルり４１２は櫛型フィルタ４０１と
組合わせて使われるため、全体としてのｙ／ｃ分離性能
は、簡単なハードウェア構成にも拘らず、実用上満足で
きるものが得られる。Ｃ信号帯域フィルタ４１２の出力
はＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替回路４２０に入力される。

ＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替回路４２０はＮＴＳＣ／ＰＡＬ切
替信号１４６の内容により、これがＮＴＳＣモードの場
合はＣ信号４１９をそのまま出力し、ＰＡＬモードの場
合はＣ信号４１９を撮幅を２倍番こして出力する動作を
行う。これは次に示す理由による。櫛型フィルタ４１０
の周波数特性Ｈｃｏｍｂ（ｆ）は、ＮＴＳＣ，ＰＡＬに
関係なく（２）式で与えられ、Ｈｃｏｍｂ（ｎｆＨ）　
＝Ｏ１ＨＣｏｍｂ（（ｎ±−）　ｆ　Ｉ（）　＝　０．
５、Ｈｃｏｍｂ　（（ｎ＋１）２ ｆｕ）＝１となる。ＮＴ８Ｃ信号の場合、Ｙ信号はｆ＝
ｎｆｕ、Ｃ信号はｆ＝（ｎ＋２）ｆＨ付近にそれぞれ局
在するため、（２）式の周波数特性を用いてそのままＣ
信号が分離できる。

第５図（ａ）はＮＴＳＣ信号のＹ信号スペクトル（点線
矢印）、Ｃ信号スペクトル（実線矢印）と、Ｈｃｏｍｂ
（ｆ）の関係を示す図である。一方、ＰＡＬ信号の場合
、Ｙ信号はｆ＝ｎｆＨ，Ｃ信号のうちＵ信号はｆ　＝（
ｎ　　４　）　ｆ　１１付近にそれぞれ局在する。従っ
て、Ｃ信号（Ｕ信号とＶ信号）を分離するために、（２
）式で示される周波数特性をそのまま用いると、Ｃ信号
（ｆ＝（ｎ土−Ｌ）ｆＨ）でのゲインが半分となる。よ
ってＰＡＬ信号の場合はＨｃｏｍｂ（ｆｌのゲインを２
倍にすれば、正しいＣ信号が分離されることになる。

第５図（ｂ）はＰＡＬ信号のＹ信号スペクトル（点線矢
印）、Ｕ信号スペクトル（実線矢印）、■信号スペクト
ル（一点鎖線矢印）と、２・Ｈｃｏｍｂ（ｆ）の関係を
示す図である。第５図（ｂ）においてｆ＝（ｎ＋Ｌ）ｆ
ｕでゲインが２とナル力、ここはＣ信号の垂直方向の高
域成分に相当するため笑用土は問題ない。一方、Ｃ信号
帯域フィルタ４１２については、その周波数特性である
Ｈ　Ｂ　Ｐ　Ｆ　（ｆｌは、ＮＴＳＣ、ＰＡＬどちらの
場合も、（３）式で示すようにｆ　＝　ｆ　ｓ　ｃで利
得が１となるＢＰＦ特性であるため、そのままＮ　Ｔ　
Ｓ　Ｃ。

ＰＡＬに共用ができる。櫛型フィルタ４０１、Ｃ信号帯
域フィルタ４１２を合わせて考えれば、ＮＴＳＣ信号の
場合はＨｃｏｍｂ（ｆｌ　−ＨＢＰ　Ｆ　（ｆｌを、ま
たＰＡＬ信号の場合は２　Ｈ、ｃｏｍｂ（ｆ）　−Ｈｎ
　Ｐ　Ｆ（ｆ）をそれぞれ用いてＣ信号を分離すればよ
いことになる。

ＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替回路４２０の具体的な構成は、例
えば第６図に示すよう（こ、ゲイン切替回路６０１とオ
ーバーフロー・アンダーフロー防止回路６０２とから成
る。Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃ／ＰＡＬ切替信号１４６はＰＡＬモ
ードで１”、ＮＴＳＣモードで０”になるものとする。

ゲイン切替回路６０１は、所定のゲート構成によりＮＴ
ＳＣモードではＣ信号４１９をそのまま出力し、ＰＡＬ
モードではＣ信号４１９をＭＳＢ側へ１ビツトシフトす
ることにより値を２倍して出力する。オーバーフロー・
アンダーフロー防止回路６０２は、ゲイン切替回さ０１
の出力信号を入力し、これが２°（＝１）以上の場合は
２°−２にクランプし、−２以下の場合は−２にクラン
プする。この回路が必要な理由は、Ｈｃｏｍｂ（ｆ）・
ＨＢＰＦ（ｆ）が映像帯域内でゲイン１を越える所があ
り、特にＰＡＬモードの場合はさらに２倍するため、絵
柄によってはゲイン切替回路６０１の出力信号が信号処
理のダイナミックレンジとされている一２°〜（２°　
２−７　）の範囲を越える可能性があることによる。つ
まりオーバーフロー・アンダーフロー防止回路６０２が
ないと、２°以上の信号は負として扱われ、−２°より
小さい信号は正として扱われてしまう。オーバーフロー
・アンダーフロー防止回路６０２では所定のゲート構成
により、入力された信号の２ビツト６０Ｂ、２ビツト６
０４を検出し、それぞれが０”　１１１７１の時はオー
バーフローとみなして２°−２−７を出力する。また２
１ビツト６０３．２°ピツト６０４がそれぞれ”１″。

０”の時はアンダーフローとみなし一２°を出力する。

上述した方法ζこよりＮＴＳＣとＰＡＬを切替えること
のメリットは、付加される回路がＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替
回路４２０だけで済み、これはわずか４０〜５０ゲート
で実現されることである。

第４図において、ＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替回路４２０から
出力されたＣ信号１．９０は、カラーコントロール・カ
ラーキラー回路１３５へ出力されるほか、Ｃ信号ゲート
４２１にも入力される。このゲート４２１はカラーキラ
ー信号１３７がカラーコントロール・カラーキラー回路
１３５から入力されることにより、カラーキラー動作時
には閉じて減算器４２５へのＣ信号出力４２２をゼロに
する。従って、この場合はＹ信号１３１としては、ビデ
オ信号４２４がそのまま現れることになる。通常のカラ
ーキラー動作はＣ信号１３０をゼロにするだけであるが
、本実施例では、上述した動作によりカラーキラーをＹ
／Ｃ分離回路１２８にも作′用させている。このためカ
ラーキラー動作時はＹ′信号１　、’＋　１への帯域制
限はなくなり、帯域が増加する利点を有する。

Ｙ信号分離に関して以上の説明をまとめると、ビデオ信
号４２４からＹ信号１３１へのＹ信号分離特性ＨＹ（ｆ
）は、 と表わすことができる。このＹ信号１３１はＹ信号処理
回路１２９へ出力される。

（Ｙ信号処理回路） Ｙ信号処理回路１２９の機能はＹ信号１３ノに水平輪郭
、垂直輪郭、コントラスト、ブライトの各補正を施し、
マトリックス回路１４２へ出力することである。

第７図にＹ信号処理回路１２９の具体的な構成例を示す
。Ｙ信号処理回路１２９は垂直輪郭回路７０１、水平輪
郭回路７０２、コントラスト回路７０３、加算回路７１
１、ペデスタルクランプ回路７１３から構成される。才
だ画質コントロール信号１３２は垂直輪郭コントロール
信号７０４、水平輪郭コントロール信号７０５、コント
ラストコントロール信号７０６、ブライトコントロール
信号７０７を含む。２　Ｔ　１１遅延回路１２６から出
力された遅延信号１２７は垂直・水平輪郭及びコントラ
ストの各回路７０１゜７０２．７０３へ入力され、垂直
・水平輪郭及びコントラストの各信号７０８，７０９，
７１０が出力される。これらの信号のゲインは、垂直・
水平輪郭及びコントラストの各コントロール信号７０４
，７０５，７０６によって調節される。

加算器７１１では垂直・水平輪郭及びコントラスト信号
７０８，７０９，７１０とＹ信号１３１と外部からのブ
ライトコントロール信号７０７とが加算される。ブライ
トコントロールは、Ｙ信号１３１の直流分をブライトコ
ントロール信号７０７により調節することであり、これ
は加ｍｅ７１１とペデスタルクランプ回路７１３とで行
われる。Ｙ信号１３１は以上述べた垂直輪郭、水平輪郭
、コントラスト、ブライトの各補正を施された後、新た
にＹ信号１３３として出力され、マトリックス回路１４
４に入る。以下、Ｙ信号処理回路１２９内の各回路を詳
細に説明する。

（１）　　垂直輪郭回路 垂直輪郭回路７０１の具体的構成を第８図に示す。垂直
輪郭信号７０８は、２ＴＨ遅延回路１２６と垂直輪郭回
路７０１により作られる。

これは、櫛型フィルタ構成の垂直ＨＰＦ８θｌとＬＰＦ
ｌ１０７とが縦続接続されたものと考えるこ吉ができる
。垂直ＨＰＦ８０　Ｚとは画面上で垂直方向に変化の大
きい成分を通過させるフィルタであり、その出力信号８
０６１こは垂直輪郭成分が含まれている。ここで垂直Ｈ
ＰＦ８０１及び垂直周波数（こついて簡単に説明する。

垂直ＨＰＦ８ｏ１は実は第４図におけるＣ信号４１１を
分離するための櫛形フィルタ４０１とまったく同じもの
であり、実際はこれと共用するが、説明を容易にするた
め別扱いとした。即ち、係数乗算器８０２〜８０４およ
び加算器１３０５は、第４図における係数乗算器４０７
〜４０９および加算器４１０に相当する。この両者が同
じ形となるのは、Ｃ信号が垂直方向にも尚い周波数成分
を有しているからである。垂直周波数とは画面の垂直方
向のくり返しを表わすもので、単位としてはｃｙｃ　ｌ
ｅ　／　ｐｉ　ｃｔｕｒｅ　ｈｉｇｈｔが用いられる。

（以下ｃｙ、／ｐ、ｈ、と表わす。） 第１０図は垂直周波数Ｆ（ｃｙ・／ｐ、ｈ、）と、通常
側われている周波数ｆ（Ｈｚ）（区別のため以下、水平
周波数と称する。）と絵柄との関係を模式的に示す図で
ある。垂直周波数は絵柄の縦方向の変化に対応し、水平
周波数は絵柄の横方向の変化に対応している。水平周波
数ｆと垂直周波数Ｆとは、まとめて２次元座標上に表わ
し、これを２次元周波数と呼ぶことが多い。

第１１図は、＠１０図（ａ）　、　（ｂｌ　、　（Ｃ）
で示す各絵柄に対応する周波数成分を２次元周波数形式
で表現したものである。第１２図は、２次元周波数形式
でテレビジョン信号を表現した図である。

目盛はＮＴＳＣとＰＡＬで共通（こ表現できるよう規格
化周波数のスケールで書かれている。水平周波数はサン
プル周波数ｆＳ（””４ｆｓｃ）で規格化した周波数を
、垂直周波数は１フイールド当たりの走査線数ｆｕ／ｆ
ｖ（ｆｖはフィールド周波数）で規格化した周波数を用
いている。

また、一般に周波数がｆ　（Ｈ２）　＝　（ｎ十ａ）ｆ
ｎで与えられる信号の垂直周波数Ｆ　（ｃｙ・／ｐ−ｈ
−）Ｈ は””ｆｖａとなる。（ｎ＝自然数、１＞ａ＞０１ｆｖ
：フィールド周波数）。たとえばカラーサブキャリアの
垂直周波数はＮＴＳＣでは５２５＝ｉ３１．ｚｓ（ｃｙ
・／ｐ−ｈ・）、ＰＡＬではＵ■信号が６２５ＸＨ＝２
３４．３７５（ｃｙ−／ｐ−ｈ・）である。

一方、カラーサブキャリアの水平周波数はＮＴＳＣとＰ
ＡＬとで異なるが、規格化周波数で表現すれば共にａ　
ｆ　ｓとなる。第１２図における黒丸印はそれぞれのカ
ラーサブキャリアを示している。また第１２図中、領域
Ａ、はＣ信号のおおよその範囲を示している。次に垂直
Ｉ（ＰＦ８０　Ｊの特性（こついて述べる。垂直）（Ｐ
ｒ２Ｏ３の周波数特性は（２）式で示したＨ　ｃｏｍｂ
（ｆ（Ｈ２））と同じであり、これを垂直周波数Ｆを用
いて表わすと、 Ｈｃｏｍｂ（Ｆ）＝　’　（１−ｏｏｓ　（２πｆｖ−
Ｆ／ｆｕ））　　＝＜３）となる。（３）式で与えられ
る特性は水平周波数方向には一定で、垂直周波数方向に
のみ変化するもので、この変化はＦ＝Ｏの時ゲイン＝０
で、ｎ その後ゲインが余弦的に増加し、Ｆ　＝　０．５　Ｘ■
でゲイン＝１となる。垂直ＨＰＦ８０１の通過帯域は、
第１２図中点線ｌＩと点線１２の間の領域である（点線
１．はＦ　＝　０．２５　ｆ　Ｈ／　ｆ　ｖを、点線ｌ
！はＦ　＝　０．７５　ｆ　Ｈ／　ｆｖを示す）。

なおＦ＝ｏ、　ｓ　（ｔ　、　）は、絵柄としては１ラ
イン毎にくり返す模様に相当するため、ライン相関を用
いたフィルタはＦ＝０．５　ｆ　Ｈ／　ｆ　ｖ　（点線
ｌ。）で折り返す（鏡面対称の）特性をもつ。

第８図において、垂直ＨＰＦ８０．ｌの出力信号８０６
はこの信号に含まれるＣ信号成分（第１２図中領域ＡＩ
　　）を除去するためＬＰＦ／？（１７に人力される。

ＬＰＦ８０７は２Ｔｓ遅延回路ＢＯＢ〜８１１、係数乗
算器８１２〜８１６、加算回路８１７で構成され、帯域
的１（Ｍｎ２）の低域通過特性を有する。この特性によ
り信号８０６に含まれるＣ信号はその高域成分も含め、
はぼ完全に除去される。垂直ＨＰＦ８０１とＬＰＦ８０
７とを縦続接続したフィルタの通過帯域は第１２図中人
！で示される領域となり、これが垂直輪郭信号８１８に
相当する。Ｃ信号の除去が不完全な場合は、垂直輪郭補
正をかけることにより色の変化の大きい所にドツト妨害
が生じ、画質を低下させる。

垂直輪郭信号を得る別の方法として、Ｙ信号そのものを
垂直ＨＰＦに通す方法がある。しかし、一般にＹ信号は
帯域を広く有しており、これを垂直ＨＰＦに通すとＣ信
号のもれ込みが著しくなり、ドツト妨害が生じやすくな
る。そこで、本実施例では帯域の比較的狭いＬＰＦＢ０
７と、垂直ＨＰＦ８０１を組合わせ、Ｙ信号１３１とは
別に垂直輪郭信号８１８を作っている。この垂直輪郭信
号ＢＩＢは、乗算器８１９４こおいて垂直輪郭コントロ
ール信号７０４と乗ぜられ、ゲイン調節された後新たに
垂直輪郭信号７０Ｂとして出力される。

（２）　　水平輪郭回路 第９図に水平輪郭回路７０２の構成を示す。

水平輪郭信号７０９は２　Ｔ　ｎ遅延回路１２６と水平
輪郭回路７０２により作られる。これは、櫛型フィルタ
構成の垂直ＬＰＦ９０１とＢＰＦ９０７とが縦続接続さ
れたものと考えることができる。垂直ＬＰＦ９０１は２
ＴＨ遅延回路１２６と係数乗算器９０２〜９０４および
加算器９０５によって構成され、前述した第８図におけ
る垂直ＨＰＦ　８０１とは反対の特性を有する。垂直Ｌ
ＰＦ　９０１の垂直周波数特性ＨＶＩ、ＰＦＣＦ）は、 ＨＶＬＰＦ（Ｆｌ＝”　（１−＋ｘｍ（２ｙｒ　ｆｖ−
Ｆ／ｆ　ｎ　）　）で与えられ、この通過帯域は第１２
図中点線！！より下の領域となる。（実際は点線１．よ
り上にも存在）。垂直ＬＰＦ　９０１の出力信号９０６
はＢＰＦ９０７へ入力される。ＢＰＦ’９０７は３ＴＳ
遅延回路９０８，９０９と係数乗算器９１０〜９１２お
よび加算器９１３によｓ って構成され、中心周波数、　（Ｎ　Ｔ　８　Ｃでは１
．８ＭＨｚ％ＰＡＬでは２．２ＭＨ２）、通過帯ｓ 域士盲（Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃでは０．９ＭＨｚ、ＰＡＬでは
１．１ＭＨ２）の特性を有している。これは、２Ｍ）（
Ｚ付近に存在する絵柄の水平輪郭信号を取り出すための
フィルタである。垂直ＬＰＦ９０１とＢＰＦ９０７とを
縦続接続したフィルタの通過帯域は、第１２図中Ａ３で
示される領域であり、これが水平輪郭信号９１４となる
。

通常、水平輪郭信号を得る時は、Ｙ信号そのものを、２
ＭＨ！付近を通過帯域とするＢＰＦに通す場合が多い。

しかしＹ信号は垂直周波数も比較的帯域が広く、水平輪
郭信号へのＣ信号（第１２図中、領域ＡＩ　）のもれ込
みが多くなる。このため水平輪郭補正をかけることによ
り、色の変化が大きい所でドツト妨害を生ずる。従って
本実施例では、水平輪郭成分をとり出すためのＢＰＦ９
０７と、Ｃ＠号のもれ込みを抑えるための垂直ＬＰＦ９
０１を組合わせて水平輪郭信号９１４を分離している。

この水平輪郭信号９１４は乗算器９１６において水平輪
郭コントロール信号７０５と乗ぜられ、ゲイン調節され
た後、新たに垂直輪郭信号７０９として出力される。

（３）　　コントラスト回路 コントラスト回路７０３の楢成例を＠１３図に示す。コ
ントラスト回路７０．９は、積分回路１３０１、平均値
回路１３０３、減算器１３０５、ＬＰＦｌｓｏｒ、乗算
器１３０９で構成される。

コントラスト回路７０３の特徴は、積分回路１３０１、
平均値回路１３０３を用いることにヨリ、コントラスト
信号１３０８の中に画像信号の直流分（ブライト信号）
がもれ込むことを肪いでいることである。このためコン
トラストを調節した時にブライトも変化するという不都
合がなくなる。

次にコントラスト回路７０３の動作の概要を説明する。

２７Ｈ遅延回路１２６から出力されたＯＴＨ遅延信号４
０４は積分回路１３０１に入力されて、１水平期間中の
画像部分が積分され、積分結果１３０２が次の１水平期
間中、平均値回路１３０３へ出力される。平均値回路１
３０３では、積分結果１３０２を所定値で割算すること
ｌこより画像部分の平均値１３０４を演算し、減算器１
３０５へ出力する。画像部分の平均値１３０４は１ライ
ン期間内の平均輝度に対応する。減算器１３０５には、
２ＴＩ（遅延回路１２６よりＩＴＨ遅延信号４０５も入
力され、この信号から画像部分の平均値１３０４が減算
される。従って減算結果として画像部分の交流分１３０
６が得られる。この交流分１３０６は水平方向について
の直流成分が除かれている。

このため、ＩＴＨ遅延信号４０５からこの交流分１３０
６までの伝達特性は、第１２図において、水平周波数ｆ
＝０の部分（垂直周波数軸上）で０、それ以外の部分で
は１となる。なお、０ＴＩ（遅延信号４０４の平均値１
３０４はＩＴＨ遅れて出力されるので、減算器１３ｎ５
においては、位相を合わせるため、ＩＴ）！遅延信号４
０５との間で成算が行われろ。コントラストとは、画像
の比較的大面積にわたっての明るさの変化であるため、
ビデオ信号の低域周波数成分に対応している。そこでこ
の低域周波数成分がＬＰＦ１３０７で抽出されることに
より、コントラスト（ｆｆｉ号１３０８が得られる。こ
のコントラスト信号１３０８は乗算器１３０９において
、コントラストコントロール信号７０６と乗ぜられ振幅
調節をされた後、新たにコントラスト信号７１０己して
出力される。

次に第１３図の各回路を詳細に説明する。積分回路！３
０１は加算器１３１１、ラッチ１３１２．１３１３で構
成される。ラッチ１３１２はサンプリングパルス１１６
でラッチ動作を行い、フライバックパルス１３４により
フライバック期間中出力をゼロにクリアされる。従って
加算器１３１１の出力をラッチ１３１２へ入力し、ラッ
チ１３１２の出力を加算器１３１１の入力へ戻すことに
より、ＯＴＨ遅延信号４０４に対して、画像期間中積分
（累積加算）が行われる。

ラッチ１３１２はサンプリングパルス１１６（φＳ）で
動作するため、加算器ｌ３１１での加算はＴＳ苺に行わ
れ、積分期間全体での加算回数１’ＪＡは Ｎ人＝　（ＴＩ　−ＴＦＢ　　）／　ＴＳとなる。（Ｔ
Ｆ１３はフライバック時間）。一方、ランチ１３１３は
フライバックパルス１３４でラッチ動作を行うことによ
って、ラッチ１３１２がフライバックパルス１３４によ
りクリアされる時点での出力信号（積分結果）をラッチ
し、これを積分結果１３０２として平均値回路１３０３
へ出力する。平均値回路７３０３は、入力されま た積分結果１３０２をｌ’Ｊ人で割り算（「＾を乗算）
し結果を出力する回路である。８人の値は’］’　Ｆ　
Ｂ　＝　Ｑ、　２・Ｔｕ、Ｔｏ＝９１０・Ｔｓ（Ｎ車 ＴＳＣ）、ＴＨ＝１１３５・ＴＳ（ＰＡＬ）を用いて計
算すると、 となる。実際の演算は回路素子数を少なくするため、土
を次の値で近似している。

Ａ このよう２のべき乗数の和で演算を近似すれば２　．２
　．２　　の係数乗算器１３３１゜１３３３．１３３２
は配線操作だけで済み、実際必要とされるハードウェア
は加算回路１３３４とゲート１３３５だけとなる。ゲー
ト１３３５はＮＴ　Ｓ　Ｃ／Ｐ　ＡＬ切替信号１４６で
制御され、ＮＴＳＣ七−ドでは（５）式を演算するため
に２−１２係数乗算器１３３３の出力を加算器１３３４
に供給し、ＰＡＬモードでは（６）式を演算するために
加算器１３３４への出力をセロ（こする。なお、１　　
を（５）　、　（６）式で近似することによる誤差は。

Ｎ人 ＮＴＳＣでは２．２％、ＰＡＬでは０．２係と実用上は
問題ない。ＬＰＦ２３０７は、第８図で示したＬＰＦ８
　ｏ　ｙ　（帯域ＩＭＨｚ）と同じものを用いている。

これζこよりコントラスト信号１３０８を帯域的ζこ水
平輪郭信号９ｏ４（第２図中、領域Ａ！　）と分離して
いる。

このように積分回路１３ｏ１と平均値回路１３０３は比
較的簡単なハードウェアで実現され、これによりコント
ラスト信号１３０８への直流分のもれ込みを除去できる
。

（４）　　ブライト調節 第７図において、ブライト調節は加算器７１ノとペデス
タルクランプ回路７１３で行われる。

水平、垂直輪郭及びコントラストの調節と異なり、ブラ
イトの調節は画像のペデスタルレベルを基準とした直流
分を制御すればよい。従ってブライトコントロール信号
７０７は加算器７１１に直接入力され、他の信号ととも
にＹ／Ｃ分離回路１２８よりのＹ信号１３１に加算され
Ｙ信号７１２が出力される。しかしこれだけでは加算器
７１１の出力のＹ信号７１２のペデスタルレベルも変化
し、ペデスタルレベルから見た画像部分の直流分はＹ信
号１３１と同じままである。従ってペデスタルクランプ
回路７１３では、フライバックパルス１３４によりフラ
イバック期間中Ｙ信号７１２を所定のペデスタルレベル
にクランプし、Ｙ信号ｔ　Ｓ　Ｓ＠比出力る。これによ
り、出力のＹ信号１３３の平均輝度は入力のＹ信号１３
１の平均輝度に比ベブラストコントロール信号７０７の
分だけ変化する。以上の手順でブライト調節が行われる
。

（カラーコントロール・カラーキラー回路）カラーコン
トロール・カラーキラー回路１３５の構成例を第１４図
（こ示す。このカラーコントロール・カラーキラー回路
１３５の機能は、入力されるＣ信号１３０に対しＡ　Ｃ
Ｃ，マニュアルカラーコントロールおよびカラーキラー
の各操作を行うほか、Ｙ／Ｃ分離回路１２８ヘガラーキ
ラー信号１３７を供給し、前述したようにカラーキラー
動作時には、第４図のビデオ信号４２２をそのままＹ信
号１３１として出力させることである。

カラーコントロール・カラーキラー回路１３５は乗算器
１４０１、カラーキラー回路１４０９、バースト振幅検
出回路１４０４、ループフィルタ１４０８、減算器１４
０６で構成される。以下、動作の概要及び特徴を説明し
、その後各回路ごとの説明を行う。

入力されたＣ信号１３０は乗算器１４０１に導かれ、Ａ
ＣＣ信号１４０２と乗ぜられて振幅制御が行われる。乗
算器１４０１の出力であるＣ信号１４０３は、バースト
振幅検出回路１４０４に入力され、カラーバーストの振
幅が検出される。即ち、カラーバーストの振幅に比例し
た値が演算される。演算されたバースト振幅信号１４０
５は減算器１４０６に入力される。この減算器１４０６
は誤差演算を行うものでへここにおいてＡＣＣ目標値、
つまり外部から与えられる色飽和度を諷整するためのマ
ニュアルコントロール信号１３６からバースト振幅１４
０５が減算され、ＡＣＣ誤差信号１４０７が出力される
。このＡＣＣ誤差信号１４０７はＬＰＦよりなるループ
フィルタ１４０８に入力される。

このループフィルタ１４０８はＡＣＣ時定数を決めるも
ので、その時定数は通常数１０Ｔ）Ｉζこ設定する。ル
ープフィルタ１４０８の出力信号はＡＣＣ信号１ｄ０２
（ｌ！：ｌ、て乗算器１４０１１こ入り、前述のように
Ｃ信号１３０と乗ぜられる。

このように、ＡＣＣループは乗算器１４０Ｉ→バ一スト
振幅検出回路１４０４→減算器Ｉ４０６→ループフィル
タ１４０８→乗算器１４０１で形成され、入力されたＣ
信号１３０の振幅をマニュアルカラーコントロール信号
１３６によって与えられるＡＣＣ目標値の大きさきなる
よう制御し、新たにＣ信号１３８として出力する。

このカラーコントロール回路の特徴として次の２点が上
げられる。第１は、ＡＣＣ目標値を外部から操作し、こ
れによりカラーコントロールを行うことであり、第２は
、カラーバーストの振幅検出を、ＮＴＳＣモードではＩ
ＣＣＩ１十ＩＣ±Ｑ１の値ｌこより、ＰＡＬ、モードで
はｌｃ：ｔＵｌ＋Ｉｃ土ｖ１の値により行うことである
。（ＣＩ、ＣＱ、ＣＵ、ＣＶはそれぞれ工。

Ｑ、Ｕ、Ｖ軸でサンプルされたバースト信号の大きさを
表わす。）。

前者に関して、カラーコントロールをＡＣＣ目標値を変
えるこキｌこより行うこさのメリットは、カラーコンＩ
・ロールのために専用の乗算器を持つ必要がないことで
ある。後者については、バーストの振幅検出の方法とし
て、位相が９００異なる２軸におけるサンプル値の絶対
値の和を用いるのは、色相コントロールさの関係で必要
になってくることである。つまり、色相コントロールは
、第２図１こ示すＰＬＬ回路２００Ｉこおいて、位相目
標値１１７を変えてＡＤＣ１０９でのサンプリング位相
を変えることによりなされる。

ここで問題となるのは、サンプリング位相が変化するこ
とにより、バースト部分のサンプル値も変り、誤ったバ
ースト振幅値１１９が出方されてしまうこさである。こ
れにより、ＡＣＣ信号１４０２の値が変り、従ってＣ信
号１４０３の太きさも変化する。すなわち、色相を変え
る″ことにより、色飽和度も変わることになる。これを
防ぐには、第１図１こおける位相目標値１１７の大きさ
により・バースト振幅信号１４０５の値を補正するよう
な対策が必要となる。しかし、このために付加されるハ
ード量は大きなものとなる。従って、本実施例では、色
相コントロールに伴う色飽和度の変化を実用上問題ない
程度に抑える簡単な方法として、カラーバーストの振幅
検出を前述の如（ｌｃ＋Ｉｌ＋ｌｃ土Ｑ１またはｌＣ±
Ｕ　１−ｔｌ　ｃ＋ｖ　１により行っている。これによ
れは、サンプル位相をＩ、Ｑ軸またはＵ、Ｖ軸から±１
０（色相可変範囲）ずらした場合でも、検出されるバー
スト振幅値はそれぞれ５．２％、１．５％変化するだけ
で、実用上問題はない。

次（こカラーキラーについて述べる。一般にカラーキラ
ーが動作する条件は、入力されるＣ信号１３０のバース
トの大きさが、ある値以下の時である。しかし本実施例
では、ＡＣＣ信号１４０２の値が入力されるＣ信号１３
０の大きさに反比例することを利用して、ＡＣＣ信号１
４０２の値が所定値に以上の時をカラーキラーの動作条
件としている。ところが、同じ大きさの入力Ｃ信号１３
０に対しても、マニュアルカラーコントロール信号１３
６の大きさに比例して、ＡＣＣ信号Ｉ４０２の値が変わ
るため、カラーキラーの動作条件を一定に保つためには
、所定値にはマニュアルカラーコントロール信号１３６
の大きさに比例させる必要がある。このため、カラーキ
ラー回路１４０９には、ＡＣＣ信号１４ｏ２とマニュア
ルカラーコントロール信号１３６とが入力され、マニュ
アルカラーコントロール信号１３６を定数倍した値（所
定値Ｋ）とＡＣＣ信号１４０２の値とを比較し、ＡＣＣ
信号１７θ２の値の方が大きいとき、カラーキラーを動
作させている。カラーキラーが動作することによりＣ信
号１３８がゼロになり、Ｙ／Ｃ分離回路１２８において
はビデオ信号４２４がそのままＹ信号１３１として出力
され、Ｙ信号１３１の帯域を広げる。なお、カラーキラ
ーを上述した動作基準により働かせることのメリットは
、入力されるＣ　＜＝号１３０のカラーバーストの大き
さを検出し、これを時定数を設定するためのＬ　Ｐ　Ｆ
に通し、このＬ　Ｐ　Ｆの出力値が所定値以下の時をカ
ラーキラーの動作基準とする通常の方法に比べ、簡学な
回路で済むことである。

次に第１４図の各部の回路を＠１５図（こおいて、バー
スト振幅検出回路１４０４は、バースト抜取り回路１５
０１、絶対値回路１５０２、加算器１５０４、ラッチ１
５０５．１５０６で構成される。

バーストｉ幅検出回路１４０４の機能は、バースト抜取
りパルス１１）の明間中のカラーバースト（６周期分に
設定されている）について、その絶対値を積分し、結果
を１−水平期間（ＴＨ）の量減算器Ｚ４０６へ出力する
ことである。即ち、乗算器１４０１からのＣ信号１４０
３１こ、バースト抜取り回路１５ｏ１においてバースト
抜取りパルス１１１でゲートされる。これにより、カラ
ーバースト６周期分の信号（２４サンプル）が取り出さ
れ、絶対値回路１５ｏ２へ入力される。絶対値回路１５
ｏ２では、入力されたカラーバースト信号の符号ピット
を判定して、それが＋＋１ｍの場合はデータを反転し、
′０”の場合は通過させる操作により、カラーバースト
信号の絶対値を演算し出力する。この絶対値信号１５ｏ
３は加算器１５ｏ４さラッチ１５ｏ５によりバースト抜
取りパルス１１１の期間中積分される。なお、ラッチ１
５ｏ５はサンプリングパルス１１６でラッチ動作を行い
、バースト抜取りパルス１１ノの期間外で出力がゼロに
クリアされる。そしてラッチ１５ｏ５がクリアされる直
前の値（積分結果）がラッチ１５ｏ６でラッチされ、バ
ースト振幅信号１４０５として出力される。

ループフィルタ１４０８は、ＡＣＣ時定数を決める回路
であり、２′の係数乗算器１５ｏ７、加算器１５０８、
ラッチ１５０９、アンダーフロー防止回路１５１０で構
成される。このうちアンダーフロー防止回路１５１０は
ＡＣＣ信号１４０２が負の値になることを防ぐものであ
る。

また２−ｎ係数乗算器１５０７は配線をＬＳＢ側へｎビ
ットシフトするだけで、実際のハードウェアは必要とさ
れない。なお、ランチ１５０９はバースト抜取りペルス
１１１によりラッチ動作を行う。ループフィルタ１４０
８では入力される誤差信号１４０７を２ｎ倍し、これを
加算器１５０８とラッチ１５０９によりＴＨ毎４こ累積
（積分）する。これにより、誤差信号１４０７の急激な
変ｆヒ、（高周波成分）は吸収される。この回路構成に
おいては、ＡＣＣ時定数は２ｎ・ＴＨに比例する、従っ
てｎの値を適当に設定することにより。ＡＣＣ時定数を
所望の値に決めることができる。ループフィルタ１４０
８の出力信号はＡＣＣ信号１４０２として乗算器１４０
１へ入力される。

カラーキラー回路１４０９では、前述したようにＡＣＣ
信号１４０２の値とマニュアルカラーコントロール信号
１３６の値を乗算器１５１ノで定数（２）倍した値（カ
ラーキラー閾値に１５１２）とをコンパレータ１５１３
で比較し、ＡＣＣ信号１４０２の値が大きい場合にカラ
ーキラー信号１３７を０＃とする。ζ、れによりゲート
１５１４の出力であるＣ信号１３８はゼロとなる。一方
、このとき第４図におけるＣ信号ゲート４２１の出力で
あるＣ信号４２２もゼロになり、ビデオ信号４２４がそ
のオオＹ信号１３１．５して出力される。

（色復調回路） 第１６図に色復調回路１３９の構成例を示す。

色復調回路１３９はラッチ１６０１，１６０２゜１６０
５〜１６０７と、ゲート１６０８〜１６１ノおよびイン
バータ１６１２を含むゲート回路１６１３で構成される
。ＮＴＳＣモードでの色復調回路１３９の機能は、入力
されたＣ信号１３８の中から、１位相のデータをラッチ
１６ｏｚにおいて選択的にラッチすることによりＩ信号
１６０３を復調し、Ｑ位相のデータをラッチ１６０２１
こおいて選択的にラッチすることによりＣ信号１６０４
を復調することである。ＰＡＬモードでは、Ｕ信号につ
いてはＣ信号１３８の中からＵ位相のデータをラッチ１
６０１においてラッチすることでＵ信号１６０３が復調
される。一方、■＠号については、１ライン毎に変調軸
が反転するため、ラッチ１６０２での復調の際にも１ラ
イン毎にラッチ位相ｐ＋ｖ、−ｖで切替える必要がある
。この切替えはＰＡＬアイデント信号２０５で行ってい
る。次に実際の回路動作を説明する。

Ｃ信号１３８は、ラッチＪ　６０１，１６０２に入力さ
れる。一方、位相検出回路１１８で作られた基準位相パ
ルス２０６も色復調回路１３９に入力される。基準位相
パルス２０６とは、ＮＴ８ＣモードではＩ軸位相のパル
スに、ＰＡＬ′　モードではＵ軸位相のパルスに定めで
ある。基準位相パルス２０６は、そのままラッチ１６０
１にラッチパルスとして入力され、仁こでＣ信号１３８
の中からＩまたはＵ位相のデータがラッチされ、■信号
又はＵ信号１６０３が復調される。また基準位相パルス
２０６はラッチ１６０５〜１６０７１こより、屓次１サ
ンプル位相（９ｏ）ずつシフトされる。これによりラッ
チ１６ｏ５からは−Ｑ又は７位相パルスが、ラッチ１６
０６からは−１又は−Ｕ位相のパルスが、ラッチ１６０
７からはＱ又は−■位相のパルスがそれぞれ出力される
。そしてＮＴＳＣ／ＰＡＬ切替信号１４６、ＰＡＬアイ
デント信号２０５およびラッチ１６０ｆ；、１６０７の
出力信号を入力とするゲート回路１６１３ＩこよりＱｔ
ｖ復調パルス１６１４が作られ、これがラッチ１６ｏ２
へ供給される。Ｑ、Ｖ復調パルス１６１４は、ＮＴＳＣ
／ＰＡＬ切替信号１４６がＮＴ　Ｓ　Ｃモードの時は９
位相パルスであり、ＰＡＬモードの時は、ＰＡＬアイデ
ント信号２０５の内容に応じた＋■あるいは−７位相パ
ルスである。これｌこよってラッチ１６ｏ２からは、復
調されたＱ信号又はＶ信号１６０４が出力される。なお
、ゲート回路１６１３は、ＮＴ　Ｓ　Ｃ／Ｐ　ＡＬ切替
信号１４６がＮＴＳＣモードで０、ＰＡＬモードで１、
さらにＰＡＬアイデント信号２０５が＋Ｖ軸で１、−Ｖ
軸でＯとした場合の構成を示している。

仁うして色復調回路１３９から出力された復調Ｃ信号１
４１はＹ信号１３３とともにマ）　ＩＪラック回路１４
２へ入力され、所定のマトリックス演算によりＲＧＢ信
号１４２が生成される。

なお、マ）　ＩＪラック回路１４２の演算内容はＮＴＳ
　Ｃ／ＰＡＬ切替信号１４０により切替えられる。

以上本発明の一実施例を説明したが具体的回路構成等は
上記実施例に限定されず、種々変形することができる。

また、本発明に係るテレビジョン受像機は放送信号を受
信するもののみでなく、いわゆるモニタ受像機等として
も有効であることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の一実施例を説明するためのもので、第１図
は画像処理回路全体の概略構成図、第２図はＰＬＬ回路
の構成を示す図、第３図はカラーバーストのサンプル点
を示す図、第４図はＹ／Ｃ分離回路の構成を示す図、第
５図は櫛型フィルタの特性を示す図、第６図はＮＴＳＣ
／ＰＡＬ切替回路の構成を示す図、第７図はＹ信号処理
回路の構成を示す図、第８図は垂直輪郭回路の構成を示
す図、第９図は水平輪郭回路の構成を示す図、第１０図
は画像と水平・垂直周波数の関係を示す図、第１１図は
２次元周波数を説明するための図、第１２図はテレビジ
ョン信号を２次元周波数形式で示した図、第１３図はコ
ントラスト回路を示す図、第１４図はカラーコントロー
ル・カラーキラー回路の構成を概略的ｉこ示す図、第１
５図は第１４図の回路をより詳細に示す図、第１６図は
色復調回路の構成を示す図である。 １０１・・・アナログビデオ信号、１０９・・・Ａ／Ｄ
コンバータ、１１０・・・デジタルビデオ信号、１２６
・・・遅延回路、７ｏ３・・・コントラスト回路、１１
０・・・コントラスト信号、１３０１・・・積分回路、
１３０３・・・平均値回路、１３０５・・・減算器、１
３０７・・・低域通過型フィルタ、１３０９・・・乗算
器（コントロール回路）。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　ビデオ信号をデジタル化した後、信号処理を
   行うデジタルテレビジョン受像機において、デジタルビ
   デオ信号の期間Ｔ１ｔこおける平均値を演算し、その演
   算結果を期間’ｒｏにわたって保持し出力する平均値回
   路と、この平均値回路ｌこ入力されるデジタルビデオ信
   号ｌこ対してＴ。の時間だけ遅延した信号を得る遅延回
   路と、この遅延回路の出力信号から前記平均値回路の出
   力信号を減算してコントラスト備考を得る手段とを備え
   たことを特徴とする画質調整回路。
2. （２）　　期間Ｔ、は１水平期間であり、期間’ｒｏは
   １水平期間のうちのフライバック期間を除いた期間であ
   り、遅延回路はデジタルビデオ信号から色度信号を分離
   するための櫛型フィルタで用いる遅延回路と共用される
   ものであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の画質調整回路。