JPS59223908A - デイジタルデ−タの記録装置およびその記録デ−タの再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （利用分野） 本発明はディジタルデータを磁気記録媒体に記録するた
めの記録装置および該記録装ｌｔによって記録されたデ
ィジタルデータを再生して原データに再生するようにし
たディジタルデータの記録再生装置に関する。

（従来技術） コンピュータ、特に、家庭や学校で使用される小形コン
ピュータには、通常、コンピュータのＲＡＭから磁気テ
ープに、ディジタルプログラムを記録する装置が備えら
れている。この装置としては，普通の安価なカセットｄ
己録装置が一般に用いられている。

ディジタル信号の符号化の方法としては、いく　　　　
　□１つかの方法が既知である。基本的な方法は、発振
器の信号が存在する時゛１″を示し、この信号が存在し
ないとき０”を示す、いわゆる６ト−ンバースト”（　
ｔｏｎｅ　ｂｕｒｓｔ　）と呼ばれる方法である。この
方法は、データを高密度に記憶することができない。

第２の方法（　Ｋａｎａａｓ　Ｃｉｔｙ規格）では、ｏ
”を表わすのに低い周数数を用い１”を表わすのに高い
周波数を利用している。この方法によれば、該二つの周
波数のそれぞれにおける１完全周期から８完全周期まで
が、前記のＩＩ　Ｏ＋１および　１”を表わすのに記録
される。

よυ改善された方法としては、位相コード北方式（　Ｐ
ｈａｓｅ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ）がある。これにおいては
、ＩＩ　Ｉ　ＩＩ　　又はＯ”が、位相変位の方向によ
って、すなわち信号のハイレベルから、信号のロウレベ
ルへの転換によって記録される。例えば、正に向かうエ
ツジは゜“１”　を表わし、負に向かうエツジは　０”
８表す。しかし、このエツジのタイミングが非常に重要
である。このタイミングが変動すると、例えば、連続す
る２つの”Ｏ”を伝送できなくなる。

これを達成するために、正に向かうエツジが２個の負に
向かうエツジの間に挿入されている。そして、この正に
向かうエツジは、信号の時間位置に基づいて無視される
。このように、最大記録密度は、符号化したディジタル
信号の２つのエツジの間に、上記した中間のエツジを記
録しなければならないという要請により、制限を受ける
。

既知の他の方法は、いわゆる札幌規格（Ｓａｐｐｏｒ。

Ｃｉｔｙ　Ｓｔａｎｄａｒｄ　）である。この方法にお
いては、１／２工ツジ幅コード化方式（ｈａｌｆ　ｗａ
ｖｅ　ｅｄｇｅｗｉｄｔｈ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ）が採用
されている。正又は負極性の比較的広い幅のパルスが　
”０”を表わし・正又は負極性の比較的狭い幅のパルス
が１″を表わす。しかし、この方法は、個々のバイナリ
・ディジットの端部を明確に区別するために、明瞭なパ
ルスのエツジを必要とするので、一般的ではない。

さらに、この方法では、与えられた置のデータビットを
記録再生するのに要する時間が、データのパターンに依
存して変化する。０”が連続した場合には、長い時間が
必要となり、伝送効率が低下する。このため、バイト単
位で正確なデータ長がわかっていても、データの１ブロ
ツクを伝送するに必要な時間を知ることができない。

この後者の欠点を回避する方法が、極性変移コード化方
式（Ｐｏ１ａｒｉｔｙ−８ｈｉｆｔ　ｅ　ｎｃｏｄｉｎ
ｇ　ｍｅｔｈｏｄ）である。この方法においては、デー
タが′１″から０″　に変化する所、又は０′から６１
に変化する所にのみ、エツジが挿入される。そして、こ
のノンリターン・ツー・ゼロ（ＮＲＺ）信号は、そのま
ま記録される。もし、連続する１”又は連続する　０″
が記録されるのであれば、パルスの振幅は一定に保持さ
れ、１″又はｏ”の個数は、タイミング回路によって決
定される。この方法によれば、テープ上にはるかに大き
な密度で、データを記録することができる。しかし、現
在まで、それを実施するには、若干の問題があった。

極性変移コード北方式又はノンリターン・ツー・ゼロコ
ード住方式では、　１”を記録するために、テープは　
１″の全期間第１の方向へ磁化される。

また、　°゛０″を記録するために、”０”の全期間他
の方向へ磁化される。これは、普通のカセットレコード
装置の読取りヘッドから十分な出力信号を発生すること
ができるが、該レコード装置の増幅器から出力される信
号は非常に不規則であるので、その信号を読取りヘッド
からの出力信号に近ずけるために、バンドパスフィルタ
を通さなければならない。しかし、バンドパスフィルタ
を通った信号は、完全に規則正しい信号にならず、″０
″レベルが変移して、そのデコード値が完全に正しいも
のにならない。既知の方法では、２〜３個の微分手段、
若干の遅延線、アナログ乗算手段、およびゲートの組合
せにより、データの再生を行なっている。

（目　　的） 本発明の目的は、前記した従来技術の欠点を除去し、簡
単な構成の記録装置により、ディジタル符号化信号を旧
確に磁気記録手段に記録できるようにすることにある。

また、本発明の他の目的は、該記録装置により磁気記録
媒体に記録されたディジタル符号化信号を正確に読み取
って、該信号をマイクロプロセッサ等に供給することが
できる、簡単な構成のディジタルデータの記録再生装置
を提供するにある。

（概　　要） 本発明を要約すると、本発明は、原データ信号の正又は
負の各エツジから、好ましい特性を有する比較的鋭いパ
ルスを作るために、フィルタ手段によって原ディジタル
データ波形を処理した点に特徴がある。換言すれば、原
データ信号は任意の時定数をもつ普通のＲＣフィルタに
よって、フィルタ処理される。この発明の他の特徴は、
簡単なシュミット回路のような手段によ？てデータを再
生するようにした点にある。

前記した特徴をさらに詳しく述べると、次のように言う
ことができる。

本発明の第１の特徴は、ディジタル化された信号が、そ
のエツジから一連のパルスを発生するためにフィルタを
通され、さらに該一連のパルスが磁気記録媒体上に記録
されるようにしたディジタルデータ記録装置を提供する
ようにした点にある。

好ましくは、信号は、カットオフ周波数がボーレートの
１〜４倍の間にあるバイパスフィルタを通される。フィ
ルタのＱファクタとしては、約０．５が選ばれる。また
、２次フィルタであることが好ましい。

最も好ましいカットオフ周波数は、ボーレートの２〜３
倍である。

本発明の他の特徴は、上記本発明の第１の特徴によって
記録されたディジタルデータを再生する装置を提供する
にある。この装置においては、前記磁気記録媒体は読取
りヘッドの上を走行することにより、第１の信号を発生
する。この第１の信号は、それから増幅されて、前記デ
ータを再生処理するのに適した第２の信号になされる。

そして、シュミットトリガ回路のような信号レベル応答
手段によって処理され、その出力がディジタルデータＩ
ｃなる。

（実施例） 以下に、図面を参照して、本発明の一実施例を説明する
。

第１ａ図およびｌｂ図は、フィルタの動作を示す波形図
である。第１ａ図の波形Ａは、ディジタルデータの原信
号の波形である。同図の波形Ｂは１次の受動ＲＣフィル
タによってろ波された波形を示し、さらに、同図の波形
Ｃは、該ろ波された信号を入力とするレコーダの出力波
形を示す。レコーダ出力信号の前部傾斜部（ｆｒｏｎｔ
　５ｌｏｐｅ　　）ａはなめらかであるので、シュミッ
トトリガを用いると、シュミットトリガ回路が起動され
る時点がパルスの振幅に従って変化し、記録エラーの可
能性が増加する。また、パルスの後部傾斜部ｂ（ｒｅａ
ｒ　５ｌｏｐｅ　　）　ＶＣ，ある椎間の不安定なオー
バシュートが存在している。

波形りとＥは２次の受動ＲＣフィルタによってろ波され
た第２の例の波形を示している。該ＲＣフィルタのＱフ
ァクタは０５である。このフィルタの出力波形りは、前
記フィルタ出力波形Ｂが大変ゆっくりと変化するオーバ
シュートを有してい　　　　　するのに対し、明確に判
別できる程麿のオーバシュートを有している。このオー
バシュートのために、レコーダの出力信号Ｅは、前記の
波形Ｃとは異なった特徴を有するようになる。

第１に、正又は負極性のパルスの前縁ｄは、より急峻に
なり、該パルスの前に小さなプレシュートＣが発生して
いる。

第２に、再生された信号Ｅの極性は、前記波形Ｃと逆に
なっている。

最後に、２つの鋭いエツジ間にある中間信号部ｅは、一
定の極性を有しており、その零レベルはシフトしない。

換イすれば、再生された信号は、シュミントトリガ回路
を作動するのに理想的な特性を有しＣいる。

波形ＦとＧは、Ｑファクタが１　／　、Ｉ”ｉ＜　０．
５より大きい）である２次の能動フィルタによってろ・
波された第３の例の波形を示す１．フィルタ出力Ｆは、
より高次のオーバシュートを有している。２次の受動フ
ィルタと同様に、レコーダ出力Ｇは鋭い立上りおよび立
下りエツジｄ’ｉ−ｉしているが、ブレシュートはない
。しかし、この信号の後端には、反対の極性へ及ぶオー
バシュー）ｆが発生する。

このため、この信号は、もしこのオーバシュートを除去
ｌ−ないなら、シュミットトリガのマージンを減少させ
る。

能動フィルタのＱファクタをより大きくしてもオーバシ
ュートおよび逆オーバシュートを強調するだけであり、
したがってシュミットトリガ回路をトリガするのに適し
た記録信号を作ることはできない。

以上のことから、Ｑファクタが０．５近辺の２次のバイ
パスフィルタが、シュミットトリガ回路を用いて原デー
タを再現するのに適しているということができる。

第１ｂ図の波形Ｉ（、Ｊ、に、ＬおよびＭは種々のカッ
トオフ周波数をもつフィルタによって得られた波形と、
それぞれに対応するレコーダ出力信号の波形とを示す。

各波形において、ろ波された信号は左側に記されており
、レコーダ出力信号は右側に記されている。また、該波
形Ｈ〜Ｍに対応するフィルタのカットオフ周波数ｆ。は
、第１表の通りである。ここに、Ｚはボーレート（ｂａ
ｕｄｒａｔｅ　　）を表わして℃・る。

第　１　表 カットオフ周波数ｆｃの範囲は、レコーダの特性および
用いられる磁気テープの種類により、わずかに変化する
が、前記ボーレートの１倍〜４倍のカットオフ周波数が
許容限変内の質を有するレコーダ出力を発生するのに適
当である。波形Ｈはカットオフ周波数がボーレートの０
５倍の時の波形であるが、このようにカットオフ周波数
がボーシノートに対して低すぎると、レコーダ出力信号
は記録されたデータパターンに従う大きな０”レベルの
シフトニ伴って非対称になる。さらに、波形の傾斜はな
だらかにｆ、Ｋ　、１１）、原データの再生が不正確に
なる。

他方、カットオフ周波数ｆ　が太きすぎると、オーバシ
ュートパルスが現われ、このオーバシュートは、ｆ　　
＝８Ｚの時の波形Ｍに図示されているように、　″′０
″レベルを横切ることになる。しかし、ｆ　　＝４２の
ときの波形りに示されているように、オーバシュート又
はアフタシュート（ａｆ−ｔｅｒｓｈｏｏｔ、）が同一
の極性にある場合には、オーバシュートが存在しても、
これを許容することができる。２倍〜３倍のボーレート
のカットオフ周波数ｆ　は最も良い結果を生ｒるので好
ましいが、ｆ　の値がボーレートの１倍〜４倍であれば
、許容「ることかできる。波形には、比較的鋭い傾斜を
持ち、プレシュートが小さいので、理想的な場合の波形
を示す。

フィルタに要求される事項を要約すると、次の通りであ
る。すな４つら、Ｑ；０．５であシ、カットオフ周波数
ｆ。に関しては、 Ｚくｆ　≦４２ の範囲が許容可能であるが、望ましくは２Ｚ＜ｆ　　＜
３Ｚ の範囲にあるｆ　を有する２次のバイパスフィルりが好
適である。ここに、２はボーレートである。

第１ｃ図は好ましい受動フィルタの一例を示す。

ここで、 Ｒ，＝　Ｒ２：Ｆｔ、　＝　Ｒ１ Ｃ２＝　Ｃ，＝　Ｃおよび Ｃ／４＜Ｃ１＜Ｃ／２ であることが好ましい。バイパスフィルタの実際のカッ
トオフ周波数はロウパスフィルタ部との結合によって、
ある程度まで変化するが、前記ＲとＣの大よその値は、 という式から求めることができる。これらの値は、最終
的には、第１ｂ図で表わされた波形図を参照することに
よって、現場において決められる。受動ＲＣフィルタは
信号を大きく減衰するので、第１ｄ図に示されているよ
うな能動フィルタを用いるのが良い。しかし、この場合
には、帰還抵抗Ｒ４の値は、慎重に選ばれなければなら
ない。Ｒ４の１８− 値をＲ５の値の２倍〜３倍に選ぶと、許容できる結果を
得ることができる。抵抗Ｒ６とＲ７はゲインを増加させ
るためのものであり、回路中に入れても、あるいは入ね
なくてもよい。

以上のように、フィルタは、記録されるデータの立上り
および立下りエツジに応答してエツジパルスを発生する
。フィルタを用いると、データのＤＣ成分は減衰され、
データのエツジ部は、その立上りおよび立下りエツジの
それぞれが正極性と負極性の両方の鋭いエツジパルスに
変えられる。

このろ波された信号を用いることによって、ディジタル
データは、普通の磁気テープカセットレコーダを用いて
、普通の磁気テープカセットに記録することができる。

これは、例えば、パーソナルコンピュータのＲＡＭから
、永久記憶のために、普通の磁気テープ記録装置を用い
て、ディジタルデータを記録するのに適用することがで
きる。

コンピュータ・カセットレコーダ・インターフェイスは
、このフィルタ技術を用い、極性変移コード化方式（Ｐ
ｏ１ａｒｉｔｙ−ｓｈｉｆｔ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ　　）
によって、データをコード化することにより、構成する
ことができる。

このようなインタフェイスに使用するのに好適で、かつ
非同期マルチクロックモード処理を用いる第１の回路装
置を第２ａ図に示す。また、この第１の回路装置の各部
の信号の波形Ｔ、Ｖ、Ｗ。

Ｘ、Ｙおよび２と、発振器１８および分周器１９から出
力されるクロックパルスを　第２ｂ図に示す。　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ＩＭＺ
ａ図のブロック回路図では、ブロック１２で表わされ、
米国のインテルコーポレーションで製造されている万能
同期／非同期送受信機（ｕｎｉＶｅｒｓａｌ　５ｙｎｃ
ｈｒｏｎｏｕｓ　／　ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｒｅ
ｃｅｉｖｅｒ　／ｌｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ　（Ｕ　Ｓ　
Ａ　ＲＴ　）　　が用いられている。

ＵＳＡＲＴの詳細はその生産者から説明を受けることが
できるが、基本的には、ＵＳＡＲＴは連続するデータの
流れを受信し、このデータをプロセッサ用の並列データ
に変換する。この通信用ＬＳＩは、２８０マイクロプロ
セツサ用に設計されたＺｉｌｏｇ　Ｚ８０Ｓ　ＩＯ（Ｓ
ｅｒｉａｌ　Ｉｎｐｕｔ　０ｕｔｐｕｔ）やモトロー９
６８０９マイクロプロセツサ用の６８５０（Ａ　ＣＩ　
Ａ　：　Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎＩｎｍｒｆａｃｅ　Ａｄａｐｔｅｒ　）等の
ような禰々のマイクロプロセッサに利用することができ
る。

この明細書に記載されている方法と回路は、そのような
通信用ＬＳＩに適用するために、容易に変更することが
できる。ＵＳＡＲＴは単に連続データを受信することが
できるだけでなく、並列的にプロセッサから送られてく
るデータを受は取ることができるし、これらのデータを
直列的に伝送できるように変換することもできる。ＵＳ
ＡＲＴは、これが１文字を完全に受信又は送信し終えて
、サービスを必要とする時、プロセッサに合図を送る。

第２ｂ図に示されているような波形を有するデータＴは
、ＵＳＡＲＴの送信機データ端子ＴｘＤ（第１９番ピン
）から、第１ａおよびｌｂ図を参照して説明したフィル
タ動作を行うフィルタ回路１１へ送られる。このデータ
Ｔは、フィルタ回路１１を通ると、第２ｂ図に示されて
いる波形のデータ信号Ｖになる。データ信号Ｖは、フィ
ルタ１１の出力端子から、適当な入力端子、例えば普通
のカセットレコーダのマイクロホン入力端子へ送られ、
磁気テープ上に記録される。記録レベルは、歪が発生し
ない範囲で、できるだけ高く設定される。

最大レベルの約半分に設定するのが良いことが知られて
いる。

非同期伝送モードにおいては、データビットは、ＵＳＡ
ＲＴの送信データ出力端子ＴｘＤから、特有のフォーマ
ットで直列的に伝送される。このフォーマットはスター
トビットで始まり、これに続いて、５〜８ビツトのデー
タビットがあり、そねから任意のパリティピントが設け
られ、最後に１個又はそれ以上のストップビットが設け
られている。

上記のようにしてデータが記録されたテープからデータ
を読み出す時は、テープは読み取りヘッドにより読み取
られ、例えば、レコーダ装置のヘッドホン出力ソケット
から引き出される。レコーダのヘッドホンあるいはイア
ホノ出力端子の信号レベルは、ＦＥＴ増幅器から構成さ
れたシュミットトリガ回路を直接動作させるＶＣは、低
すぎるので、増幅器（以後、ヘッド増幅器と呼ぶ）１３
が、再生されたデータＷをシュミットトリガ回路１４へ
供給する前に接続されている。該データＷの波形は、第
２ｂ図に示されているようになる。シュミットトリガ回
路の出力信号Ｘは、第２ｂ図に示されているようなデー
タＴと同一の波形を有しており、ＵＳＡＲＴ　１２の受
信機データ入力端子ＲＸＤ　　（第３番ビン）へ送られ
る。ヘッド増幅器１３は必要であるが、波形は、第１ａ
、ｌｂおよび１０図で説明したような、正しいフィルタ
ファクタを選ぶことにより、安定な０”　レベルに保持
される。

ウィンドウ比較器１６は、また、ヘッド増幅器１３の出
力信号Ｗを受信するために接続されている。これは、入
力信号の振幅が、該ウィンドウ比較器１６の“ウィンド
ウ（窓）″の外側に来た時にのみ出力信号を発生する。

したがって、このウィンドウ比較器１６は、第２ｂ図の
波形Ｙに示されているように、原データ信号の各エツジ
に対して１個のパルスを発生する。立上りエツジを有す
るウィンドウ比較器出力信号Ｙは信号検出回路１７へ供
給される。この信号検出回路１７の中にはクリア機能を
もつリトリガラブル単安定マルチバイブレータ（型名７
４ＬＳ１２３）が設けられており、その出力信号２は、
第２ｂ図に示されているように、予め定められた期間内
に入力信号が検出されるかぎり、ハイレベルに保持され
ている。この単安定マルチバイブレータの出力信号２は
極性ロック回路１５へ供給される。この回路１５は信号
検出回路１７からハイレベルの出力信号を受は取ると、
シュミットトリガ回路を解放する。

デコードするための信号がないとき、および信号検出回
路の出力信号がロウレベルに落ちている時は、極性ロッ
ク回路１５はシュミットトリガ回路の非反転入力端子ヘ
ハイレベルの電圧を供給し。

その出力信号Ｘを強制的にハイレベルに維持させている
。このような処理は、デコードする必要のある信号がな
い時、ＵＳＡＲＴの６受信データ”入力端子ＲｘＤをハ
イレベルに保持するために必要である。これはＵＳＡＲ
Ｔを使用するのに必要な条件である。

その入力端子にデータ信号が入力してくると、ＵＳＡＲ
Ｔは、受信データラインがスタートビートの開始を指示
するロウレベルに落ちた時、データのアセンブリ動作を
開始する。また、この時、第２ｂ図の一番下のラインで
示されているように、ＵＳＡＲＴの内部クロックカウン
タがリセットされる。そして、その時からストップビッ
トが検出されるまで、入力データが、プログラムされた
クロック間隔でサンプルされる。各スタートビットの検
出により内部カウンタがリセットされるので、有効なデ
ータが正しく読み取られることができる。

発振器１８は、タイミングクロックを分局器１９を経て
、受信機クロック入力端子ＲｘＣ（第２５番ピン）およ
び送信機クロック入力端子　ＴｘＣ（第９４ピンノヘ、
ボーレートの１６倍又は６４倍のクロックレートに相当
する速度で供給する。

第３図は第２ａ図の装置の詳細回路図を示す。

第３図の回路において、８Ｋから１６にのボー１７−ト
用に設計されたフィルタ回路１１は、３個の４．７にの
抵抗、各々が０．００１μＦの２個の直列接続のコンデ
ンサ、および５０００ｐＦ　　の分路コンデンサによっ
て構成されている。ヘッド増幅器１３は、型名ＬＭ　３
５８の集積回路から形成され、シュミットトリガ１４は
型名ＣＡ３１３０の増幅器によって構成され・ウィンド
ウ比較器１６は型名ＣＡ　　３１３０の２個の増幅器か
ら形成されている。また、・信号検出回路１７は、リト
リガラブル単安定マルチバイブレータ（型名７４　ＬＳ
　１２２）で構成されている。

極性ロック回路１５は、型名２ＳＡ　５６４のトランジ
スタと抵抗から構成されている。前述したように、もし
、マルチバイブレータ１？　（７４ＬＳ１２２）（第８
番ピン）の出力信号が記録信号の不在を示すロウレベル
になると、トランジスタはシュミットトリガ回路１４　
　（ＣＡ　　３１３０）（第３番ピン）の非反転入力端
子−、−１−５Ｖを供給する。この結果、ＵＳＡＲＴの
受信機データライン（ＲｘＤ　）はハイレベルに保持さ
れることができる。

成る場合には、レコーダ出力信号の極性が逆転されてい
ることがある。この理由で、極性反転回路が第３図に設
けられている。

ＵＳＡＲＴを、クロックレートがボーレートに等しいい
わゆる６単一クロツクモードにプログラムすることは可
能である。この単一クロックモードでは、ＵＳＡＲＴの
内部カウンタは受信機データ入力信号と同期することは
できない。このため、受信機クロック入力信号を、外部
でデータ信号（受信機データ）と同期させることが必要
になる。

第４ａ図の回路とこの回路に対する第４ｂ図の波形を参
照して、この同期化を達成する２つの方法を・以下に・
説明する。

ａ）　第４ｂ図の上部に示されているように、リトリガ
ラブル単安定マルチバイブレータ（型名７４ＬＳ１２３
）２０の第９番ピンに入力してくる受信機データ信号の
全ての立下りエツジにおいて、該ＩＪ　）　ＩＪガラプ
ル単安定マルチバイブレータの５番ピンに、比較的広い
パルスを発生させることができる。パルス幅は１／２ビ
ツトデ一タ幅に調節されている。

このパルスは受信機クロック発生回路（型名７４ＬＳ３
９３の分周カウンタ）２１８リセツトするのに用いられ
る。リセットパルスと受信機クロック発生器出力信号を
ＮＯＲゲートに供給することによって、同期化された受
信機クロックが作られている。図示されているように、
ＮＯＲゲートがＯＲゲート（型名７４ＬＳ３２）とイン
バータ（型名７４ＬＳＯ４）によって構成されている。

ｂ）　第４ｂ図の下部に示されているように、非常に幅
の狭いパルス（小幅パルス）が、前記受信機データ信号
の全ての立下り点において、単安定マルチバイブレータ
２０から発生される。このパルスは、受信機クロック発
生器回路２１をリセットするのに使用される。

該受信機クロック発生回路２１の出力端子（第８番ビン
）は、受信機クロックを提供している。

ＵＳＡＲＴを用いない回路を使用して、本発明を実施す
ることもまた可能である。

第５図に示されている構成の回路は、記録用に用いるこ
とができる他のフィルタ回路を示す。２次のバイパスフ
ィルタを構成する２組のＲＣ回路が直列に結合されてい
る。ここに、カットオフ周波数　ｆＨｏは、次式で計算
することができる。

ｆＨ，＝　２．６７／２πＲＨＣＨ 前に説明したように、この賄。は次の範囲の中から選ぶ
のがよい。

ｚりｆＨｃ≦４２ （２はボーレート） 回路の後半にあるローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、その
カットオフ周波数ｆＬ０　が次の範囲に入るように設計
されている。

０、７　Ｚ／Ａ＜　ｆＬｃり５．６　Ｚ／Ａ２ここに、
Ａ＝ｆＨｏ／ｚ Ｉｔ、とＣＬ　　の値は、次の式から計算することがで
きる。

ｆＬｃ＝ｌ／２πＩ’ｔＬＣ，（無負荷）両方の場合に
おいて、接続される負荷を考えて、各素子の定数を決め
ることが必要である。

Ａ　Ｌ　Ｃ回路は、シュミットトリガの前に置くことも
可能である。

磁気記録媒体等の特性の変化によって発生する読取り信
号の振幅の変化はシーミツトトリガの応答に影響を与え
るので、シュミットトリガに供給される信号のレベルを
動作可能範囲に保持することが必要である。

第３図におけるプレアンプは第６図に示されている回路
と置換することができる。ここに、　ＬＥＤ−ＣｄＳ　
　ホトカプラ２２は、帰還エレメントとして使用されて
いる。Ｃｄ８セルの抵抗は、ｓｌ＆ｌを決定するために
使用されている。もし、信号が予め定められたレベルを
越えるなら、ＬＥＤはＣｄＳに対して光を放射する。そ
うすると、ＣｄＳ　　の抵抗は低下し、前記信号の振幅
は小さくなる。このようにして、出力レベルは予め定め
られたレベルに維持される。

必要であるなら、バイパスフィルタを帰還部に付加する
ことができる。

１次のバイパスフィルタは、帰還信号の　１ｌａｌｌレ
ベルシフトとピークシフトを最小にするために。

プレアンプ部に付加してもよい。

バイパスフィルタのカットオフ周波数は、次の範囲から
選ぶことができる。

０．５２＜ｆＨｃりｚ 本発明による方法と回路はＮＲＺ（ノンリターン・ツー
・ゼロ）データばかりでなく、この明細書の冒頭で述べ
たような他の形式でエンコードされたディジタルデータ
にも適用できる。（ただし、トーンバースト法は除く）
その場合には、他の形式の再生回路が必要になるが、記
録および再生の信頼性は改善される。

本発明の実施態様を要約すると、下記の通りである。

１　ディジタル符号化信号がろ波されて、該符号化信号
のエツジから一連のパルスを発生し、該一連のパルスが
磁気記録媒体上に記録されるようにしたディジタルデー
タ記録方法 ２、　上記データがＮＲＺデータであることを特徴とす
る前記第１項記載の方法 ３　前記信号がバイパスフィルタによってろ波されるこ
とを特徴とする前記第１項記載の方法４、　上記フィル
タがボーレートの１倍から４倍の範囲内にあるカットオ
フ周波数をもつことを特徴とする前記第３項記載の方法 ５、　前記カットオフ周波数がボーレートの２倍から３
倍の範囲内にあることを特徴とする前記第４項記載の方
法 ６、　前記フィルタが約０．５のＱファクタをもつこと
を特徴とする前記第３項記載の方法 ７、　前記フィルタが受動フィルタであることを特徴と
する前記第３項記載の方法 ８　前記フィルタが能動フィルタであることを特徴とす
る前記第３項記載の方法 ９　前記フィルタがロウパス部を含むことを特徴とする
前記第３項Ｍｅ載の方法 １０　　前記信号がバンドストップフィルタによってろ
波されることを特徴とする前記第３項記載の方法 １１　　前記磁気記録媒体が読取ヘッドに接触して走行
することにより第１の信号が発生され、次いで増幅され
ることにより第２の信号になされ、該第２の信号を処理
することにより前記データに再生する、記録されたディ
ジタルデータを再生する方法であって、前記第２の信号
がシュミットトリガ回路のような信号レベルに応答する
手段によって処理されてディジタルデータに再生される
ようにした再生方法 １２　　ディジタル符号化信号のエツジから一連のパル
スを発生するためのフィルタ手段、該パルスを磁気的に
記録するための手段、第１の信号を提供するために、前
記パルスを読み取るための手段、第２の信号を提供する
ために、前記第１の信号を増幅するための増幅手段、お
よび前記第２の信号を受信するために接続され、かつ前
記ＮＲＺディジタルデータで表わされた出力信号を提供
するために設けられた信号レベル応答手段を具備したデ
ィジクルデータ用記録／読取り装置 １３　　前記信号レベル応答手段がシュミット）　ＩＩ
ガ回路であることを特徴とする前記第１２項記載の装置 （効　果） 本発明によれば、下記のような種々の効果がある。

（１）ディジタル符号化信号をフィルタに通すだけで、
正確に磁気記録媒体に記録できるので、記録装置の構成
が簡単であり、かつ安価に製造できる。

（２）　　上記の記録装置ｔｌｃよれば、例えば、普通
の磁気テープ記録装置ｌを用いて、パーソナルコンピュ
ータのＲＡＭから普通の磁気テープカセットに・ディジ
タルデータを正確に記録することができる。

（３）　　ヘッド増幅手段と、シュミットトリガ回路等
の信号レベル応答手段とを用いるだけで、磁気テープか
ら読み出された信号をマイクロプロセッサ等に適した信
号に再生できるので、再生装置の構成が簡単であり、か
つ安価に製造できる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図および第１ｂ図は、ろ波された記録用ディジタ
ル信号の波形図、第１ｃ、　ｌｄ図はフィルタ回路の一
具体例を示す回路図、第２ａ図は非同期マルチクロック
モード記録装置のブロック図、第２ｂ図は第２ａ図の回
路ＶＣ関する波形図、第３図は第２図の回路の詳細回路
図、第４ａ図は同期シングルクロックモードの回路図、
第４ｂ図は第４ａ図の回路に関する波形図、第５図はフ
ィルタ回路の他の具体例を示Ｃ回路図、第６図は他のプ
レアンプの回路図を示す。 １１・・・フィルタ、　　１２・・・万能同期／非同期
送受信機（ＵＳＡＲＴ）　　１３　・・・ヘッド増幅器
、１４・・・シュミントトリガ回路・　　１５・・・極
性ロジック回路、　　１６・・・ウィンドウ比較器、１
７・・・信号検出回路、　１８・・・発振器、　１９・
・・分局器 代理人弁理士　平　木　道　人 外１名 工　　　　　　　　　１　　　　　　　　　×−Σ

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　ディジタル符号化信号のエツジから一連のパ
   ルスを発生するためのフィルタ手段および該一連のパル
   スを磁気的に記録するための記録手段を具備したことを
   特徴とするディジタルデータの記録装置。
2. （２）前記ディジタル符号化信号がＮＲＺ信号であるこ
   とを特徴とする特許 載のディジタルデータの記録装置。
3. （３）前記フィルタ手段がハイパスフィルタであること
   を特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載のディジタ
   ルデータの記録装置。
4. （４）前記ハイパスフィルタがボーレートの１倍から４
   倍の範囲内にあるカットオフ周波数を有すること８％徴
   とする前記特許請求の範囲第３項記載のディジタルデー
   タの記録装置。
5. （５）前記カットオフ周波数がボーレートの２倍から３
   倍の範囲内にあることを特徴とする前記特許請求の範囲
   第４項記載のディジタルデータの記録装置。
6. （６）前記ハイパスフィルタが約０．　５のＱファクタ
   を有することを特徴とする前記特許請求の範囲第３項記
   載のディジタルデータの記録装置。
7. （７）　　前記ハイパスフィルタが受動フィルタである
   こと｛−特徴とする前記特許請求の範囲第３項記載のデ
   ィジタルデータの記録装置。
8. （８）　　前記ハイパスフィルタが能動フィルタである
   ことを特許とする前記特許請求の範囲第３項記載のディ
   ジタルデータの記録装置。
9. （９）前記フィルタ手段がハイパスフィルタとロウパス
   フィルタを含むことを特徴とする特許求の範囲第３項記
   載のディジタルデータの記録装１置。
10. （１０）　　前記フィルタ手段がバンドストップフィル
    タであることを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記
    載のディジタルデータの記録装置。 ０］）ディジタル符号化信号のエツジから一連のパルス
    を発生するフィルタ手段、該一連のパルスを磁気的に記
    録する記録手段、第１の信号を提供するために前記パル
    スを読み取る手段、第２の信号を提供するために前記第
    １の信号を増幅する手段、および該増幅手段によって増
    幅された信号をＮＲＺディジタルデータで表わされた出
    力信号に再生する信号レベル応答手段を具備したことを
    特徴とするディジタルデータの記録再生装置。 ０２前記信号レベル応答手段がシーミノトトリガ回路で
    あることを特徴とする前記特許請求の範囲第１１項記載
    のディジタルデータの記録再生装置。