JPS59211998A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は螢光ランプや近赤外用の希ガス放電灯などの
低圧放電灯に高周波で且つ各半サイクル毎に休止期間を
有する電圧を印加して点灯する放電灯点灯装置に関する
もので、特に調光機能を付加したものである。

低圧放電灯に休止期間を有する電圧を印加して点灯する
従来技術について先ず説明する。

実開昭４８−４７７９号公報には螢光ランプと並列に設
けたターンオフサイリスクを用い、第１図の図（ｆ）に
示したように正弦波のランプ電圧ｖＬを数箇のパルス状
の電圧に変換することが示されているが、ランプ電圧ｖ
Ｌは商用同波のものであり、その目的とするところは限
流インピーダンスであるチョークコイルを小形にするこ
とにあるので、後述するこの発明とは全く異なるもので
ある。

上記従来例では商用周波の半サイクル中のパルス電圧は
同一の方向のものセあるが、それを交流的にしたのが特
開昭５ｌ−ａｔ７８６号公報のものである。これもチョ
ークコイルの小形化を目的とするもので、使用周波数帯
域もこの発明のものとは異なり、後述する低圧放電灯の
効率向上は得られない。

また特開昭５１−１１５０７８号公報には、第１図の図
に）に示したコンデンサ＋１１とチョークコイル（２）
との直列接続よシなる容針性限流インピーダンスを有す
る螢光ランプの点灯回路において、ランプ（３）と並列
に設けたスイッチ装置（４）Ｋより、第１図の図ｆ→に
示すように商用周波の正弦波状のランプ電流工、の立下
９部（ハンチング部分）で上記スイッチ装置（４）を半
サイクル毎に１回短絡することが開示されているが、こ
れは再点弧時のコンデンサ＋１）の充電電圧Ｖ。を高め
て再点弧な容易にしようとするもので、これもこの発明
とは全く異なるものである。

この発明に最も近い従来例としては実公昭５６−８１６
０号公報があるが、これは第２図の図（イ）に示したよ
うな、流通期間（以下出力供給期間と呼ぶ）Ｔ１．遮断
期間（以下休止期間と呼ぶ）Ｔ。

を有し、その都度電流方向が反転するような高周波の断
続電流を低圧水銀蒸気放電灯に流すことによシ、上記放
電灯の効率が向上することが示されておシ、上記のよう
な電流を流す装置としては第２図の図に）に示す回路が
限定されている。この回路は４辺にトランジスタ（ｆｉ
ｌ　（６１（７）　（８１を配し、対角線に放電灯（９
）を接続したブリッジ回路と、このブリッジ回路の入力
側に直列に設けた他のトランジスタ（１（１（！：、　
　トランジスタ（Ｆｉｌ　Ｔ６１　（７１（８１（Ｉｔ
ｍ　’）開閉制御して図（イ）のような電流を流子制御
装置ａυとから構成されている。。

しかしこのような装置においてはトランジスタ＋５１１
６１　（７１（８１に印加される電圧は矩形波であり、
その高い電圧の部分でトランジスタ（１［Ｉにより休止
期間Ｔｏ　を形成させるので９本質的に装置の容量を大
きくしなければならないという欠点があった。該たラジ
オノイズも大きいという欠点もあった。

本発明者らは特開昭５７−１９６４９７号公報や特願昭
５６−１１０３６９号公報に開示したように、休止期間
ＴＱを有する高周波電圧で螢光ランプのような低圧水銀
蒸気放電灯を点灯することを種々研究した結果、実公昭
５６−８１６０号公報に示された値より更にランプ効率
を同上させることができることが明らかになった。これ
ら公報の実施例に示した点灯装置は第２図の図（イ）に
示したような出力電圧を発生する他励式のプッシュプル
形トランジスタインバータと限流コンデンサとを組合せ
たものである。

本発明の説明を行なう前に、この発明のもさとなる。先
に本発明者らか提案した。上記従来装置の諸欠点を改善
した装置について説明する。

第３図はこの発明を適用可能な回路図であり。

かつ本発明のもととなる回路構成を示す。図において０
２は商用交流電源、（１３は電源α２を全波整流する整
流装置、０４１は平滑コンデンサ、Ｑ５１は低圧放電灯
である螢光ランプ（１Ｇを付勢する高周波インバータで
、この装置でけ自励式定電流形のプッシュプル形トラン
ジスタインバータが用いられている。

このインバータ（１５１は次のように構成されている。

（１７１はインバータａりの入力端に設けられた高周波
チョークコイ／Ｌ’、　（ＩＩは出カドランス、　　（
１８ａ）（１８ｂ）はその１次巻線で１巻線（１８ａ）
（１８１））の接続点に高周波チョークコイルａＤが接
続されている。（１８０）は帰還巻線、　　（１８ｓ）
は２次巻線、　　（１８ｆ）（１８ｆ）はランプＱ［Ｈ
Ｄ予熱形電極（１６ｆ）（１６ｆ）；′＆−予熱する予
熱巻線。

（１Ｂ（１）は後述する制御装置ｒｉｌの電源巻線であ
る。

（７） （イ）は１次巻線（１８ａ）（１８ｂ）に並列に接続さ
れた共振用コンデンサ、　　（２１ａ）及び（２１１）
）は１次巻線（１８ａ）及び（１ｓｂ）とコンデンサ（
１４）の負端子間に接続された一対の能動素子であるト
ランジスタ、　　（２２ａ）（２２ｂ）は一対のベース
抵抗、＠はランプ０６１の電流の限流インピーダンスで
あるチョークコイルである。

（Ａ）はインバータ０５の出力端にランプ（１６１と並
列に設けたスイッチ装置で、交流端がランプ（ｔＳと並
列に接続された全波整流回路Ｑメと、この整流回路Ｑ４
の直流端に配置されたトランジスタ（ハ）とにより構成
されている。

第４図はトランジスタ（財）の制御装置員の具体例を示
す回路図で１図において（１８ｄ）はトランス（ＩＩに
設けた電源巻線、（至）は巻線（１８ｃＬ）に誘起した
低電圧の高周波を全波整流するダイオードブリッジ。

罰は逆流防止ダイオード＠を介してダイオードブリッジ
翰の出力端に接続された平滑化コンデンサ翰は抵抗（至
）を介してコンデンサーと並列に接続されたトランジス
タで、トランジスタ（ハ）のベース。

エミッタ間に配置されている。なお０υは抵抗０３を（
峠δ） 介してトランジスタ（２）のベースに接続された定電圧
ダイオードである。

このように構成された点灯装置において、電源Ｑ２が印
加されると整流装置（Ｉｊとコンデンサａ４）とにより
形成された平滑化直流がインバータαＳに入力され、１
次巻線（１８ａ）（１８ｂ）　、共振用コンデンサ翰。

帰還巻線（１８０等の働きによりトランジスタ（２１＆
）（２１ｂ）は交互に開閉し、インバータ（Ｌ９は自励
発振を開始する。この場合高周波チョークコイルｌＩη
の作用により、トランジスタ（２１ａ）（２１１））の
コレクタ電流けはゾ矩形波状になり、１次巻線（１８ａ
）（１８１））の電圧ははり正弦波状になる。従って電
源巻線（１８（１）には第５図の図（イ）に示したよう
なはゾ正弦波状の例えば２０　ＫＨ２の高周波電圧が発
生する。

この電圧はダイオードブリッジ（至）で全波整流され。

図（ロ）に示したような電圧が定電圧ダイオードＯＤに
印加されるとともにコンデンサ匈は充電され、抵抗（至
）とトランジスタ（２）との直列回路には平滑化直流が
印加される。定電圧ダイオードＣ１υは図６：Ｉ）のハ
ツチング部分で遮断し、空白部分で導通するので。

トランジスタ（至）のコレクタ・エミッタ間電圧は第５
図の図ｅ→のようになり、トランジスタ（ハ）は図に）
に示したようにはゾ・正弦波状（一般的には多少の高調
波成分が重畳されている）の２次巻線（１８日）の出力
電圧の立下り部ＴＯ１及び立上り部ＴＯ２で導通して休
止期間Ｔ（１を形成し、最大瞬時値近傍の期間Ｔ１　　
では遮断してハツチング部のような電圧がランプ翰に印
加される。

一方電極（１６ｆ）は予熱巻線（１８ｆ）に誘起した正
弦波状の電圧で予熱されており、電極（１６ｆ）が適宜
の温度にまで加熱されるとランプａＯは点灯する。

この場合ランプ（１８に印加される電圧はチョークコイ
ル（至）の電圧降下分だけ図に）のハツチング部分の電
圧が低下するが１期間Ｔ１　ｅ　Ｔｏｌ　ｍ　ＴＯ２ｅ
　ＴＯはほとんど愛化しない。これは一般に高周波点灯
時は商用周波の場合に比しランプａ・の始動電圧が高く
。

点灯時のランプａｅの電圧が低いため、インバータ（Ｉ
！９が出力側において定電流特性を有し、トランジスタ
（ハ）の導通時と遮断時とでインバータ（ＩＳＯ出力電
流はほさんと連続的な正弦波状となるためである。その
出力電流けはゾ図に）の波形と同形でその空白部分はス
イッチング装置（Ａ）を流れる短絡電流であり、ハツチ
ング部分はランプαｅに流れるランプ電流である。従来
の第２図の図（ロ）に示した回路や、前述の特開昭５７
−１９６４９７号公報や特願昭５６−１１０３６９号公
報に示された回路では第２図の図（イ）に示したような
出力電圧を限流インピーダンスを介してランプ（９）等
に印加するだけであるので、限流インピーダンスが抵抗
の場合（複雑な制御回路を付加しない限り電力損失が大
きくて実用化できない。）以外には図（イ）のようなラ
ンプ電流は得られず、誘導性インピーダンスの場合は立
上りのなだらかな三角波状のランプ電流となり、また容
量性インピーダンスの場合は立下りのなだらかな三角波
状のランプ電流となってどちらの場合も充分なランプ効
率は得られず、特に前者においては効率が低い。これは
休止期間ＴＯを設けることによるランプ効率の向上は１
期間Ｔｏ　　中に冷却されたランプ（Ｉｅ中の電子に立
上りの急峻な電圧を印加Ｔることにより高温の電子密度
が直流点灯時（１１） や商用周波点灯時よりも高くなるという効果に負う所が
大きいからである。

上記のような従来装置と異なり、この例のようにスイッ
チ装置（Ａ）がランプ００と並列に設けられているもの
においては９例え前記のようにインバータ（Ｉりの出力
側の定電流特性が余り完全でないものでも短絡電流によ
る限流インピーダンス（ハ）の逆起電力により、限流イ
ンピーダンス（ハ）は抵抗、インダクタンス、キャパシ
タンス何れの場合においてもランプ（Ｉｌｍの電圧、電
流さも第５図の図に）のハツチング部のような立上りの
急峻な奇麗な波形のものが得られランプＯｅの効率が非
常に同上する。

また第２図の図（ロ）に示したブリッジ式のインバータ
の出力電圧は第５図の図に）の右半分に示したように矩
形波ＶＡ状であるのに比し、インバータ（Ｉりの出力電
圧は図に）のＶＳ　のような正弦波状のものであり、前
者に比・し後者は比較的電圧瞬時値の小さな部分で休止
期間Ｔｏ　を形成しているので。

その出力容量は前者より少なくて丁む。

トランジスタ（１Ｇと（至）とけはゾ同じ［、圧で、は
ゾ（１２） 同じ電流のスイッチングをおこなうので、それらのスイ
ッチング損失ははゾ同等のものとなるが。

トランジスタ＋５１　＋６１　＋７１　（８１は高い電
圧で矩形波状の電流のスイッチングおこなうのに対して
、トランジスタ（２１ａ）（２１１））のコレクタ電流
は第６図の図（イ）に示したように矩形波半波状である
が、それらのコレクタ・エミッタ間の電圧は図（ロ）に
示したように正弦波半波状のものであるので原理的には
スイッチング損失は零である。従ってランプａｅの効率
同上と相俟って装置全体としての総合効率は非常に同上
する。

またブリッジ式のインバータでは出力電圧、出力電流、
トランジスタ（５）（６）１７１　＋８１のコレクタ電
流。

及びコレクタ・エミッタ間電圧の丁べてか矩形波状のも
のであるのに対し、インバータａ！９はトランジスタ（
２１ａ）（２１’ｂ）のコレクタ電流のみが矩形波状で
、出力電圧、出力電流、トランジスタ（２１ａ）（２１
ｂ）のコレクタ・エミッタ間電圧は丁べて正弦波状のも
のであるので、従来装置に比してラジオノイズは少な（
なる。

上記のようにトランジスタ（２１ａ）（２１ｂ）のコレ
クタ電流が矩形波状になるのは次のような理由によるも
のである。インバータ（Ｉ！９の出力電流が第６図の図
（ハ）に示したように正弦波状のもので、そのハツチン
グ部はランプａｅに流れる電流、その空白部はスイッチ
装置（Ａ）による短絡電流である。若し高周波チョーク
コイルαＤがなｌ、Ｎものとすると、上記短絡電流の期
間Ｔ０１．Ｔｏ２　ではインバータＱ９の電極（１５ｆ
）の予熱電力以外の出力電力はほとんど無効電力である
ので、トランジスタ（２１ａ）（２１１））の何れか一
方のコレクタ電流は図に）に示したように期間Ｔ０１　
ｅ　Ｔｅ３　では小さく１期間Ｔ１　　では大きなもの
となる。このように大巾に変化丁名コレクタ電流に対し
て一定のベース電流を流子ことはトランジスタ（２１ａ
）（２１ｔ））の導通時の損失を増加させるばかりかイ
ンバータａｌの動作を不安定にさせる。しかし適宜なイ
ンダクタンスを有する高周波チョークコイル顛を設ける
ことにより、コレクタ電流は図（ホ）に示したように平
滑化されて矩形波状になる。

従ッテ帰還巻１！　（１ｓｃ）とベース抵抗（２２ａＸ
２２１））とのような簡単なベースドライブ回路でイン
バータ０りを安定に動作せしめ、その効率も同上させる
ことができる。この平滑化は図（ホ）のように完全なも
のでなくともよい。なおチョークコイルαηはコレクタ
電流に生ずる高調波成分を除去する効果もある。このよ
うな作用は他励式のインバータでも起るが自励式のもの
において特に有効である。

また出カドランス翰としてリーケージトランスを用いる
場合には電源巻線（１飼）は１次巻線（１８ａ）（ｉｅ
ｂ）側に設けるのがよい。

第１図はこの発明のもととなる異なる回路構成を示す回
路図で１図において（ハ）は第３図のものき同様な平滑
化直流電源、ａりは第３図と同様な自励式定電流形のプ
ッシュプル形トランジスタインバータであるが、限流イ
ンピーダンスがコンデンサ（ハ）になっている。

（Ａ）はインバータａＳの出力端にランプ０６１に直列
に設けたスイッチ装置で、交流端をランプａＧと直列に
接続した全波整流回路Ｑ４と、この全波整流回路（財）
の直流端に設けたトランジスタ（ハ）とにより構成さく
１５） れている。翰はスイッチ装置の制御装置で、その詳細は
第８図に示しであるが、その大半の構成は第４図のもの
と同様で、トランジスタ翰と抵抗（至）との直列回路の
後段に抵抗（財）とトランジスタ（至）との直列接続か
らなる信号逆転回路が設けられている。なお第７図では
電極（１６ｆ）及びその予熱巻線（１８ｆ）は省略しで
ある。

このような構成の点灯回路において電源（至）が投入さ
れると、トランジスタ翰は第４図について説明したと同
様の動作により第５図の図（ハ）に示したような信号を
発生する。従ってトランジスタ（ハ）は図ｅ→と導通、
遮断の期間が逆転した信号を発生し。

その結果トランジスタ（ハ）は期間Ｔｏ　では遮断し。

期間Ｔ１　　では導通して、第３図のものと同様に。

図に）のハツチング部のような電圧がランプαｅに印加
される。ランプＱｆ９の始動後は限流インピーダンスが
コンデンサ（ハ）であるので、ランプａｅの電圧。

電流とも立上りが急峻なものが得られ、ランプ翰の効率
が同上する。

またこの例でも正弦波状の出力電圧の瞬時値の、”（’
３ｒｓ） 低い期間ＴＯ１ｔ　ＴＯ２で休止期間Ｔｏ　を形成して
いるので、第２図のものより小容量のものでランプ（Ｉ
Ｇの効率が向上できるという効果が得られる。

トランジスタ（２１ａ）（２１ｂ）のスイッチング状態
も第３図のものと同様であるのでスイッチング損失がは
ゾ零であるとい゛う効果もある。

ラジオノイズはインバータαりの出力電流が第５図の図
に）のハツチング部のようなものであるので第３図のも
のより増加するが第２図のものよりは低い。

なお休止期間Ｔｏ　中のインバータ（Ｉ！９の負荷は電
極（１６ｆ）の予熱負荷のみきなるので、第６図につい
て説明した高周波チョークコイルａηの有効性はこの例
についても同様である。

この例では休止期間’ｒ（１とランプａｌｌへの出力供
給期間Ｔ１すで、第３図のものに比し負荷変動が大きい
のでインバータａ９は他励式のもの一方が安定した動作
が得易い。

なおコンデンサ（ハ）は整流回路０４．！：ランプａｅ
との間に設けても同様な効果が得られる。

以上のように先に提案したこれら装置は従来装置に比し
、小容量でラジオノイズも少ないものでランプａ６１の
効率を同上できるという特徴を有する実用性の高いもの
であるが、市場では節電その他の目的で減光したり、少
ないランプ灯数で施設費を節約し、必要に応じて増光し
て使用したいという要望があった、減光は商用周波のも
のや、高周波点灯の一部のものでおこなわれているが、
増光は一般にランプ寿命を損ない、商用周波ではランプ
電力を増しても光出力はそれ程増加しない等の理由から
、まだ実用化されていない。

との発明は上記事情に鑑みてなされたもので。

先に提案した装置のランプへの出力供給期間を可変にす
る調光手段を設けることにより、上記装置の特徴に更に
調光機能を付加して上記市場の要望に応えることを目的
とするものである。

第９図はこの発明の一実施例を示す制御装置翰の回路図
で、主回路は第３図のものと同様のものを使用する。こ
の制御装置（１９は、第４図のものにおいて、一端がダ
イオードブリッジ（ハ）の負極に接続された調光手段で
ある可変抵抗（４０を、抵抗ｃ１２１と直列に設けたも
のである。

このような構成のものにおいては、抵抗Ｃ１３と抵抗Ｏ
Ｑとでダイオードブリッジ（イ）の出力電圧を分圧する
こと＼なり、定格点灯時のランプαυへの出力供給期間
を第５図の図に）のＴ１　　とし、その状態から抵抗ｒ
〔の抵抗値を減少させると９図（ロ）の定電圧ダイオー
ド６υの印加型、圧が減少し、その結果定電圧ダイオー
ド０υの導通が遅れるとともに連断が早まり９期間Ｔ１
　　が減少してランプａｅは減光する。

反対に抵抗−の抵抗値を増大させると定電圧ダイオード
ｔｉ１１の印加電圧の立上り、立下りが急になり。

期間Ｔ１　　は増大してランプＱ６１は増光する。この
ように簡単に調光できるのはインバータが連続的な正弦
波出力電圧が発生しているためである。また定格点灯時
に休止期間ＴＱ　　を設けているので増光が可能になる
。商用周波で増光する場合、ランプ電力を定格の５０％
増しにすると光出力の増加率は約４０％、７５％にする
と光出力の増加率は約５８％であるのに比叫、高周波点
灯例えば２０　ＫＨ２（１９） 点灯においてははゾランプ電力に比例して光出力は増加
する。また上記のような高周波点灯装置は商用周波点灯
時の光出力と同じ光出力が得られるように定格ランプ電
力（商用時のものより小さい）を設定するのが普通であ
るので、第３図のもの＼ように点灯中の電極（１６ｆ）
の予熱電圧が調光の如何にか＼わらず一定であるもので
は、約２０〜３０％の増光まではランプ寿命を余り損な
うことはない。菫た減光時のランプ寿命もほとんど損な
われない。

第７図のものに同様の動作をおこなわせるには第８図の
制御装置Ｑｌに第９図のものと同様に可変抵抗（４１を
付加丁ればよい。

しかし上記のような構成のものにおいては約３０％以上
の増光をおこなうと電極（１６ｆ）が過熱されてランプ
寿命が低下し始めるが、その点を改善したのが第１０図
の実施例で、前回と同一符号は同一部分を示し、制御装
置Ｑｌは第９図と同様のものである。この実施例のスイ
ッチ装置（Ａ）は電極（１６ｆ）（１６ｆ）を介してイ
ンバータａ９の出力端に、ランプ−＼、 ’、ｉ’ｋｏ＞ ｔＵａと並列に設けられているので、ランプＨへの出力
供給期間Ｔ１ヲ減じて減光すると、休止期間ＴＱ　でス
イッチ装置（Ａ）を介して電極（１６ｆ）を加熱する電
流が増加し２期間Ｔ１　　を増して増光すると期間Ｔｏ
　で電極（１５ｆ）を加熱する電流が減少するので、調
光度の如何にか＼わらず電極（１６ｆ）の温度は常に適
温に保たれ、ランプ寿命に関しては従来にない理想的な
調光装置が得られる。なおこの回路ではフィラメント巻
線（１８ｆ）が不要であるという利点もある。

しかし上記各実施例のものにおいては、始動時にランプ
ａｅに印加される電圧も第５図の図に）のハツチング部
分のような波形のものであるので、普通の連続的な正弦
波状の高周波電圧で始動させる場合に比し、トランス（
Ｉυの２次電圧を高く設定せねばならず、装置の効率が
低下したり、高価になったりするばかりかランプｔｔＳ
がコールドスタート（電極（１６ｆ）が充分加熱されな
い状態で始動する現象で、ランプ寿命を非常に低下させ
る。）を起すきいう欠点があった。

第１１図の図（イ）はこのような欠点を改善するための
一実施例を示す要部回路図で１図において帽）は第９図
のものと同様な構成のトランジスタ翰と並列に設けたト
ランジスタで、そのベースにはコンデンサ０ｚと抵抗（
４３とよりなる第１の限時回路が設けられている。、（
６０）はトランジスタ００のコレクタとトランジスタ（
ハ）のベースとの間に設けたダイオード、またコンデン
サ（６１）と抵抗（６２）とからなる第２の限時回路は
ダイオード（６０）とトランジスタ（ハ）のベースとの
間に接続されている。なお第１の限時回路の時定数は第
２の限時回路の時定数より長く設定されている。

いす主回路として第１０図のものを用いたものについて
動作を説明するが、第３図や第７図のものでもはゾ同様
の動作をする。

電源（至）が投入されると両眼時回路に電流が流れ。

トランジスタ（ホ）とθＤとは導通する。この場合ダイ
オード（６０）があるので第２の限時回路の電流がトラ
ンジスタ＠υに流れることはない。従ってスイッチ装置
（Ａ）は開通したま＼になるので電極（１６ｆ）は正弦
波状の電流で充分に予熱されるが、ランプθＧには電圧
が印加されないのでランプａｌｌｄはコールドスタート
することはない。一方トランジスタ翰は第５図の図（ハ
）のような信号を発生するがその信号はトランジスタ６
０に流れ、トランジスタ（ハ）には入力されない。コン
デンサ（６りがはゾ充電されるとトランジスタＱ騰は遮
断しランプａυにはインバータθりの正弦波状の出力電
圧が全部印加されるため。

出力電圧が低くてもランプ０６１は容易に始動する。

その間トランジスタ（４υは導通状態を続けるが、コン
デンサ（４３がはゾ充電されるとトランジスタ【Ｄが遮
断し、可変抵抗００の抵抗値で決まる期間Ｔ１　　でラ
ンプＱ６）は点灯される。

このような構成のものでは上記欠点が改善されるばかり
か、抵抗（４１の設定値の如何にか＼わらず同じ始動動
作をおこなうので、一般の位相制御のもの＼ように、減
光状態での始動が困難になったり、全光時の始動がコー
ルドスタート気味になったりしないという大きな利点が
ある。

しかし上記構成のものにおいては、始動を確実（２３） におこなわせるには第１の限時回路の時定数を充分長く
設定する必要があるが、そのようにするとランプ（Ｉｂ
１が始動してからトランジスタ翰の信号がトランジスタ
（ハ）に入力され始める間にランプαｅに過電流が流れ
るという欠点があった。

この欠点を改善するにはランプ（Ｉ［９の始動完了によ
って変化する。光、電流、電圧等の物理量の変化を検知
して抵抗【［Ｉの抵抗値で決する出力供給期間Ｔ１　　
の点灯状態に移行させればよい。

第１１図の図（０）はそのような一実施例を示す回路図
で、トランジスタＣ１や、ダイオード（６０）、　コン
デンサ（６１）及び抵抗（６２）よりなる限時回路等は
図に）のものと同様に動作するものである。図において
（４４１け第１０図の電極（ＩＳｆ）のインバータ側の
電路（ｆｌ）きスイッチ装置（Ａ）側の電路（ｆ２）　
　、：’：に跨って設けた変流器で、上記限時回路に電
流が流れ、トランジスタ（ハ）が導通して電極（１６ｆ
）が予熱されているききは、電路（ｆＩＸｆ２）に流れ
る電流は同一で、方向が互に逆向きであるので変流器（
４４１は状態を維持し、トランジスタ６１け導通するの
で。

図（イ）のトランジスタ０υと同様にトランジスタ（イ
）の発生する信号を短絡する。コンデンサ（６りがほと
んど充電されトランジスタ（ハ）が遮断するとインバー
タ０５１の全、出力電圧がランプＯｅに印加されるが。

この期間でも変流器Ｇ１４）け信号を発生しない、従っ
てトランジスタ翰の信号はトランジスタ（イ）に入力さ
れず、トランジスタ（ハ）は趣旨状態を持続する。

ランプαｅが始動すると電路（ｆｌ）にはランプ電流が
流れ、電路（ｆ２）には電流が流れないので変流器θａ
は信号を発生し、その信号はダイオードブリッジ０！９
で全波整流され、遅延抵抗θηを介してコンデンサ（４
［９を充電する。遅延抵抗＠ηを設けたのはランプａｅ
の始動の初期に短時間グロー放電の期間があり。

正弦波状の印加電圧でグロー放電状態にあるものを急に
休止期間Ｔｏ　　のある印加電圧に切換えるとランプＴ
ｌＢが消灯したり、クローからアークに移行しなかった
りＴる懸念があるからである。コンデンサ＋４Ｑが或程
度充電されるとトランジスタには導通し、トランジスタ
ーが遮断するので第５図の図（ハ）のような信号がトラ
ンジスタ（ハ）に入力され、ランプ０６１は図に）のよ
うな電圧で点灯される。このようなものでは実害となる
ような過電流は流れない。

なお遅延抵抗（４ηは調光の際の障害きなることもない
。

上記の各実施例は家庭用などの単一の照明器具に適用さ
れるものであったが、第１２図にその要部回路図を示し
た実施例は工事用等の複数の照明器具ｌこ適用されるも
のであ訊、 図において（６３）は第９図の制御装置翰の可変抵抗０
１の位置に設けた固定分圧抵抗、　　（ＢａＸＢｂ）（
Ｂｅ）・・・は多数の照明器具内の各制御装置ａ９に各
々組込まれたホトカプラで、それらは夫々ホトトランジ
スタ（Ｂ１）と発光ダイオード（Ｂ２）＆により構成さ
れており、そのホトトランジスタ（Ｂ１）は抵抗（６り
を介して抵抗（６３）と並列に接続されている。

なおこの図では制御装置ａ９の電源部分は省略しである
ｏ　（Ｃ１は調光操作部で、直流電源（Ｅ）と、この直
流電源（Ｅ）に接続された可変抵抗θＧと、この可変抵
抗（ＩＱと各々直列に接続された抵抗（Ｒａ　）　（Ｒ
ｂ　）　（Ｒｅ　）・・・きにより構成されており、直
流電源（Ｋ）の負極に接続された信号線（Ｆｏ　）　　
と、抵抗（Ｒａ　）（Ｒｂ　）　（Ｒｃ　）・・・の開
放端に接続された信号線（Ｆａ　）　（Ｆｂ　）（Ｐｃ
　）・・・とが各々の照明器具に配線され９例えば信号
線（Ｆａ　）（Ｆ’ｏ　）間にホトカプラ（Ｂａ）の発
光ダイオード（Ｂ２）が接続される。

この場合調光手段は調光操作部（Ｃ）、ホトカプラ（Ｂ
ａ）（Ｂｂ）（Ｂｃ）・・・、抵抗（６３）（６りによ
す構成すｔ’ｉ。

る。

このような構成のものにおいて、ホトトランジスタ（Ｂ
１）がその能動領域で動作するように設定しておき、抵
抗−を増減させると抵抗（６３）と、抵抗（６４）及び
ホトトランジスタ（Ｂ１）との並列回路の合成抵抗値は
連続的に変化し、前記の実施例と同様の動作で複数の照
明器具の各ランプＱｅを抵抗−の操作で同時に増減光で
きる。

第１３図はこの第２の発明の一実施例を示す回路図で、
前回と同一符号は同一または相当部分を示す。図におい
てＢ９は第１１図の図に）のものと同様の制御装置であ
る。α９は第３図のものと同様の、（２７） インバータであるが、限流インピーダンス（ハ）はなく
、トランスＯＢはり一ケージトランスになっており、ラ
ンプａｅはその２次巻線（１８りの両端で形成される高
圧電路（Ｇ）に接続されており、スイッチ装置（Ａｌは
２次巻線（１８ｓ）に設けた中間タップ（Ｔ）と２次巻
線（１ＳＳ）の一端との間に形成された低圧電路（Ｈ）
に接続されている。なお制御装置−の電源巻線（１ａｄ
）や予熱巻線（１８ｆ）はトランス（１ｇｒの１次側に
設けである。

このような構成のものでもスイッチ装置（Ａ）が導通す
ると２次巻線（１８ｓ）の端子電圧は原理的に零となり
、遮断するとトランスｔｔＳのリーケージインダクタン
スを介して出力がランプＨに供給されるので第３図のも
のと同様の動作をおこなわせることができ、前記各実施
例の調光機能付きの各制御装置ａ９がそのま＼適用でき
る。

この場合はスイッチ装置（Ａ）、特にスイッチング素子
であるトランジスタ（ハ）に低耐圧のものが使用でき、
安価で信頼性の高い装置が得られるばかりか低圧用のス
イッチング素子は一般に応答速度が（２８） 速いのでスイッチング損失が少なくなり、装置の効率を
高めることができるという利点がある。

たゾこのようなものは高圧電路（Ｇ）のリーケージイン
ダクタンスに比し低圧電路（Ｈ）のリーケージインダク
タンスは小さくなるので、スイッチング素子（ハ）に許
容電流の大きなものを使用せねばならないばかりかイン
バータ（Ｉ！１９が自励式のものにおいては発振が不安
定になることもあるので、休止期間ＴＱ　　でランプ（
Ｌｅが放電を起さない程度に小さなインピーダンスをス
イッチ装置（Ａ）と直列に設けることが好ましい。

また高圧電路（Ｇ）と低圧電路（Ｈ）とはトランスａ８
の２次側に個別に設けても同様の効果が得られる。

以上の各実施例は丁べて連続調光に関するものであった
が各実施例を段調光に転用することは極めて容易である
。

上記各実施例においてはインバータａ９は丁べて定電流
形のプッシュプル形トランジスタインバータであったが
、第１４図に示したような直列形のトランジスタインバ
ータ等でもよい。このインバータα９は一対の能動素子
であるトランジスタ（７０ａ）（７０ｂ）と一対の共振
用コンデンサ（７１＆）（７１ｂ）とによりブリッジ回
路の４辺を構成し、その対角線の位置には共振用チョー
クコイル（７２）と出カドランスＱｓの１次巻線（１８
ｅ）とが直列に配置されており。

トランス側の２次巻線（１８ｓ）には第３図、第１図。

第１０図、第１３図の何れかの配置でスイッチ装置（Ａ
）、制御装置（１９及びランプａＧが接続されている。

このような構成のものにおいて１例えばスイッチングレ
ギュレータ用ＩＣのようなベースドライブ回路（７３）
でトランジスタ（７０ａ）と（７０ｂ）とを交互に開閉
してやると１次巻線（１８りにはゾ正弦波状の振動電流
が方向を交互に反転しながら流れ。

２次巻線（１８８）にははゾ正弦波状の出力電圧が得ら
れる。従って前記実施例と同様に小容量のインバータ（
ハ）でランプ（１ｅの効率を同上させることができ、更
に調光をおこなうことができる。また少くとも出力電圧
とコレクタ電流とは正弦波状であるのでラジオノイズも
低下する。

インバータＱＳの出力電圧かはゾ正弦波状で、その半サ
イクルの少くさも立上り部でランプ（Ｉｅへの電力供給
を停止し、上記半サイクルの最大瞬時値近傍でランプ（
１６１に電力供給をおこなうように構成したものであれ
ばどのようなものでも上記のような効果は得られる。

茨たトランジスタ（７０ａ）（７０ｂ）のコレクタ・エ
ミッタ間電圧は矩形波半波状であるが、コレクタ電流が
正弦波半波状であるのでこの場合もスイッチング損失は
原理的に零となる。

インバータαりの能動素子の電圧と電流との少くとも何
れか一方かはゾ正弦波状のものであれば他のインバータ
α９でも上記のような効果は得られる。

上記の各実施例ではインバータ０りの入力は平滑化直流
であったが、平滑コンデンサ（１４を有するものは力率
が低いので１通常の高周波点灯では電源（Ｉ２の交流電
圧を全波整流した脈動電圧をインバータの入力電圧とす
ることがおこなわれている。その場合のインバータの出
力電圧と出力電流を示したのが第１５図であるが、この
電圧はビートを有する交流電圧となっている。しかし例
えばインバ（３１） −タの周波数が２５　ＫＨ２とすると５０　）（ｚの半
波の中に２５０周期の高周波電圧が存在することになり
、短い期間で見るとはゾ正弦波状の出力電圧となる。こ
のようなもの＼ランプ電流は電源ＱＢの電圧の零電圧時
から期間ｔ（１の間体止するためランプ効率はや一低下
するが、このようなものにこれらの発明を適用すると相
当程度ランプ００の効率を向上でき、力率を高力率にで
きる。

上記のような電流体止期間ｔｏ　ｆなく丁ために電源０
２の零電圧時でもインバータの出力電圧が得られるよう
な補助電源を設けることが通常の高周波点灯でおこなわ
れている。第１７図はそのような補助電源の一例を示す
回路図で、降圧トランス（７４）と、その出力電圧を全
波整流する全波整流回路（７５）と、その直流端に接続
したコンデンサ（７６）と、ダイオード（７７）とによ
り補助電源（７８）が構成されている。なおコンデンサ
（７６）の両端子はダイオード（７７ＬＥ−介してイン
バータａ！Ｓの入力端に接続されている。

このように構成されたものにおいては、整流装７・＼ （３？） 置Ｏｊで全波整流された脈動電圧の瞬時値がコンデンサ
（７６）の充電電圧より低くなると、インバータ０５１
の入力電圧はコンデンサ（７６）から供給され、インバ
ータＱ！９の出力電圧、出力電流は第１６図のようにな
り、電流体止期間ｔロ　がなくなる結果ラン□　　　プ
効率は同上する。このようなものにこの発明を適用する
と前記諸効果が得られるとともに高力率で総合効率の極
めて高い放電灯点灯装置が得られる。

上記各実施例においてはスイッチ装置（Ａ）は丁べて整
流回路ｃ！４とトランジスタ（ハ）との組み合せであっ
たが、所要の高周波特性を有するターンオフサイリスタ
や電界効果トランジスタ等信のスイッチング素子を用い
ても同様の効果が得られる。

また制御装置（へ）はスイッチ装置（Ａ）に使用するス
イッチング素子によっても変ってくるが、一般的にはコ
ンパレータエＣとスイッチング素子の駆動回路とを組合
せたもの、クロックパルスを用いたもの、スイッチング
レギュレータ用ＩＣを用いたもの等種々のものが考えら
れる。

例えば制御装置（１１にクロックパルスを用いたものを
使用すると第１８図に示したように、高周波の出力電圧
の半サイクル中ランプ０６１に期間Ｔ１１゜Ｔ１２の２
回或いはそれ以上の電力供給をおこなうことができるが
、このようなものでもランプＱ６１の効率は同上するし
、調光も可能である。

前記の記述ではインバータＱ９の周波数には特に触れな
かったが９％願昭５６−１１０３６９号公報に詳細に開
示した如く、休止期間ＴＯを設けることによって得られ
るランプ効率の向上はＩ　ＫＨ２あたりから認められ、
　　８０ＫＨ２においてもなお相当の効率同上が得られ
た。しかし不快な可聴騒音を防止する観点からは約１７
に７１ｚ以上が好ましく。

またトランジスタ（ハ）にバイポーラ型トランジスタを
使用する場合にはそのスイッチング損失を少なくするた
めに１００ＫＨ２以下が好ましい。

上記実施例では丁べてランプＱｅは１灯であったが１例
えば直列に接続された。２灯以上のランプａ・でも同様
の効果が得られる。

また上記実施例においては低圧放電灯はＴべて螢光ラン
プａｅであったが、休止期間Ｔｏ　を設けることによる
効率同上はネオンランプＨやクリプトンランプ（ＩＱの
ような他の希ガス放電灯でも認められたので、この発明
はそれらの低圧放電灯Ｑｌｐにも適用できる。

この発明は以上説明したとうり、出力電圧かはゾ正弦波
状である高周波インバータの出力端かまたは低圧電路に
スイッチ装置を設け、このスイッチ装置を制御して−Ｆ
記出力電圧の半サイクルの立上り部では低圧放電灯への
出力を停止し、最大瞬時値近傍では出力を上記低圧放電
灯に供給Ｔるようにするとともにその出力供給期間を可
変にＴる調光手段を設けることにより、従来装置に比し
比較的小容量でラジオノイズの少ない高周波インバータ
により上記低圧放電灯の効率を向上し、かつ調光できる
という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の説明図、第２図は他の従来装置の説
明図、及び回路図、第３図はこの発明のもととなる原理
を示し、かつこの発明を適用可能な回路図、第４図はそ
の要部回路図、第５図、第６図はその説明図、第１図は
この発明のもととなる原理を示し、かつこの発明を適用
可能な他の回路図、第８図はその要部回路図、第９図は
この発明の第１の実施例を示す要部回路図、第１０図は
第２の実施例を示す回路図、第１１図は第３及び第４の
実施例を示す要部回路図、第１２図は第５の実施例を示
す要部回路図、第１３図は第２の発明の一例を示す第６
の実施例の回路図、第１４図は第１の実施例を示す回路
図、第１５図は第８の実施例を示す説明図、第１６図及
び第１７図は第９の実施例を示す説明図及び回路図、第
１８図は第１０の実施例を示す回路図である。 図において（Ｉっは高周波インバータ、ａｅは低圧放電
灯、　（１７）は高周波チョークコイル、０秒は出カド
ランス、（Ｉ９は制御装置、　　（２２ａ）（２２ｂ）
（７０ａ）（７０ｂ）は能動素子、　（４Ｇ　（６３）
（６４ＸＣ！ＸＢａＸＢｂＸＢｃ）　　は調光手段、（
Ａ）はスイッチ装置、（Ｇ）は高圧電路、（Ｈ）は低下
電路である。 なお各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人大岩増雄 ＼ （３７） 第１図 Ｃ口〕 １ １ Ｌ−−−−―−■−―−−−−■―」 第　５　図 【　　　　　　　　〇 一一ノ　　　　　　　　　　　　　　　　　（）第７図 １５ 第　９　図 Ｌ−−−−−Ｊ 竿１５図 竿　１６ｙ！Ｊ 第１ε図 昭和　　年　　月　　日 特許庁長官殿 １、事件の表示　　　特願昭５８−０８５４２３号２、
発明の名称　　　放電灯点灯装置 ３、補正をする者 代表者片山仁へ部 ａ　補正の対象 発明の詳細な説明の欄 ６　補正の内容 明細書をつぎのとおり訂正する。 （２）　　　　　　以上

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）はゾ正弦波状の出力電圧を発生し、その出力端間
   に低圧放電灯が接続される高周波インバータ、上記出力
   端に設けたスイッチ装置、上記低圧放電灯の定格点灯時
   に、上記出力電圧の立上多部では上記低圧放電灯への出
   力を停止し、上記出力電圧の最大瞬時値近傍では上記低
   圧放電灯に出力を供給する上記スイッチ装置の制御装置
   、及び上記低圧放電灯への出力供給期間を可変にする調
   光手段を備えた放電灯点灯装置。
2. （２）スイッチ装置を低圧放電灯と直列に設けたことを
   特徴とする特許請求の範囲第ｔｌｌｉ記載の放電灯点灯
   装置。
3. （３）高周波インバータが他励式であることを特徴とす
   る特許請求の範囲第（２）項記載の放電灯点灯装置。
4. （４）スイッチ装置を低圧放電灯と並列に設けたことを
   特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の放電灯点灯
   装置。
5. （５）高周波インバータがその入力端に高周波チョーク
   コイルを有するものであることを特徴とする特許請求の
   範囲第１１１項乃至第（４）項の何れかに記載の放電灯
   点灯装置。
6. （６）高周波インバータが自励式であることを特徴とす
   る特許請求の範囲第（５）項記載の放電灯点灯装置。
7. （７）出力電圧の半サイクル中、低圧放電灯に複数の出
   力供給をおこなうように制御装置を構成したことを特徴
   とする特許請求の範囲第（１）項乃至第（６）項の何れ
   かに記載の放電灯点灯装置。
8. （８）高周波インバータの大刀電圧が交流電圧を全波整
   流した脈動電圧であることを特徴とする特許請求の範囲
   第１１１項乃至第（７）項の何れかに記載の放電灯点灯
   装置。
9. （９）交流電圧の零電圧時でも出力電圧が得られる補助
   電源を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第（８）
   項記載の放電灯点灯装置。 顛　高周波インバータの能動素子の電圧と電流との少く
   とも何れか一方がはゾ正弦波状であることを特徴とする
   特許請求−の範囲第（１）項乃至第（９）項の何れかに
   記載の放電灯点灯装置。 ０υ　はゾ正弦波状の出力電圧を発生するリーケージ形
   の出カドランスを有する高周波インバータ。 上記出カドランスの２次側に設けられ、低圧放電灯が接
   続される高圧電路、上記出カドランスの２次側に設けら
   れ、スイッチ装置が接続された低圧電路、上記低圧放電
   灯の定格点灯時に、上記出力電圧の立上り部では上記ス
   イッチ装置を導通させ。 上記出力電圧の最大瞬時値近傍では上記スイッチ装置を
   遮断させる制御装置、及び上記スイッチ装置の遮断期間
   を可変にする調光手段を備えた放電灯点灯装置。