JPS592085B2 - 書込み増幅器 - Google Patents
書込み増幅器Info
- Publication number
- JPS592085B2 JPS592085B2 JP49024229A JP2422974A JPS592085B2 JP S592085 B2 JPS592085 B2 JP S592085B2 JP 49024229 A JP49024229 A JP 49024229A JP 2422974 A JP2422974 A JP 2422974A JP S592085 B2 JPS592085 B2 JP S592085B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- potential
- voltage
- current
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は磁気記憶装置等において、磁気ヘッドのような
誘導性負荷を駆動する書込み増幅器に関する。
誘導性負荷を駆動する書込み増幅器に関する。
従来より磁気ヘッドのような誘導性負荷に高速スイッチ
ング電流を供給する場合、第１図に示すような電流切換
型の駆動回路を用いることが多い。
ング電流を供給する場合、第１図に示すような電流切換
型の駆動回路を用いることが多い。
第１図において、＋ＶＯ、−Ｖ１、−Ｖ２、−Ｖ３は定
電圧源である。駆動回路トランジスタＱ１、Ｑ２の前段
トランジスタＱ３、Ｑ４が等周期でオン、オフを相互に
繰返し、その出力電流が抵抗Ｒ１ 、Ｒ２に第２図に示
すようにトランジスタＱ２のｂ点電位が−Ｖ４の時、ト
ランジスタＱ、のベース電位が−Ｖ３となり、トランジ
スタＱ２のｂ点電位が−Ｖ３の時、トランジスタＱ、の
ベース電位が−Ｖ４となるような互いに反転関係にある
パルス電圧を発生させ、この抵抗Ｒ１ 、Ｒ２に生ずる
電圧に応じて出力駆動トランジスタＱ１、Ｑ２が交互に
オン、オフを行う。すなわち、トランジスタＱ２が導通
の時、トランジスタＱ１のエミッタ電位ιコトランジス
タＱ２のベース電位−Ｖ４よりベースエミッタ電圧ＶＢ
Ｅだけ低い値となり（１−Ｖ４−ＶＢＥ１＜１−Ｖ３１
）トランジスタＱ、のベース電位が−Ｖ３であるためト
ランジスタＱ、は逆バイアスとなりオフ状態となる。ト
ランジスタＱ１、Ｑ２の回路構成が対称である為同じ動
作を交互に繰返すことが可能である。今トランジスタＱ
２のベース電圧（第１図のｂ点）が高レベルの時（−Ｖ
４とする。
電圧源である。駆動回路トランジスタＱ１、Ｑ２の前段
トランジスタＱ３、Ｑ４が等周期でオン、オフを相互に
繰返し、その出力電流が抵抗Ｒ１ 、Ｒ２に第２図に示
すようにトランジスタＱ２のｂ点電位が−Ｖ４の時、ト
ランジスタＱ、のベース電位が−Ｖ３となり、トランジ
スタＱ２のｂ点電位が−Ｖ３の時、トランジスタＱ、の
ベース電位が−Ｖ４となるような互いに反転関係にある
パルス電圧を発生させ、この抵抗Ｒ１ 、Ｒ２に生ずる
電圧に応じて出力駆動トランジスタＱ１、Ｑ２が交互に
オン、オフを行う。すなわち、トランジスタＱ２が導通
の時、トランジスタＱ１のエミッタ電位ιコトランジス
タＱ２のベース電位−Ｖ４よりベースエミッタ電圧ＶＢ
Ｅだけ低い値となり（１−Ｖ４−ＶＢＥ１＜１−Ｖ３１
）トランジスタＱ、のベース電位が−Ｖ３であるためト
ランジスタＱ、は逆バイアスとなりオフ状態となる。ト
ランジスタＱ１、Ｑ２の回路構成が対称である為同じ動
作を交互に繰返すことが可能である。今トランジスタＱ
２のベース電圧（第１図のｂ点）が高レベルの時（−Ｖ
４とする。
１−Ｖ４ｊ＜１−Ｖ３１）トランジスタＱ２は導通（第
２図中の斜線部分）となり巻線Ｌｉに矢印経路で電流が
流れる。
２図中の斜線部分）となり巻線Ｌｉに矢印経路で電流が
流れる。
このとき、誘導負荷であるためａ点にお△Ｉいて電流の
流れ始めの時点でｅ二ーＬ−ー（Ｌは△を自己インダク
タンス値）で導かれる大きな負方向のパルス状電圧が発
生する。
流れ始めの時点でｅ二ーＬ−ー（Ｌは△を自己インダク
タンス値）で導かれる大きな負方向のパルス状電圧が発
生する。
この誘導よつて発生する一時的な電圧レベルを−Ｖ５と
する。この電圧波形は時間の経過と共に減少し、最終的
には０Ｖに対するトランジスタＱ２のコレクタ（ａ点）
の電位は、巻線の直流抵抗により発生する−Ｖ５となる
。誘導性の負荷に立上りの速い電流を流すためにはａ点
の負方向パルス状電圧−Ｖ５がｂ点の電位−Ｖ４を越え
て更に負電位となることのないようにしなければならな
い。
する。この電圧波形は時間の経過と共に減少し、最終的
には０Ｖに対するトランジスタＱ２のコレクタ（ａ点）
の電位は、巻線の直流抵抗により発生する−Ｖ５となる
。誘導性の負荷に立上りの速い電流を流すためにはａ点
の負方向パルス状電圧−Ｖ５がｂ点の電位−Ｖ４を越え
て更に負電位となることのないようにしなければならな
い。
（第２図の−Ｖ／５破線図示の如くとなること）即ちト
ランジスタＱ２のコレクタ電位がベース電位よりも負電
位となる時トランジスタＱ２は逆バイアス状態となるが
、このような逆バイアスとなる程の過飽和状態にしては
ならない。この飽和の起つた時の巻線に対する駆動形式
は定電流型ではなく、ａ点の電位の最下限はｂ点の電位
ないしは−Ｖ３を大きくこえることはなく定電圧型とな
る。これは電流の立上り時間を著しく遅くする原因とな
る。なぜならば第３図のような定電圧型回路で巻線Ｌを
駆動する場合のＬ電流の立上り時定数ｔはｔ＝−で決ま
り第１図のＲ回路では、Ｒ＝０（巻線Ｌ１の純抵抗Ｒは
極少である）であるため立上り時間が極端に長くなる。
ランジスタＱ２のコレクタ電位がベース電位よりも負電
位となる時トランジスタＱ２は逆バイアス状態となるが
、このような逆バイアスとなる程の過飽和状態にしては
ならない。この飽和の起つた時の巻線に対する駆動形式
は定電流型ではなく、ａ点の電位の最下限はｂ点の電位
ないしは−Ｖ３を大きくこえることはなく定電圧型とな
る。これは電流の立上り時間を著しく遅くする原因とな
る。なぜならば第３図のような定電圧型回路で巻線Ｌを
駆動する場合のＬ電流の立上り時定数ｔはｔ＝−で決ま
り第１図のＲ回路では、Ｒ＝０（巻線Ｌ１の純抵抗Ｒは
極少である）であるため立上り時間が極端に長くなる。
従つて出力駆動トランジスタが過飽和とならないように
ｂ点の電位を充分に低くする必要があるが、一方スイツ
チング完了後の直流動作状態のａ点の電位は前述の如く
ほぼ０に近い値となる。この時の出力，駆動トランジス
タの消費電力Ｐは定電流源回路の供給電流をＩとし、抵
抗Ｒｌ，Ｒ２の両端電圧降下が充分小さいものとすれば
、Ｐ二１×Ｖ３となり通常高速スイツチングトランジス
タの電力限界をこえる場合が多い。また電流のオフ時の
巻線Ｌ，（ａ点）に生ずる正方向のフライバツク電圧＋
Ｖ７が出力，駆動トランジスタＱ２のコレクタに加わる
ため、ｂ点の電位ないしは−Ｖ３を大きく下げることは
許容電圧の点からも困難である。一般に高速性を要求す
るトランジスタは、許容電力、許容電圧を充分に大きく
することが困難であるため、トランジスタの飽和を防ぐ
ことと、電力、電圧条件を満すことは両立しない。本発
明の目的は誘導性負荷の駆動回路において、許容電力、
許容電圧の条件を満しながら電流の立上り特性を改善す
ることである。
ｂ点の電位を充分に低くする必要があるが、一方スイツ
チング完了後の直流動作状態のａ点の電位は前述の如く
ほぼ０に近い値となる。この時の出力，駆動トランジス
タの消費電力Ｐは定電流源回路の供給電流をＩとし、抵
抗Ｒｌ，Ｒ２の両端電圧降下が充分小さいものとすれば
、Ｐ二１×Ｖ３となり通常高速スイツチングトランジス
タの電力限界をこえる場合が多い。また電流のオフ時の
巻線Ｌ，（ａ点）に生ずる正方向のフライバツク電圧＋
Ｖ７が出力，駆動トランジスタＱ２のコレクタに加わる
ため、ｂ点の電位ないしは−Ｖ３を大きく下げることは
許容電圧の点からも困難である。一般に高速性を要求す
るトランジスタは、許容電力、許容電圧を充分に大きく
することが困難であるため、トランジスタの飽和を防ぐ
ことと、電力、電圧条件を満すことは両立しない。本発
明の目的は誘導性負荷の駆動回路において、許容電力、
許容電圧の条件を満しながら電流の立上り特性を改善す
ることである。
以下第４図を参照して本発明の一実施例を説明する。
第４図の回路は第１図の回路に対してトランジスタＱｌ
，Ｑ２のバイアス電源−Ｖ３の代りに高低抗Ｒ３を介し
て−Ｖ８という十分低い電圧源を接続する点で異なる。
，Ｑ２のバイアス電源−Ｖ３の代りに高低抗Ｒ３を介し
て−Ｖ８という十分低い電圧源を接続する点で異なる。
第５図に第４図の実施例による各部の波形図を示す。こ
の回路において、巻線Ｌ１△１により前述した誘導起電
力（ｅ−一Ｌ−）とし△ｔて導かれる負方向パルス電圧
が出力，駆動トランジスタＱ２のベース電位より下がる
程度に大きいと出力１駆動トランジスタＱ２は過飽和と
なる。
の回路において、巻線Ｌ１△１により前述した誘導起電
力（ｅ−一Ｌ−）とし△ｔて導かれる負方向パルス電圧
が出力，駆動トランジスタＱ２のベース電位より下がる
程度に大きいと出力１駆動トランジスタＱ２は過飽和と
なる。
この時、一時的にベース電位より、コレクタ電位が低く
なるため、ベースよりコレクタ側が順バイアスとなり、
ベース電位はコレクタ電位の変化に応じた電位となりベ
ース電位ｂ点も負方向パルス電圧とともに下がる。しか
しながら高い抵抗Ｒ３と低い電位−Ｖ８のため、トラン
ジスタＱ２が飽和した時、負荷ＬからトランジスタＱ２
のコレクタ、ベース、Ｒ２，Ｒ３を介して−Ｖ８電源を
見た等価回路は結果的にこの瞬間の巻線の駆動形式は完
全な定電流１駆動型ではないが第１図の回路のような定
電圧駆動型に比べ、ベース電圧がフローテイングである
ため、第６図に示す様にトランジスタＱ２のベース電流
が破線で示される従米のものに比較して、実線に示すよ
うにシヤープになる為、負荷Ｌに流れる電流も破線で示
される従来のものに比べ、実線で示すようにシヤープに
なる。このように電流の立上りの速さの改善が得られる
。誘導負荷のフライバツク電圧−Ｖ／ｓによりトランジ
スタＱ２も一時的に飽和するためｂ点の電位−Ｖ７４が
瞬間的に下がるが、これと同時にｃ点の電位−Ｖへも下
がるため、抵抗Ｒ，，Ｒ２の両端の電位差即ち２個の出
力駆動トランジスタＱｌ，Ｑ２のベース電位の相対的な
差は保存さわるため誤動差のおこる可能性はない。また
、抵抗Ｒ３の追加により飽和が許容されるため、直流的
な出力１駆動トランジスタのコレタターエミツタ間電圧
は小さくすることが可能となり、消費電力も小さくなり
、従つてより高速のトランジスタの使用が可能となる。
以上の説明の如く本発明によれば、許容電力および電圧
の条件を満足しながら立上り特性の良い誘導性負荷の駆
動回路が得られる。
なるため、ベースよりコレクタ側が順バイアスとなり、
ベース電位はコレクタ電位の変化に応じた電位となりベ
ース電位ｂ点も負方向パルス電圧とともに下がる。しか
しながら高い抵抗Ｒ３と低い電位−Ｖ８のため、トラン
ジスタＱ２が飽和した時、負荷ＬからトランジスタＱ２
のコレクタ、ベース、Ｒ２，Ｒ３を介して−Ｖ８電源を
見た等価回路は結果的にこの瞬間の巻線の駆動形式は完
全な定電流１駆動型ではないが第１図の回路のような定
電圧駆動型に比べ、ベース電圧がフローテイングである
ため、第６図に示す様にトランジスタＱ２のベース電流
が破線で示される従米のものに比較して、実線に示すよ
うにシヤープになる為、負荷Ｌに流れる電流も破線で示
される従来のものに比べ、実線で示すようにシヤープに
なる。このように電流の立上りの速さの改善が得られる
。誘導負荷のフライバツク電圧−Ｖ／ｓによりトランジ
スタＱ２も一時的に飽和するためｂ点の電位−Ｖ７４が
瞬間的に下がるが、これと同時にｃ点の電位−Ｖへも下
がるため、抵抗Ｒ，，Ｒ２の両端の電位差即ち２個の出
力駆動トランジスタＱｌ，Ｑ２のベース電位の相対的な
差は保存さわるため誤動差のおこる可能性はない。また
、抵抗Ｒ３の追加により飽和が許容されるため、直流的
な出力１駆動トランジスタのコレタターエミツタ間電圧
は小さくすることが可能となり、消費電力も小さくなり
、従つてより高速のトランジスタの使用が可能となる。
以上の説明の如く本発明によれば、許容電力および電圧
の条件を満足しながら立上り特性の良い誘導性負荷の駆
動回路が得られる。
第１図は従来の誘導負荷１駆動回路を示す回路図、第２
図は第１図各部の波形図、第３図は定電圧型回路の電流
の立上りを説明するための回路図、第４図は本発明の一
実施例を示す回路図、第５図は第４図の各部の波形図、
第６図はトランジスタＱ２のベース電流と負荷Ｌの電流
との関係を示す波形図である。 Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・・・・スイツチングトラ
ンジスタ、Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３・・・・・・抵抗、Ｌ１・
・・・・・誘導性負荷。
図は第１図各部の波形図、第３図は定電圧型回路の電流
の立上りを説明するための回路図、第４図は本発明の一
実施例を示す回路図、第５図は第４図の各部の波形図、
第６図はトランジスタＱ２のベース電流と負荷Ｌの電流
との関係を示す波形図である。 Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・・・・スイツチングトラ
ンジスタ、Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３・・・・・・抵抗、Ｌ１・
・・・・・誘導性負荷。
Claims (1)
- １ 夫々反転関係にあるパルス信号を出力するスイッチ
ング回路と、該スイッチング回路の出力パルス信号を夫
々のベースに入力し、誘導負荷に対し電流切替型に接続
された２個のトランジスタから構成される駆動回路とを
具備した増幅器において、前記２個のトランジスタのベ
ースに同じ抵抗値の抵抗を夫々接続し、該抵抗の他端を
共通にして当該抵抗よりも抵抗値の大きな抵抗に接続し
、該抵抗の他端を低バイアス電源に接続したことを特徴
とする書込み増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49024229A JPS592085B2 (ja) | 1974-03-04 | 1974-03-04 | 書込み増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49024229A JPS592085B2 (ja) | 1974-03-04 | 1974-03-04 | 書込み増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS50119616A JPS50119616A (ja) | 1975-09-19 |
| JPS592085B2 true JPS592085B2 (ja) | 1984-01-17 |
Family
ID=12132422
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP49024229A Expired JPS592085B2 (ja) | 1974-03-04 | 1974-03-04 | 書込み増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS592085B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4946918A (ja) * | 1972-08-21 | 1974-05-07 |
-
1974
- 1974-03-04 JP JP49024229A patent/JPS592085B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4946918A (ja) * | 1972-08-21 | 1974-05-07 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS50119616A (ja) | 1975-09-19 |
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