JPS5917864A - 調整装置におけるコントロ−ル装置 - Google Patents
調整装置におけるコントロ−ル装置Info
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- JPS5917864A JPS5917864A JP56089428A JP8942881A JPS5917864A JP S5917864 A JPS5917864 A JP S5917864A JP 56089428 A JP56089428 A JP 56089428A JP 8942881 A JP8942881 A JP 8942881A JP S5917864 A JPS5917864 A JP S5917864A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
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- H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチングモードで操作される調整ユニット
に供給する電流に関するパラメータをコン）ｏ−ルする
調整装置におけるコントワール装置に関する。
に供給する電流に関するパラメータをコン）ｏ−ルする
調整装置におけるコントワール装置に関する。
コンダクタンスコントルールモードで動作スるモジュレ
ータと組合わされた調整装置は知られている。この種の
調整装置では、電流の最大限界値および最小限界値は自
走周波数（ｆｒｅθ−ｒｕｎｎｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ ）を用いた電圧信号によってモニタされている。
ータと組合わされた調整装置は知られている。この種の
調整装置では、電流の最大限界値および最小限界値は自
走周波数（ｆｒｅθ−ｒｕｎｎｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ ）を用いた電圧信号によってモニタされている。
そのような装置はパワーモジュール電流の直接制限とい
う利点と通常のレギュレータ用の第２の伝達関数に対向
するものとして第１の伝達関数を有しているという利点
とを調整しているものである。従来のレギュレータにお
いて固有最大位相偏移は１８０°であるのに対し、フン
ダクタンスコントロールモードの調整装置における最大
位相偏移は９０°である。そのタメ、フンダクタンスコ
ントロールモードノ調整装置はスイッチングルη整技術
に実質的な進歩をもたらしている。しかしながらこの種
の調整装置は同期させることが困雌であり、種々の分野
に利用するばあいその同期の問題がクロースアップされ
る。
う利点と通常のレギュレータ用の第２の伝達関数に対向
するものとして第１の伝達関数を有しているという利点
とを調整しているものである。従来のレギュレータにお
いて固有最大位相偏移は１８０°であるのに対し、フン
ダクタンスコントロールモードの調整装置における最大
位相偏移は９０°である。そのタメ、フンダクタンスコ
ントロールモードノ調整装置はスイッチングルη整技術
に実質的な進歩をもたらしている。しかしながらこの種
の調整装置は同期させることが困雌であり、種々の分野
に利用するばあいその同期の問題がクロースアップされ
る。
その問題を改善した同期式コンダクタンスコントロール
モードの調整装置が開発されている。
モードの調整装置が開発されている。
その改良点は電流切換用の検知電流との関係において変
化するソールスレショルド（５ｏｌｅｔｈｒｅｅｈｏｌ
ｄ ）を用いて操作するモジュレータを有する点にある
。このモジュレータはｉｔメカニズムの開始用の同期信
号を使用しており、検知電流がスイッチングスレショル
ドに達したとき調整メカニズムが終了する。したがって
固定周波数制御となり、かつ電流は命令信号および同期
周波数に依存する値にコントロールされる。固定周波数
制御は数個のデーフエイズド（ｄｅ−ｐｈａｓｅｄ）調
整モジュールを並列に用いることができフイルタリング
マス（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｍａｓｓ ）を減少せしめ
ることはできるが、ある回数反復使用するとき不安定に
なる傾向にある。したがってもつとも重要な信号、すな
わち同期信号は制御するすべての並列モジュールにとっ
て本質的なものであるため、たとえば人工衛星のパワー
レギュレータなどの高い信頼性と一点無故障（ｓｉｎｇ
ｌｅ ｐｏｉｎｔｆａｉｌｕｒθ−ｆｒｅθ）制御が要
求される分野に利用するときは高い冗長と複雑な多位相
同期信号ジェネレータが必要になる。
化するソールスレショルド（５ｏｌｅｔｈｒｅｅｈｏｌ
ｄ ）を用いて操作するモジュレータを有する点にある
。このモジュレータはｉｔメカニズムの開始用の同期信
号を使用しており、検知電流がスイッチングスレショル
ドに達したとき調整メカニズムが終了する。したがって
固定周波数制御となり、かつ電流は命令信号および同期
周波数に依存する値にコントロールされる。固定周波数
制御は数個のデーフエイズド（ｄｅ−ｐｈａｓｅｄ）調
整モジュールを並列に用いることができフイルタリング
マス（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｍａｓｓ ）を減少せしめ
ることはできるが、ある回数反復使用するとき不安定に
なる傾向にある。したがってもつとも重要な信号、すな
わち同期信号は制御するすべての並列モジュールにとっ
て本質的なものであるため、たとえば人工衛星のパワー
レギュレータなどの高い信頼性と一点無故障（ｓｉｎｇ
ｌｅ ｐｏｉｎｔｆａｉｌｕｒθ−ｆｒｅθ）制御が要
求される分野に利用するときは高い冗長と複雑な多位相
同期信号ジェネレータが必要になる。
本発明の目的は紙上の間数を解消し、固定周波数同期制
御ができると共に２つのフントロール可能な限界値間の
電流スイッチングモードを用いて自走制御が可能な調整
装置を提供することにある。
御ができると共に２つのフントロール可能な限界値間の
電流スイッチングモードを用いて自走制御が可能な調整
装置を提供することにある。
その目的を達成した本発明は、
振幅が命令信号の関数になっておりかつ上限コントロー
ルレベルおよび下限コントロールレベルを有する電流基
準信号を命令信号に応答して発生するように接続されて
いる電流基準信号ジェネレータ手段、 調整ユニットに供給される電流を検知して該電流を表わ
す電流検知信号を発生する電流検知手段、および 該電流検知信号と電流基準信号とを比較して調整スイッ
チ用のドライブ信号を生ずるコンノぐレータ手段 を有し、しかも該コンパレータ手段が同期ノ々ルスを受
は取るためにさらに同期源と接続されており、増大する
検知信号が電流基準信号の下限コントロールレベルと等
しいかまたは大きいとき第１のステートを有しかつ減少
する検知信号が電流基準信号の上限コントロールレベル
と等しいかまたは低いとき第２のステートを有している
ドライブ信号を切換える ことからなるフンダクタンスコントロールモードで制御
され、ドライブ信号に応答して第１の不導通状態の論理
ステートおよび第２の導通状態の論理ステートの間で切
換えるように構成された調整スイッチを有するｍ整ユニ
ットに供給する電流に関係するパラメータをコントロー
ルするための調整装置のコントロール装置に関する。
ルレベルおよび下限コントロールレベルを有する電流基
準信号を命令信号に応答して発生するように接続されて
いる電流基準信号ジェネレータ手段、 調整ユニットに供給される電流を検知して該電流を表わ
す電流検知信号を発生する電流検知手段、および 該電流検知信号と電流基準信号とを比較して調整スイッ
チ用のドライブ信号を生ずるコンノぐレータ手段 を有し、しかも該コンパレータ手段が同期ノ々ルスを受
は取るためにさらに同期源と接続されており、増大する
検知信号が電流基準信号の下限コントロールレベルと等
しいかまたは大きいとき第１のステートを有しかつ減少
する検知信号が電流基準信号の上限コントロールレベル
と等しいかまたは低いとき第２のステートを有している
ドライブ信号を切換える ことからなるフンダクタンスコントロールモードで制御
され、ドライブ信号に応答して第１の不導通状態の論理
ステートおよび第２の導通状態の論理ステートの間で切
換えるように構成された調整スイッチを有するｍ整ユニ
ットに供給する電流に関係するパラメータをコントロー
ルするための調整装置のコントロール装置に関する。
本発明の装置は、たとえばＤｊｌ記電流基準信号ジェネ
レータ手段が命令信号をベース入力とする第１および第
２のトランジスタを有し、コンパレータ手段がベース間
で接続されている第６、第４および第５のトランジスタ
を有し、該第６のトランジスタのエミッタおよびコレク
タはそれぞれ基準素子抵抗を介して電流検知抵抗の一端
および第１のトランジスタのコレクタに接続されており
、第４のトランジスタのエミッタおよびコレクタはそれ
ぞれ電流検知抵抗の他端および第２のトランジスタのコ
レクタに接続されており、第５のトランジスタのベース
およびエミッタはそれぞれ第２のトランジスタのコレク
タおよび第４のトランジスタのエミッタと接続されかつ
コレクタは抵抗回路を介して第６のトランジスタのエミ
ッタに接続され、さらに第５のトランジスタのベースお
よびエミッタはそれぞれ同期パルスおよびドライブ信号
を受は取るように接続されていることが好ましい。
レータ手段が命令信号をベース入力とする第１および第
２のトランジスタを有し、コンパレータ手段がベース間
で接続されている第６、第４および第５のトランジスタ
を有し、該第６のトランジスタのエミッタおよびコレク
タはそれぞれ基準素子抵抗を介して電流検知抵抗の一端
および第１のトランジスタのコレクタに接続されており
、第４のトランジスタのエミッタおよびコレクタはそれ
ぞれ電流検知抵抗の他端および第２のトランジスタのコ
レクタに接続されており、第５のトランジスタのベース
およびエミッタはそれぞれ第２のトランジスタのコレク
タおよび第４のトランジスタのエミッタと接続されかつ
コレクタは抵抗回路を介して第６のトランジスタのエミ
ッタに接続され、さらに第５のトランジスタのベースお
よびエミッタはそれぞれ同期パルスおよびドライブ信号
を受は取るように接続されていることが好ましい。
つぎに本発明の装置の実施例を図面に基づＩ／Ｘで説明
するが、本発明はかかる実施例のみに限定されるもので
はない。
するが、本発明はかかる実施例のみに限定されるもので
はない。
本発明の装置の原理および調整メカニズムを電圧の調整
に応用したばあいの例を用し）で説明する。
に応用したばあいの例を用し）で説明する。
この実施例で調整されるパラメータは、抵抗（Ｒ）およ
びコンデンサ（０）で示される負荷を通して印加される
電圧（ｖｏ）である。この調整は、負荷と接続され、制
御された調整スイ・ソチ用のトランジスタ（ＱＯ）、エ
ネルギ貯蔵用の誘導コイル（Ｌ） オよびダイオード（
Ｄｏ）を含んでいるそれ自体は公知の通常の調整ユニッ
ト（杭１図参照）によって達成される。これらの素子は
電圧切換レギュレータによく用いられる通常の素子であ
る。
びコンデンサ（０）で示される負荷を通して印加される
電圧（ｖｏ）である。この調整は、負荷と接続され、制
御された調整スイ・ソチ用のトランジスタ（ＱＯ）、エ
ネルギ貯蔵用の誘導コイル（Ｌ） オよびダイオード（
Ｄｏ）を含んでいるそれ自体は公知の通常の調整ユニッ
ト（杭１図参照）によって達成される。これらの素子は
電圧切換レギュレータによく用いられる通常の素子であ
る。
この基本回路はさらに第６図に示すエラー増幅器罎）を
含んでいる。エラー増幅器（ＡＥ）は設定基準電圧から
出力電圧（ｖＱ ）の偏差を表わす命令信号（ｖｏ）を
作成するために接続されている。
含んでいる。エラー増幅器（ＡＥ）は設定基準電圧から
出力電圧（ｖＱ ）の偏差を表わす命令信号（ｖｏ）を
作成するために接続されている。
第１図において、トランジスタ（Ｑ工）は命令信号（Ｖ
ｏ ）によってコントロールされる基準電流ジェネレー
タを構成している。トランジスタ（Ｑａ ）から流れ出
る基準電流は抵抗（１）を通り、コンパレータ（１０）
に第１の入力として印加される基準電圧降下（Ｖｌ）を
生ずる。抵抗（２）は誘導コイル（Ｌ）を流れる電流（
１）の検知器を構成する。抵抗（２）を通ることによっ
て生ずる電圧降下（ｖ２）はフンパレータαＯ）に第２
の入力として印加される。コンパレータ００）の出力信
号は調整スイッチとして用いられるトランジスタ（ＱＩ
Ｄ）用のドライブ信号（ＶＤ）である。
ｏ ）によってコントロールされる基準電流ジェネレー
タを構成している。トランジスタ（Ｑａ ）から流れ出
る基準電流は抵抗（１）を通り、コンパレータ（１０）
に第１の入力として印加される基準電圧降下（Ｖｌ）を
生ずる。抵抗（２）は誘導コイル（Ｌ）を流れる電流（
１）の検知器を構成する。抵抗（２）を通ることによっ
て生ずる電圧降下（ｖ２）はフンパレータαＯ）に第２
の入力として印加される。コンパレータ００）の出力信
号は調整スイッチとして用いられるトランジスタ（ＱＩ
Ｄ）用のドライブ信号（ＶＤ）である。
この回路は、命令信号（Ｖｏ）の値に関係しているあら
かじめ決められた２つのフン）１＋−ルレベル（工Ｈ）
、（工Ｌ）を有する電流基準信号を生ずるように構成
されている。ドライブ信号（ＶＤ）は２つの論理ステー
トを有している。第１の論理ステート（ｖＤｌ）は、電
流検知信号が増大しかつ上限をｆｉ定する第１のフント
ロールレペ＃（ＩＨ）よりも低いレベルにあるときに発
生し、第２の論理：Ｘ ｆ ） （ｖＤＰ）ハＮ 流
検知信号のレベルがコント讐−ルレベル（工Ｈ）と等し
いがまたは高くなったときに発生する。第２の論理ステ
ート佼Ｄ２）は電流検知信号のレベルが下限を規定する
第２のフン）ｏ−ルレベル（工Ｌ）と等しいがまたは低
くなるまで持続される。トランジスタ（Ｑ３）と抵抗（
３）は１第１の論理ステー） （ＶＤＩ）を有するドラ
イブ信号（ＶＤ）に応答して電流基準信号を第１のコン
トロールレベル（ＩＨ）カら第２のコントロールレベル
（ＩＬ）に切換え、第２の論理ステート（ＶＤ２） ヲ
有するドライブ信号（ｖｌＤ）に応答して電流基準信号
を第２のコントロールレベル（ＩＬ）から第１のコント
ロールレベル（工Ｈ）に切換える働ｅをする回路を形成
している。
かじめ決められた２つのフン）１＋−ルレベル（工Ｈ）
、（工Ｌ）を有する電流基準信号を生ずるように構成
されている。ドライブ信号（ＶＤ）は２つの論理ステー
トを有している。第１の論理ステート（ｖＤｌ）は、電
流検知信号が増大しかつ上限をｆｉ定する第１のフント
ロールレペ＃（ＩＨ）よりも低いレベルにあるときに発
生し、第２の論理：Ｘ ｆ ） （ｖＤＰ）ハＮ 流
検知信号のレベルがコント讐−ルレベル（工Ｈ）と等し
いがまたは高くなったときに発生する。第２の論理ステ
ート佼Ｄ２）は電流検知信号のレベルが下限を規定する
第２のフン）ｏ−ルレベル（工Ｌ）と等しいがまたは低
くなるまで持続される。トランジスタ（Ｑ３）と抵抗（
３）は１第１の論理ステー） （ＶＤＩ）を有するドラ
イブ信号（ＶＤ）に応答して電流基準信号を第１のコン
トロールレベル（ＩＨ）カら第２のコントロールレベル
（ＩＬ）に切換え、第２の論理ステート（ＶＤ２） ヲ
有するドライブ信号（ｖｌＤ）に応答して電流基準信号
を第２のコントロールレベル（ＩＬ）から第１のコント
ロールレベル（工Ｈ）に切換える働ｅをする回路を形成
している。
同期パルス（ＩＳ）を分配する同期源（社）は容量的に
コンパレータ（１０）に接続されている。第１図におい
て同期源（社）はコンパレータα０）の入力端に直接接
続されている。
コンパレータ（１０）に接続されている。第１図におい
て同期源（社）はコンパレータα０）の入力端に直接接
続されている。
同期パルスが存在しないとき、本実施例の装置は調整過
程においてっぎのように動作する。
程においてっぎのように動作する。
スイッチとして働くトランジスタ慟）が。ＦＦ１すなわ
ちトランジスタ（ＱＯ）が導通状態でないとすると、誘
導コイル（Ｌ）を通る電流（Ｉ）は増大する。
ちトランジスタ（ＱＯ）が導通状態でないとすると、誘
導コイル（Ｌ）を通る電流（Ｉ）は増大する。
この電流のｖ４間値がコントロールレベル（工Ｈ）に達
したとき、第１の論理ステー） （ＶＤＩ）にあるドラ
イブ信号（ＶＤ）はトランジスタ（Ｑｏ）をＯＮ、すな
わち導通状態にする。それによって誘導コイル（旬を通
る電流（１）はダイオード（Ｄ）を通って流れつづけ、
電流（１）は減少する。同時に電流基準信号がＭｌのコ
ントロールレベル（］ｌＨ）から第２のフントロールレ
ベル（ＩＬ）に切９ ワル。
したとき、第１の論理ステー） （ＶＤＩ）にあるドラ
イブ信号（ＶＤ）はトランジスタ（Ｑｏ）をＯＮ、すな
わち導通状態にする。それによって誘導コイル（旬を通
る電流（１）はダイオード（Ｄ）を通って流れつづけ、
電流（１）は減少する。同時に電流基準信号がＭｌのコ
ントロールレベル（］ｌＨ）から第２のフントロールレ
ベル（ＩＬ）に切９ ワル。
電流（Ｉ） カ減少して第２のコントロールレベル（工
Ｌ）に達すると直ちにドライブ信号（ＶＤ）が第２の論
理ステー） （ＶＤ２）に切換わる。それによってトラ
ンジスタ（ＱＯ）がＯＦＦに切換わり、電流（Ｉ）は再
び増大しはじめる。同時に電流基準信号のレベルが第１
のコントロールレベル（工Ｈ）に切換ワる。電流（１）
が増大してフントロールレベ／Ｉ／（工Ｈ）に達すると
直ちに前記の切換え動作が繰返される。このように電流
（１）は２つのコントロールレベル（ＩＨ）、（工Ｌ）
間で切換わる。その状態を第２図に（Ａ）として示しで
ある。
Ｌ）に達すると直ちにドライブ信号（ＶＤ）が第２の論
理ステー） （ＶＤ２）に切換わる。それによってトラ
ンジスタ（ＱＯ）がＯＦＦに切換わり、電流（Ｉ）は再
び増大しはじめる。同時に電流基準信号のレベルが第１
のコントロールレベル（工Ｈ）に切換ワる。電流（１）
が増大してフントロールレベ／Ｉ／（工Ｈ）に達すると
直ちに前記の切換え動作が繰返される。このように電流
（１）は２つのコントロールレベル（ＩＨ）、（工Ｌ）
間で切換わる。その状態を第２図に（Ａ）として示しで
ある。
同期源に）が負のパルス（１ｓ）を供給すると、ドライ
ブ信号ｆｆＤ＞ ｉ才各パルス（４ｓ ）の発生に応答
して第１の論理ステート尚１）に切換ゎる。各パルス（
１ｓ）は検知された電流が第２のフン）ｏ−ルレペル（
ＩＬ）に達するまえに生ずる（第２図の（Ｂ）の状態）
。したがってドライブ信号（ＶＤ）は、第１の論理ステ
ー） （ＶＤＩ）を検知された電流が増大して第１のコ
ントロールレベル（工Ｈ）に達するまで持続する。すな
わち電流はコントロールレベル（工Ｈ）とレベル（工Ｌ
）の間を連続的に切換ゎる。
ブ信号ｆｆＤ＞ ｉ才各パルス（４ｓ ）の発生に応答
して第１の論理ステート尚１）に切換ゎる。各パルス（
１ｓ）は検知された電流が第２のフン）ｏ−ルレペル（
ＩＬ）に達するまえに生ずる（第２図の（Ｂ）の状態）
。したがってドライブ信号（ＶＤ）は、第１の論理ステ
ー） （ＶＤＩ）を検知された電流が増大して第１のコ
ントロールレベル（工Ｈ）に達するまで持続する。すな
わち電流はコントロールレベル（工Ｈ）とレベル（工Ｌ
）の間を連続的に切換ゎる。
同期源（２ｏ）が正のパルス（」、Ｂ）を供給すると、
ドライブ信号（ＶＤ）は各パルス（Ｉｓ）の発生に応答
して第２の論理ステート（ｖＩ）２）に切換わる。各パ
ルス（１ｓ）は検知された電流が第１のコントロールレ
ベル（ｘＨ）に達するまえにｉｐする（第２図の（Ｑ）
の状態）。したがってドライブ信号（ｖｐ）は、第２の
論理ステート（ＶＤ２）を検知された電流が減少して第
２のコントシールレベル（ＩＬ）に達スるまで持続する
。すなわち電流はコント四−ルレベル（工Ｌ）とレベル
（１幻の間を連続的に切換わる。
ドライブ信号（ＶＤ）は各パルス（Ｉｓ）の発生に応答
して第２の論理ステート（ｖＩ）２）に切換わる。各パ
ルス（１ｓ）は検知された電流が第１のコントロールレ
ベル（ｘＨ）に達するまえにｉｐする（第２図の（Ｑ）
の状態）。したがってドライブ信号（ｖｐ）は、第２の
論理ステート（ＶＤ２）を検知された電流が減少して第
２のコントシールレベル（ＩＬ）に達スるまで持続する
。すなわち電流はコント四−ルレベル（工Ｌ）とレベル
（１幻の間を連続的に切換わる。
同期信号が取除かれると、ドライブ信号（ＶＤ）は検知
された電流がフントロールレベル（工Ｈ）、（工Ｌ）の
いずれかに達するまで自動的にそのときの論理ステート
を保持し、電流基準信号はドライブ信号が切換わるごと
に一方のコントロールレベルかう他方のコントロールレ
ベルに切換わる（第２図の（〜の状態）。
された電流がフントロールレベル（工Ｈ）、（工Ｌ）の
いずれかに達するまで自動的にそのときの論理ステート
を保持し、電流基準信号はドライブ信号が切換わるごと
に一方のコントロールレベルかう他方のコントロールレ
ベルに切換わる（第２図の（〜の状態）。
つぎに第６図を参照して説明を加える。
命令信号（ｖＯ）は第１および第２のトランジスタ（Ｑ
ｌ） 、（Ｑ４１）に加えられ、それによって等しいコ
レクタＹｉ ｍ （１０）がフンパレータを構成する第
３および第４のトランジスタ（Ｑ２）、（ｃ６）から引
き出される。これらの２つのトランジスタの機能の間の
オフセット電工は当然低く（１〜’１ｍＶのオーダー）
、抵抗（２）を介する基準電圧（ｖｌ）と検知電圧（ｖ
２）との間の電圧オフセットのきわめて正確な増幅を可
能にする。この実施例においテ、同期／＜ルス（１ｓ）
は第５のトランジスタ（Ｑ３）のベースに加えられる（
第２図の（０）の状態）。
ｌ） 、（Ｑ４１）に加えられ、それによって等しいコ
レクタＹｉ ｍ （１０）がフンパレータを構成する第
３および第４のトランジスタ（Ｑ２）、（ｃ６）から引
き出される。これらの２つのトランジスタの機能の間の
オフセット電工は当然低く（１〜’１ｍＶのオーダー）
、抵抗（２）を介する基準電圧（ｖｌ）と検知電圧（ｖ
２）との間の電圧オフセットのきわめて正確な増幅を可
能にする。この実施例においテ、同期／＜ルス（１ｓ）
は第５のトランジスタ（Ｑ３）のベースに加えられる（
第２図の（０）の状態）。
同期パルス（ｉｓ）の発生によりトランジスタ（Ｑ３）
を直ちにＯＮにせしめ、それによってドライブ信号（Ｖ
ｐ）を第２の論理ステー） （ＶＤ２）に切換える。
を直ちにＯＮにせしめ、それによってドライブ信号（Ｖ
ｐ）を第２の論理ステー） （ＶＤ２）に切換える。
トランジスタ（Ｑｏ）は電流（１）が第２のコントロー
ルレベル（工Ｌ）に達するまでＯＮに維持される。つい
で調整スイッチとして用いるトランジスタ（ＱＯ）はつ
ぎの同期パルス（１Ｓ）が発生するまでＯＦＦにせしめ
られる。すなわち電流はコントロールレベル（Ｉｈ）と
（工Ｌ）の間を切換わるのである。
ルレベル（工Ｌ）に達するまでＯＮに維持される。つい
で調整スイッチとして用いるトランジスタ（ＱＯ）はつ
ぎの同期パルス（１Ｓ）が発生するまでＯＦＦにせしめ
られる。すなわち電流はコントロールレベル（Ｉｈ）と
（工Ｌ）の間を切換わるのである。
同期パルス（１ｓ）が取除かれるかＤＯ値に維持される
と伯ちに、トランジスタ（Ｑｏ）のスイッチングは規格
スイッチングモードに復帰する０ここでいう規格スイッ
チングモードとは、それにしたがって電流が電流基準信
号のコントロールレベル（工Ｌ） 、（ＩＨ）に対応す
る値の間で切換わるモードのことである。
と伯ちに、トランジスタ（Ｑｏ）のスイッチングは規格
スイッチングモードに復帰する０ここでいう規格スイッ
チングモードとは、それにしたがって電流が電流基準信
号のコントロールレベル（工Ｌ） 、（ＩＨ）に対応す
る値の間で切換わるモードのことである。
本発明のコントロール装置を用いた調整装置の利点のう
ちとくに重要な点は、同じ負荷を有している複数の装置
モジュールを容易に並列制御できることである。これら
のモジュールは同じ命令信号ｆｆｏ）によってコントロ
ールされ、各モジュールに分けられるパワーを直接コン
トロールすることができる。第２のＲ整モジュールを第
３図に（Ｐ）として点線で示す。
ちとくに重要な点は、同じ負荷を有している複数の装置
モジュールを容易に並列制御できることである。これら
のモジュールは同じ命令信号ｆｆｏ）によってコントロ
ールされ、各モジュールに分けられるパワーを直接コン
トロールすることができる。第２のＲ整モジュールを第
３図に（Ｐ）として点線で示す。
本発明の装置は斜上の利点、すなわち固有電流の限定、
入力電圧や負荷の変動の関数としての動的安定性、並列
使用の容易さなどの他に、複雑な回路を付加する必要な
く固定周波数で操作することができる利点がある。多位
相同期を用いるとき、本発明の装置は同期源に故障が生
じたばあいでも連続的に自走制御を行なうことができる
。その結果、比較的安い値段の装置で高い信頼性を有す
る自律的な動作を行なわせることができる。
入力電圧や負荷の変動の関数としての動的安定性、並列
使用の容易さなどの他に、複雑な回路を付加する必要な
く固定周波数で操作することができる利点がある。多位
相同期を用いるとき、本発明の装置は同期源に故障が生
じたばあいでも連続的に自走制御を行なうことができる
。その結果、比較的安い値段の装置で高い信頼性を有す
る自律的な動作を行なわせることができる。
第１図は本発明のコントロール装置の簡略な回路図、第
２図は本発明の装置のコントロールレベルと電流との関
係を示すダイヤグラム、第３図は本発明の他の実施例の
回路図である。 （図面の主要符号） （１）：電流基準抵抗 （２）：電流検知抵抗 ００）：コンパレータ （イ）： 同 期 源 （ＱＯ） ： 調整スイッチ用のトランジスタ（Ｑｌ）
？ 第１のトランジスタ （Ｑｉ）： 第２のトランジスタ （Ｑ２） ： 第６のトランジスタ （Ｑｈ）： 第４のトラン・ジスタ （Ｑ３）： 第５のトランジスタ （ｖｃ）−命令信号 （ＶＤ）： ドライブ信号 （工Ｈ） ： 上限コントロールレベル（工Ｌ） ：
下１（Ｕコントロニルレベル（ｉｓ） ’同期パルス
２図は本発明の装置のコントロールレベルと電流との関
係を示すダイヤグラム、第３図は本発明の他の実施例の
回路図である。 （図面の主要符号） （１）：電流基準抵抗 （２）：電流検知抵抗 ００）：コンパレータ （イ）： 同 期 源 （ＱＯ） ： 調整スイッチ用のトランジスタ（Ｑｌ）
？ 第１のトランジスタ （Ｑｉ）： 第２のトランジスタ （Ｑ２） ： 第６のトランジスタ （Ｑｈ）： 第４のトラン・ジスタ （Ｑ３）： 第５のトランジスタ （ｖｃ）−命令信号 （ＶＤ）： ドライブ信号 （工Ｈ） ： 上限コントロールレベル（工Ｌ） ：
下１（Ｕコントロニルレベル（ｉｓ） ’同期パルス
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 振幅が命令信号の関数になっておりかつ上限コント
ロールレベル’Ｂ ヨヒ下限コ、 ：ｙ ） ａ −ル
レベルを有する電流基準信号を命令信号に応答して発生
するように接続されている電流基準信号ジェネレータ手
段、 調整ユニットに供給される電流を検知して該電流を表わ
す電流検知信号を発生する電流検知手段、および 該電流検知信号と電流基準信号とを比較して調整スイッ
チ用のドライブ信号を生ずるコンパレータ手段 を有し、しかも該コンパレータ手段が同期パルスを受は
取るためにさらに同期源と接続されており、増大する検
知信号が電流基準信号の下限コントロールレベルと等し
いかまたは大きいとき第１のステートを有しかつ減少す
る検知信号が電流基準信号の上限コントマールレベルと
等しいかまたは低いとき第２のステートを有しているド
ライブ信号を切換えることからなるコンダクタンスコン
トロールモードで制御され、ドライブ信号に応答して第
１の不導通状態の論理ステートおよび第２の導通状態の
論理ステートめ間で切換えるようニ構Ｊｔされた調整ス
イッチを有する調整ユニットに供給する電流に関係する
パラメータをコン）Ｏ−ルするための１１°ｄ整装置に
おけるコントリール装置。 ２ 前記コンパレータ手段が同期／ぐルスを受けとるた
めに同期源に接続されており、各同期パルスに応答して
第１のステートにドライブ信号を切換え、電流検知信号
が増大して電流基準信号の上限コントシールレベルと等
しいかまたは大きくなるまでドライブ信号を第１のステ
ートに維持する特許請求の範囲第１項記載の装置。 ６ 前記コンパレータ手段が、同期パルスが入力してい
ないときは電流検知信号が減少してＮ 流Ｍ準信号のＦ
限コントロールレベルと等しいかまたは低くなるまでド
ライブ信号を第２のステートに維持せしめる手段からな
る特許請求の範囲第２項記載の装置。 ４ 前記コンパレータ手段が同期パルスを受けとるため
に同期源に接続されており、各同期パルスに応答して第
２のステートにドライブ信号を切換え、電流検知信号が
減少して電流基準信号の下限コントロールレベルと等し
いかまたは低くなるまでドライブ信号を第２のステート
に維持する特許請求の範囲第１項記載の装置。 ５ 前記コンパレータ手段が、同期パルスが入力してい
ないときは電流検知信号が増大して電流基準信号の上限
コントロールレベルと等しいかまたは大きくなるまでド
ライブ信号を第１のステートに維持せしめる手段からな
る特許請求の範囲第４項記載の装置。 ６ 前記電流基準信号ジェネレータ手段が命令信号をベ
ース入力とする第１および第２のトランジスタを有し、 フンパレータ手段がベース間で接続されている第６、第
４および第５のトランジスタを有し、該第３のトランジ
スタのエミッタおよびコレクタはそれぞれ基準素子抵抗
を介して電流検知抵抗の一端および第１のトランジスタ
のコレクタに接続されており、第４のトランジスタのエ
ミッタおよびコレクタはそれぞれ電流検知抵抗の他端お
よび第２のトランジスタのコレクタに接続されており、
第５のトランジスタのベースおよびエミッタはそれぞれ
第２のトランジスタのコレクタおよび第４のトランジス
タのエミッタと接続されかつコレクタは抵抗回路を介し
て第６のトランジスタのエミッタに接続され、さらに第
５のトランジスタのベースおよびエミッタはそれぞれ同
期パルスおよびドライブ信号を受は取るように接続され
ている特許請求の範囲第４項記載の装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| BE0/200973A BE883739A (fr) | 1980-06-10 | 1980-06-10 | Dispositif pour regler un parametre de fonctionnement d'une installation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5917864A true JPS5917864A (ja) | 1984-01-30 |
Family
ID=3843338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56089428A Pending JPS5917864A (ja) | 1980-06-10 | 1981-06-09 | 調整装置におけるコントロ−ル装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4392103A (ja) |
| JP (1) | JPS5917864A (ja) |
| BE (1) | BE883739A (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4461989A (en) * | 1982-08-27 | 1984-07-24 | Motorola, Inc. | Voltage sense circuit for a bubble memory voltage booster |
| US4513241A (en) * | 1983-04-01 | 1985-04-23 | Ford Motor Company | Foldback current limiting driver |
| DE3572098D1 (en) * | 1984-11-02 | 1989-09-07 | Bose Corp | Frequency-stabilized two-state modulation |
| US4672300A (en) * | 1985-03-29 | 1987-06-09 | Braydon Corporation | Direct current power supply using current amplitude modulation |
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| US5028861A (en) * | 1989-05-24 | 1991-07-02 | Motorola, Inc. | Strobed DC-DC converter with current regulation |
| US5180964A (en) * | 1990-03-28 | 1993-01-19 | Ewing Gerald D | Zero-voltage switched FM-PWM converter |
| US5216352A (en) * | 1990-11-29 | 1993-06-01 | Square D Company | Solid state current controlled interruption system |
| DE4215980A1 (de) * | 1992-05-14 | 1993-11-18 | Siemens Ag | Aktives Freilaufelement |
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| US5747977A (en) * | 1995-03-30 | 1998-05-05 | Micro Linear Corporation | Switching regulator having low power mode responsive to load power consumption |
| US5793193A (en) * | 1996-02-15 | 1998-08-11 | Harris Corporation | DC-to-DC converter having enhanced control features and associated methods |
| US5825165A (en) * | 1996-04-03 | 1998-10-20 | Micro Linear Corporation | Micropower switch controller for use in a hysteretic current-mode switching regulator |
| US5742151A (en) * | 1996-06-20 | 1998-04-21 | Micro Linear Corporation | Input current shaping technique and low pin count for pfc-pwm boost converter |
| US5798635A (en) * | 1996-06-20 | 1998-08-25 | Micro Linear Corporation | One pin error amplifier and switched soft-start for an eight pin PFC-PWM combination integrated circuit converter controller |
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| US5808455A (en) * | 1996-11-13 | 1998-09-15 | Micro Linear Corporation | DC-to-DC converter having hysteretic current limiting |
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| US5818207A (en) * | 1996-12-11 | 1998-10-06 | Micro Linear Corporation | Three-pin buck converter and four-pin power amplifier having closed loop output voltage control |
| US5894243A (en) * | 1996-12-11 | 1999-04-13 | Micro Linear Corporation | Three-pin buck and four-pin boost converter having open loop output voltage control |
| US5889387A (en) * | 1996-12-13 | 1999-03-30 | Intel Corporation | Battery charging unit |
| US6075295A (en) * | 1997-04-14 | 2000-06-13 | Micro Linear Corporation | Single inductor multiple output boost regulator |
| US6091233A (en) * | 1999-01-14 | 2000-07-18 | Micro Linear Corporation | Interleaved zero current switching in a power factor correction boost converter |
| US6166455A (en) * | 1999-01-14 | 2000-12-26 | Micro Linear Corporation | Load current sharing and cascaded power supply modules |
| US6344980B1 (en) | 1999-01-14 | 2002-02-05 | Fairchild Semiconductor Corporation | Universal pulse width modulating power converter |
| JP3726584B2 (ja) * | 1999-09-16 | 2005-12-14 | セイコーエプソン株式会社 | 電源回路および電気光学装置 |
| WO2001035519A1 (en) * | 1999-11-09 | 2001-05-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Dc-dc converter |
| ITRE20010042A1 (it) * | 2001-04-24 | 2002-10-24 | Corghi Spa | Dispositivo sollevatore per macchine smontagomme |
| US6781357B2 (en) * | 2001-09-27 | 2004-08-24 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply |
| US6885175B2 (en) | 2002-10-25 | 2005-04-26 | International Rectifier Corporation | Fixed frequency hysteretic regulator |
| US6759901B2 (en) | 2002-11-21 | 2004-07-06 | Vht Amplification, Inc. | Dynamic sensing regulator |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1613338C3 (de) * | 1966-07-30 | 1978-10-26 | Honeywell Information Systems Italia S.P.A., Caluso, Turin (Italien) | Gleichspannungswandler |
| DE2754846C2 (de) * | 1977-12-09 | 1983-06-09 | Dornier System Gmbh, 7990 Friedrichshafen | Schaltungsanordnung zur definierten Stromaufteilung zwischen parallel geschalteten Schaltregler-Leistungsstufen in einem Gleichspannungsschaltregler |
| EP0018343B1 (fr) * | 1979-04-09 | 1984-01-11 | Organisation Europeenne De Recherches Spatiales | Hacheur de courant pour la régulation de l'alimentation d'une charge |
-
1980
- 1980-06-10 BE BE0/200973A patent/BE883739A/fr not_active IP Right Cessation
-
1981
- 1981-06-08 US US06/271,217 patent/US4392103A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-06-09 JP JP56089428A patent/JPS5917864A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| BE883739A (fr) | 1980-10-01 |
| US4392103A (en) | 1983-07-05 |
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