JPS5914999B2 - 電流形インバ−タの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流形インバータの制御装置に係り、特に電流
急変時における転流失敗を防止する制御装置に関する。

第１図は従来の電流形インバータ及びその制御回路の一
例を示したものである。

交流電源１を整流器２で整流して直流に変換し、その直
流をリアクトル３で平滑し、それをインバータ４で任意
の可変周波数の交流に変換して、誘導電動機２４の速度
を制御する。インバータ４はサイリスタ５〜７及び１５
〜１７、転流コンデンサ８〜１０及び１８〜２０、ダイ
オード１１〜１３及び２１〜２３で構成されている。２
５〜３７は整流器２とインバータ４を制御するための制
御回路である。

誘導電動機２４の速度を設定する速度設定器２５の出力
をうけて誘導電動機２４の加減速レートを決定するラン
プ回路２６が動作する。ランプ回路２６の出力により、
インバータ４の出力周波数が決定される。２８はランプ
回路２６の出力を受けてインバータ４の周波数を決定す
る電圧周波数変換器であり、この出力信号を論理回路２
９により、パルス分配を行い、インバータ４を構成する
サイリスタ５〜７及び１５〜１７に点弧パルスを与える
。

一方関数発生器２７はランプ回路２６の出力により、イ
ンバータ４の出力周波数ｆと出力電圧Ｖの比が一定とな
るような指令値を電圧制御用の演算増幅器３２に与える
。３３は電圧制御用演算増幅器３２の出力がある所定の
値以上にならないようにするためのリミツタ回路である
。

電圧制御用の演算増幅器３２の出力信号がインバータ４
を流れる電流の指令値となる。したがつてリミツタ回路
３３で定められる値がインバータ４を流れる電流の最大
値となる。電流を検出するための変流器３４、この出力
を整流する整流器３５の出力をマイナス入力とし、電圧
制御用の演算増幅器３２の出力をプラス入力とする電流
制御用の演算増幅器３６の動作により自動パルス移相器
３７で整流器２の制御角が調整され、電圧制御用の演算
増幅器３２の出力に相当した電流がインバータ４に流れ
ることになる。第１図において、速度設定器２５の出力
をステツプ状に変化させた場合、その出力を受けるラン
プ回路２６の出力は第２図のａに示したように最大傾斜
で増加する。

関数発生器２７も最大傾斜で増加する。このため関数発
生器２７の出力と、誘導電動機２４の端子電圧に比例し
た出力を出す整流回路３１の出力の偏差が大きくなり、
電圧制御用の演算増幅器３２の出力は第２図ｂに示すよ
うにリミツタ回路３３で定められる値に瞬時に達する。
演算増幅器３２の出力がインバータ４を流れる電流の指
令値となるので、インバータ４に流れる直流電流１ｄは
演算増幅器３６の動作により、第２図ｃに示すようにな
る。第２図ＣＯ）Ｉｍａｘがリミツタ回路３３で定めら
れる電流値である。第２図に示すように時刻Ｔ２で速度
設定器２５の出力がステツプ状に変化したと仮定する。
インバータ４を構成するサイリスタへの点弧信号を第２
図のＧｌ，ｇ２に示す。Ｇｌ，ｇ２に示した数字５〜７
，１５〜１７はサイリスタ５〜７，１５〜１７の点弧信
号に対応する。時刻Ｔ。においてサイリスタ１６から１
７への転流が行われる。この時刻においては速度設定器
２５の出力は変化していないので、インバータ４に流れ
る直流電流１ｄはこの時刻における誘導電動機２４の負
荷状態に対応する電流として、ＩＯとなつている。速度
設定器２５の出力が変化する直前の時刻ｔ１においては
、サイリスタ５からサイリスタ６への転流が行われる。
この時の直流電流は時刻Ｔ。と同じくＩＯである。この
時刻ｔ１における転流動作を詳細に説明する。この転流
動作は時刻Ｔ。における転流動作と全く同じである。時
刻ｔ１でサイリスタ６が点弧される。この時、転流コン
デンサ８はその極性を第１図に示すように仮定すると第
２図Ｅ８のようになつている。時刻ｔ１から転流コンデ
ンサ８の電圧が零になるまでの時間Ｔ，がサイリスタ５
の逆バイアス時間となる。電流形インバータの場合、流
れる電流に反比例する、転流コンデンサの充電電圧をＥ
Ｃｌとし、転流コンデンサの等価容量をＣとすると、電
流はＩＯだから時間Ｔ１は、で示される。

時刻ｔ１ではＩＯは小さいので、Ｔ１は大きく、これが
サイリスタ５のターンオフタイム以上となり、サイリス
タ５はオフし、Ｕ相からＶ相への転流が確実に行なわれ
ることとなる。サイリスタ５の電流は第２図１５で示し
たように、時刻ｔ１で零になる。時刻Ｔ２において、速
度設定器２５の出力が急変したと仮定すると、ランプ回
路２６の出力が第２図ａのように増加する。

これに伴い、電圧制御用演算増幅器３２の出力は第２図
ｂに示すように、リミツタ回路３３で定められる値にま
でステツプ状に変化する。演算増幅器３２の出力が第２
図ｂのように増加すると、電流制御用の演算増幅器３６
の動作により、インバータ４に流れる電流Ｉｄは第２図
ｃに示すように最大値１ｍａｘまで増大する。次に時刻
Ｔ３にてサイリスタ１５にゲート信号が加わり、サイリ
スタ１７から１５への転流が行なわれる。この時、転流
コンデンサ２０は第１図に示した極性に充電されている
が、電流Ｉｍａｘにより逆極性に充電されることになり
、第２図Ｅ２Ｏに示したように変化する。Ｅ２Ｏの電圧
が零になるまでの時間Ｔ２は（１）式と同様、次式で与
えられる。転流コンデンサ２０の電圧の初期値は時刻ｔ
１における転流コンデンサ８の値と同じくＥｃ，である
から、時間Ｔ，はとなる。

Ｍａｘは普通、定格電流の１２０〜１５０％程度に選ば
れるが、場合によつては２００〜３００％程度に選ばれ
ることもある。２００〜３００％に選んだ場合、（２）
式から明らかなように、Ｔ２は非常に小さく、サイリス
タ１７のターンオフタイム以下となり、サイリスタ１７
は転流コンデンサ２０の電圧が零以下なる時点で再び導
通状態となる。

すなわちサイリスタ１７からサイリスタ１５への転流が
失敗したことになる。この状態で時刻Ｔ４になるとサイ
リスタ７に点弧信号が加わる。この時サイリスタ１７が
導通しているのて、サイリスタ７、ダイオード１３、ダ
イオード２３、サイリスタ１７を介してインバータ４の
直流端子が短絡された形となり、インバータ４に流れる
電流が第２図ｃに示したように急激に増加する。この電
流があらかじめ設定されている装置の過電流検出レベル
に達すると、図示はしていない電源１と整流器２の間に
設置される開閉器が開放され、装置の運転は停止する。
過電流検出レベルに達しない場合においては電流制御用
の演算増幅器３６の動作により、Ｉｍａｘの電流がサイ
リスタ７、ダイオード１３，２３、サイリスタ１７を介
して流れ続け、インバータ４の負荷である誘導電動機２
４には電流が流れなくなり、誘導電動機２４は停止する
。すなわち過電流検出レベルに達する場合も、達しない
場合も、正常な動作が継続できないことになる。電流の
最大値を定格電流の１２０〜１５０％に設定した場合に
おいても、急変前の電流１０が小さい場合には、インバ
ータ４の転流能力は前の転流時に流れていた電流によつ
て定まるので上述同様インバータ４は転流失敗する。以
上述べてきたように、第１図に示した従来例においては
速度指令の急変時にインバータ４が転流失敗し、正常な
動作が継続できなくなるという欠点を有していた。

上記、従来例の欠点を除くため、インバータ４に第３図
に示した回路を追加した方式が考えられる。

第３図において、３〜２４は第１図と同一部品である。
３８〜４３はサイリスタ、４４，４５はリアクトル、４
６，４７は直流電源である。

３８〜４７で構成される回路は一般に補充電回路と称す
るものである。

第３図の動作を簡単に説明する。サイリスタ５からサイ
リスタ６への転流を考える。サイリスタ５からサイリス
タ６への転流が行なわれる前、すなわちサイリスタ６に
点弧信号が加わる前に、サイリスタ３９に点弧信号を加
える。サイリスタ３９が点弧すると、直流電源４６、リ
アクトル４４、サイリスタ５、転流コンデンサ８、サイ
リスタ３９を介して、転流コンデンサ８が直流電源４６
の電圧まで充電される。転流コンデンサ８への充電が終
了した後、サイリスタ６が点弧し、サイリスタ５からサ
イリスタ６への転流がはじまる。他のサイリスタの転流
についても同様である。この図の場合、転流能力は直流
電源４６あるいは４７の電圧で定まることになる。言い
かえれば、直流電源４６，４７の電圧で定められる一定
の転流能力を有することになる。この転流能力を最大電
流１ｍａｘ以上に定めることにより、速度指令の急変時
における転流失敗を防止することができ、第１図の欠点
を除去することができる。し力化ながら、第３図の場合
、サイリスタ６個、リアクトル２個、直流電源２個が必
要となり、装置が複雑になり、経済的にも不利となる。
本発明の目的は上記した従来例の欠点を除去し速度指令
の急変時においてもインバータが転流失敗することなく
、正常な運転が継続できるような制御法を提供すること
にある。本発明は速度指令の急変時に、電流制限値を調
整し、電流が急激に増加するのを抑制して、インバータ
の転流失敗を防止するようにしたものである。

第４図は本発明の一実施例を示したものである。

１〜３７の部品は第１図と同一部品である。

４８は微分回路、４９は比較回路、・５０はパルス発生
回路、５１は積分回路である。

積分回路５１はランプ回路２６の出力を積分入力とし、
パルス発生回路５０でりセツトされるようになつている
。積分回路５１の出力がリミツタ回路３３の入力信号と
なつており、積分回路５１の出力で電圧制御用の演算増
幅器３２の出力の制限値が定まる。演算増幅器３２の出
力が電流指令となつているので、最終的には電流の制限
値が積分回路５１の出力で定まることになる。第４図の
動作を第５図を用いて説明する。

時刻ＴＯ，ｔｌにおける動作は第１図の動作と同じであ
る。時刻ｔ１でサイリスタ５からサイリスタ６への転流
が始まる。このときの電流値はＩＯでありサイリスタ５
にはターンオフタイム以上の逆バイアス時間が確保され
、転流失敗することはない。時刻Ｔ２において第１図同
様、速度設定器２５の出力が急変し、ランプ回路２６の
出力が第５図ａのように増加し、これに従つて関数発生
器２７の出力が増加する。関数発生器２７の出力が増加
すると整流回路３１の出力との偏差が大きくなり、電圧
制御用の演算増幅器３２の出力が増加し、制限値に近ず
く。一方、微分回路４８はランプ回路２６の出力の増加
率に比例した出力となる。第５図ａのようにランプ回路
２６の出力が傾き一定で増加すると、微分回路４８の出
力はｂに示すようになる０ランプ回路２６の出力の増加
率がある一定のレベル、すなわち第５図ｂの点線で示し
たレベル以上の場合、比較回路５０が動作し、その出力
は第５図ｃとなる。パルス発生回路５０をその入力が「
０」から［１」になるときにパルスが発生するように構
成しておくと、比較回路５０が動作した時に第５図ｄに
示したパルスを発生する。積分回路５１はこのパルス発
生回路５０の出力でりセツトされるので、積分回路５１
の出力は第５図ｅに示すようにその飽和値から下限値に
りセツトされる。りセツトされた後、ランプ回路２６の
出力、すなわち周波数に比例した信号を積分することに
なる。積分回路５１の出力により、電圧制御用の演算増
幅器３２の出力の制限値、すなわち電流の制限値が定ま
るので、インバータ４に流れる電流は第５図１ｄに示す
ようになる。時刻Ｔ２以後、電流はＩｄのように増加し
ていく。Ｔ３において、サイリスタ１５に点弧信号が（
まいり、サイリスタ１５が導通し、サイリスタ１７に流
れていた電流は零になる。この時の電流は第５図に示す
ようにＩＯ′となつて．いる。転流コンデンサ２０は第
４図の極性に充電されているが、電流１０′で逆極性に
充電されることになる。第５図Ｅ２Ｏに転流コンデンサ
２０の電圧波形を示す。Ｅ２Ｏの初期値は時刻ｔ１にお
ける転流コンデンサ８の電圧と等しくＥＣｌである。転
流コンデンサ２０の電圧が零になるまでの時間Ｔ３′は
（１）式と同様にとなる。Ｔ３′はＩＯ′がそれ程大き
くないのでサイリスタ１７のターンオフタイム以上とな
り、サイリスタ１７がオフし、転流動作が確実に行なわ
れる。コンデンサ２０は図示の極性とは逆にＩＯ′で充
電されるが最終的な電圧ＥＣ２は誘導電動機２４の誘起
電圧を無視すると、次式のようになる。ここで、Ｃ：１
相当りのコンデンサ容量Ｌ：転流インダクタンス（１相
当り） ＥＣ２はＥＣｌより大きな値となる。

この時転流コンデンサ１８は電流１Ｊにより、第５図の
Ｅｌ８のように充電され、最終値はＥＣ２となる〇次に
時刻Ｔ４において、サイリスタ７に点弧信号がはいり、
サイリスタ６からサイリスタモの■ の極性に充電されており、その初期値はＥｃ，である。

転流コンデンサ９の充電電圧がサイリスタ６への逆電圧
として印加される。転流コンデンサ９は、時刻Ｔ４での
電流１，によつて、第４図の極性とは逆の極性に向つて
充電されることになり、その電圧波形は第５図のＥ９の
ように変化する。Ｅ９が零になるまでの時間Ｔ４′がサ
イリスタ６に対する逆バイアス時間となる。このＴ４′
はで示される。１１は最大制限電流１ｍａｘに比べて小
さいので、Ｔ４′はサイリスタ６のターンオフタイムよ
りも大きくなる。

逆に言えば、Ｔ４′がサイリスタ６のターンオフタイム
よりも大きくなるように１１の値を抑制する必要がある
。サイリスタ６からサイリスタモの転流が完了すると、
転流コンデンサ９は最終的には図の極性とは逆極性に次
式で表わされる値ＥＣ３にまで充電される。ｖν一方、
転流コンデンサ１０はこの期間に第４図の極性に、第５
図Ｅ，Ｏに示すようにＥＣ３にまで充電される。

次に時刻Ｔ５においても、Ｔ３やＴ４と同様、サイリス
タ１５から１６への転流が行われる。

この時サイリスタ１５に印加される逆バイアス時間はＴ
５′となる。コンデンサ１８は時刻Ｔ５の時点でＥＣ２
まで充電されているので、Ｔ５′は′ となる。

忰は第５図に示すように、それ程小さくなく、Ｔ５′は
サイリスタ１５のターンオフタイム以上となり、転流動
作はスムーズに行われる。時刻Ｔ６においても、これま
でと全く同様である。この時はサイリスタ７からサイリ
スタ５への転流であり、サイリスタ７に対する逆バイア
ス時間Ｔ６′は、転流コンデンサ１０の充電電圧の初期
値がＥＣ３であるから、（６）式を考慮して次式で与え
られる。Ｉ （７）式と同様、１？，の比は極端に小さくはないので
、Ｔ６′はサイリスタ７のターンオフタイム以上となり
、転流動作はスムーズに行われる。

言いかえるならば、（７）や（８）式で与えられるＴ５
′やＴＪの値がサイリスタのターンオフタイム以上にな
るように８，７？？の値を選ぶ必要がある。第５図にお
いてはＩ。から最大値１ｍａｘまで増加する時間は、イ
ンバータ動作周期の３分の２として説明したが、Ｉｍａ
ｘとＩ。の差が非常に大きい場合には、インバータ動作
の２〜３周期程度に選ぶ必要もある。この２〜３周期と
いう期間はインバータ周波数とは無関係に確保しなけれ
ばならないものである。このことは第４図においては以
下のように実現できる。前述したように、インバータを
流れる電流の最大値は積分回路４８の出力で定まる。積
分回路４８はランプ回路２６の出力、すなわちインバー
タの周波数に比例する信号（Ｋｆ）を積分入力している
。パルス発生回路５０の出力によつてりセツトされた時
刻（第５図では時刻Ｔ２）を時間の頂点と考えると、積
分回路４８の出力Ｅ。はここで、ｋ：比例定数 ｆ：インバータ周波数 となる。

インバータ動作の周期をＴとすると、ＫｅＯ＝−ｔ
・・・・・・・・・・・・（１０）Ｔ
積分回路４８の出力が電流の最大値１ｍａｘとなるのに
必要な電圧Ｅ。

ｒＴｌ（この場合、積分回路４８の出力はＥ。ｒｒｌで
飽和するように構成しておく）になるまでに要する時間
ＴｒＩｌは００）式から、となり、インバータ動作の周
期Ｔに比例する。００式で与えられる時間ＴＩＴｌがイ
ンバータ周期の２〜３倍となるように、ＥＯｒｎやｋの
値を選べばよい。

以上、述べてきたように、本発明の一実施例においては
速度指令の急変時においても、インバータの転流能力が
確保され、正常に運転を断続させることのできる効果が
ある。第６図は本発明の他の実施例を示すもので、第４
図に比較回路５２と論理積回路５３を追加し、高速（高
周波）領域においては、速度指令が急変しても、電流最
大値を第４図のように制限しないようにしている。

第６図の動作を第７図を用いて説明する。第７図の符号
ａ−ｈは第６図のａ−ｈ点における波形である。

時刻Ｔ。で速度指令が急変したと仮定すると、ランプ回
路２６の出力は第７図ａのように変化する。このランプ
回路２６の出力を受けて、微分回路４８の出力は第７図
ｂのような出力信号を発生する。比較回路４９は第７図
Ｃとなる。比較回路４９の出力が時刻Ｔ。で［低」レベ
ルから［高」レベルに変化するため、パルス発生回路５
０は第７図ｄに示すパルスを発生する。次に比較回路５
２は、その入力があるレベル以上の領域では「低」レベ
ルの信号を発生するように構成しておけば、時刻Ｔ。の
近傍では、入力が小さいので、出力は第７図ｅに示すよ
うに「高」レベルになつている。パルス発生回路５０の
出力と比較回路５２の出力とを入力とする論理積回路５
３の出力は時刻Ｔ。では２つの入力信号が「高」レベル
になつているので、第７図ｆに示すような出力信号を発
生する。したがつて時刻Ｔ。において、積分回路５１の
出力がりセツトされ、第７図ｇに示すようになる。積分
回路５１の出力が第７図ｇのようになるため、電圧制御
用の演算増幅器３２の出力も同様な波形に制限され、イ
ンバータに流れる電流も、この波形に従つて流れること
になる。時刻ｔ１で積分回路５１は飽和値に達する。Ｔ
Ｏからｔ１間のインバータの転流動作は第４図と全く同
様であり、転流能力が確保され、正常な運転を継続させ
ることができる。時刻Ｔ２において、ランプ回路２６の
出力が比較回路５２の比較レベルに達し、比較回路５２
の出力は第７図ｅに示すように「高」レベルから「低」
レベルに変化する。Ｔ２以後、さらにランプ回路２６の
出力が増加し、時刻Ｔ３で一定値になる。インバータ４
はこのランプ回路２６の出力に比例した周波数で動作を
続ける。時刻Ｔ４で再度、速度設定器２５から増速指令
が出され、ランプ回路２６の出力が第７図ａのように増
加する。これにより時刻ｔ１と同様、微分回路４８、比
較回路４９、パルス発生回路５０の出力は、第７図のＢ
，ｃ，ｄに示すようになる。この時刻Ｔ４においては比
較回路５２の出力は第７図ｅに示すように「低」レベル
になつているので、パルス発生回路５０がパルスを発生
しても、論理積回路５３の出力は第７図ｆのように「低
」レベルの状態を保持することになり、積分回路５１の
出力は時刻Ｔ４ではりセツトされず、インバータ４には
許容されうる最大の電流１ｍａｘが流れることになる。
時刻Ｔ４においてはインバータ４の周波数がある程度高
く、それに従つて誘導電動機２４の誘起電圧もある程度
高くなつている。電流形インバータにおいては誘導電動
機２４の誘起電圧が転流コンデンサの充電電圧を高める
作用をし、その分転流能力が増大する。量的には次式で
示す転流コンデンサの充電電圧Ｅｃで評価することがで
きる。ここで、Ｉ：インバータ４に流れている電流Ｅｍ
：誘導電動機２４の誘起電圧の最大値 φ：誘導電動機２４の力率角にほぼ等 しい値 Ｅｍはインバータ周波数に比例した値であり、つまり、
インバータ周波数の高い領域では転流コンデンサの充電
電圧が高くなり、転流能力が増大し、インバータ４の周
波数が低い時刻Ｔ。

のように、インバータ４に流れる電流を制限する必要は
なくなる。このため、第６図では、インバータ周波数が
高い領域においては速度指令が急変しても、電流の最大
値を抑制しないようにしている。電流の最大値を抑制す
ること（ま、それだけ速度あるいは電圧制御の応答性を
悪くすることになる。したがつて第６図では転流能力が
確保されている周波数領域においては、電流の最大値を
抑制することに伴つて速度や電圧制御の応答性が悪くな
るのを防止することができる。第８図はさらに本発明の
他の実施例を示すもので、制御回路のみを示している。

電圧指令値と電圧帰還量との偏差値がある一定のレベル
以上になつた時、電流の最大値を制限するようにしたも
のである。これは速度指令の急変のみでなく、負荷の急
変に対しても有効である。図で５４は電圧指令値と電圧
帰還量の偏差を検出する偏差検出回路である。残りは第
６図と全く同じ構成部品を用いている。この図の動作を
第９図を用いて説明する。時刻Ｔ。で負荷の急変等によ
り、電圧指令値、すなわち関数発生器２７の出力と、電
圧帰還量、すなわち整流器３１の出力との偏差１が第９
図のように大きくなつたと仮定する。この偏差に比例し
た信号を偏差検出回路５４は出力するので、その出力信
号は第９図ｂのようになる。偏差検出回路５４の出力を
入力とする比較回路４９は偏差検出回路５４の出力がそ
の比較レベル以上となつているので、時刻Ｔ。で出力が
第９図ｃのように［低１レベルから「高」レベルに変化
する。この出力信号を受けて、パルス発生回路５０が第
９図ｄに示すパルスを発生する。この時点におけるイン
バータの周波数、すなわちランプ回路２６の出力が第９
図ａに示すように、あるレベル（比較回路５２の比較レ
ベル）以下であると仮定すると、比較回路５２の出力は
、第９図ｅに示すように、「高」レベルとなつている。
したがつて、比較回路５２の出力とパルス発生回路５０
の出力とを入力とする論理積回路５３は第９図ｆのよう
に時刻Ｔ。でパルスを出力する。この出力で積分回路５
１はりセツトされ、その出力は第９図ｇのようになり時
刻ｔ１で飽和値に達する。積分回路５１の出力がｇのよ
うになるので、インバータ４を流れる電流の最大値が抑
制され、第４図の説明同様、インバータ４が転流失敗す
ることなく正常に運転を継続できる。次にインバータの
周波数があるレベル以上、すなわちランプ回路２６の出
力があるレベル以上になつている時刻Ｔ２において、時
刻Ｔ。同様、負荷の急変等により電圧指令値と電圧帰還
量との偏差が大となつたと仮定する。この時もパルス発
生回路８は第９図ｄに示すようにパルスを発生する。し
かし、ランプ回路２６の出力が比較回路５２の比較レベ
ル以上になつているので、比較回路５２の出力は時刻Ｔ
２では第９図ｅのように「低」レベルになつている。こ
のため、論理積回路５３の出力は第９図ｆのようにパル
スを出力せず、積分回路５１はりセツトされない。した
がつてこの時インバータ４には許容最大電流１ｍａｘが
流れることになる。時刻Ｔ２においては、第６図でも説
明したように、誘導電動機２４の誘起電圧の効果でイン
バータ４の転流能力が最大値Ｍａｘに対して確保されて
いるので、インバータ４に流れる電流の最大値を抑制す
る必要はない。第１０図は第８図同様、本発明の他の実
施例を示すものである。

制御回路の構成のみを示しているが第６図の構成に、積
分回路５１の出力と電流帰還量、すなわち整流器３５の
出力とを加算する加算回路５５を追加している。第１０
図の動作を第１１図を用いて説明する。時刻Ｔ。で速度
指令、すなわち速度設定器２５の出力が急変したと仮定
すると、ランプ回路２６の出力は第１１図ａに示すよう
に時刻Ｔ。の時点から増加しはじめる。この出力を受け
て微分回路４８の出力は第１１図ｂとなる。この微分回
路４８の出力が比較回路４９の比較レベル以上になつて
いるとすると、比較回路４９の出力は第１１図ｃに示す
ように「高」レベルになる。比較回路４９の出力が「低
」レベルから「高」レベルに変化したのを受けて、パル
ス発生回路５０は第１１図ｄに示すパルスを発生する。
一方、この時刻Ｔ。においてはインバータ４の周波数、
すなわちランプ回路２６の出力は小さいと仮定すると、
比較回路５２の出力は第１１図ｅに示すように「高」レ
ベルになる。したがつて論理積回路５３は第１１図ｆに
示すパルスを出力し、これにより積分回路５１の出力が
ｇに示すようにりセツトされる。この積分回路５１の出
力と、インバータに流れる電流に比例した信号、すなわ
ち整流器３５の出力とを加算する加算回路５５の出力は
第１１図１に示すようになり、その結果、インバータ４
を流れる電流は第１１図ｈのように増加し、時刻ｔ１で
、許容される最大の電流Ｍａｘになる。なお、加算回路
５５の出力は最大電流Ｍａｘに相当する値で飽和するよ
うに構成しておく。積分回路５１は時刻Ｔ２で飽和値に
達する。時刻Ｔ。から時刻ｔ１までのインバータ４の転
流動作は第４図の説明と同様である。第１０図では、イ
ンバータ４に流れる電流と積分回路５１の出力との和で
インバータ４に流れる電流の最大値を抑制する構成にな
つている。電流形インバータにおいては転流能力はそれ
まで流れていた電流に支配されるので、第１０図のよう
にインバータ４に流れる電流に比例した信号を積分回路
５１の出力に加え、これにより電流の最大値を抑制する
ようにしても、インバータの転流能力上、問題はなく、
正常な運転が継続できる。第１１図に示すように、第１
０図の構成にした場合、電流の最大値が抑制されている
期間は第４図等に比べ短くなり、この分、速度、あるい
は電圧に対する応答性がよくなる。時刻Ｔ３において、
ランプ回路２６の出力が比較回路５２の比較レベル以上
になり、比較回路５２の出力は第１１図ｅに示すように
、「高」から「低」レベルに変化する。インバータ４の
周波数が比較回路５２の検出レベル以上の領域で、例え
ば時刻Ｔ４で速度指令が急変した場合、パルス発生回路
５０（１第１１図ｄに示すようにパルスを発生する。し
かしながら、この時には比較回路５２の出力は「低」レ
ベルになつているので、論理積回路５３は「低」レベル
の状態を保ち、積分回路５１はりセツトされない。この
結果、インバータ４を流れる電流の最大値は時刻Ｔ。の
時のようには抑制されず、許容される最大の電流１ｍａ
ｘがインバータ４に流れることになる。この時は、イン
バータ４の周波数は高くなつており、したがつて誘導電
動機２４の誘起電圧が大きく、この効果により転流能力
が確保されているので、問題なく正常な動作を継続させ
ることができる。これは第６図で説明したことと全く同
じである。第１０図でインバータ４に流れる電流に比例
した信号を積分回路５１の出力に加えるようにしたが、
電流に比例した信号ではなく、ある一定の信号を積分回
路５１に加えるようにしても同様な効果がある。以上、
述べてきたように、本発明によれば、負荷や速度指令の
急変時においても、インバータに流れる電流が瞬時に増
加するのを抑制することができるので、インバータが転
流失敗することなく正常に運転を継続できる効果がある
。実施例においては電流形インバータで誘導電動機を駆
動する場合について説明したが、同期電動機を駆動する
場合あるいはその他可変周波数の交流電流を要求する負
荷にも本発明は適用できる。

また電流の最大値が抑制されている期間、すなわち、積
分回路５１がりセツトされてからその飽和値に達するま
での期間はインバータ４の周期に比例するような構成と
したが、この期間をインバータ４の周期とは無関係にあ
らかじめ定められた一定の時間に固定しても効果は同じ
である。ただし、この場合、インバータ４の最低動作周
波数においても転流がスムーズに行われるように抑制期
間を選ぶ必要がある。さらに、積分回路５１がリセツト
されてからその飽和値に達するまで、説明においては直
線的に変化するように示したが、これを電流と転流能力
との関係式から求まる関数曲線状に変化させてもよいし
５、又この関数曲線に近似するように変化させてもよい
。また、説明においては、電流形インバータの出力電圧
を帰還量とした電圧制御の構成を示したが、負荷である
誘導電動機あるいは同期電動機等の交流電動機の速度を
検出し、これを帰還量とする速度制御の構成としたもの
にも本発明が適用できることはもちろんであるｏ

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例を示す電流形インバータとその制御回路
の構成図、第２図は第１図の動作を示す動作波形図、第
３図は他の従来例を示す電流形インバータの構成図、第
４図は本発明の実施例を示す電流形インバータとその制
御回路の構成図、第５図は第４図の動作を説明するため
の動作波形図、第６図は本発明の他の実施例を示す電流
形インバータとその制御回路の構成図、第ｒ図は第６図
の動作を説明するための動作波形図、第８図は本発明の
他の実施例を示す制御回路のみの構成図、第９図は第８
図の動作を説明するための動作波形図、第１０図は更に
本発明の他の実施例を示す制御回路のみの構成図、第１
１図は第１０図の動作を説明するための動作波形図であ
る。 ４８・・・・・・微分回路、４９・・・・・・比較回路
、５０・・・・・・パルス発生回路、５１・・・・・・
積分回路、５２・・・・・・比較回路、５３・・・・・
・論理積回路、５４・・・・・・偏差検出回路、５５・
・・・・・加算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源、直流電流を平滑するために直流回路に挿
   入されたリアクトル、および直流電力を任意の周波数の
   交流電力に変換する電力変換装置から成る電流形インバ
   ータにおいて、出力周波数の増減指令の時間に対する増
   減率、または前記電流形インバータの負荷である交流電
   動機の加減速指令の時間に対する加減速率が、ある一定
   の値以上になつた場合に、前記電流形インバータの電流
   制限値を調整し、該電流形インバータに流れる電流が急
   激に増加するのを抑制し、ある一定時間、あるいは該電
   流形インバータの動作周期に比例した時間にわたつて該
   電流形インバータの電流を徐々に増加させるようにした
   ことを特徴とする前記電流形インバータの制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、出力周波数の増減
   指令の時間に対する増減率、または前記電流形インバー
   タの負荷である交流電動機の加減速指令の時間に対する
   が減速率が、ある一定の値以上になつた場合に、前記電
   波形インバータの電流制限値を調整し、該電流形インバ
   ータに流れる電流の最大値をある一定の時間、あるいは
   該電流形インバータの動作周期に比例した時間にわたつ
   て徐々に増加させるようにしたことを特徴とする電流形
   インバータの制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記電流形インバ
   ータの出力電圧を制御する電圧制御回路または該電流形
   インバータの負荷である交流電動機の速度を制御する速
   度制御回路、該電圧制御回路または該速度制御回路の出
   力により該電流形インバータに流れる電流を制御する電
   流制御回路を備え、該電圧制御回路または速度制御回路
   に対する指令が急変したことを検出し、その検出信号に
   より、該電圧制御回路または速度制御回路の出力の最大
   値をある一定の時間、あるいは該電流形インバータの動
   作周期に比例した時間にわたつて徐々に増加させるよう
   にしたことを特徴とする電流形インバータの制御装置。 ４ 特許請求の範囲第１項において、前記電流形インバ
   ータの出力電圧を制御する電圧制御回路、または該電流
   形インバータの負荷である交流電動機の速度を制御する
   速度制御回路と、該電圧制御回路または速度制御回路の
   出力により該電流形インバータに流れる電流を制御する
   電流制御回路とを備え、該電圧制御回路の電圧指令と該
   電流形インバータの出力電圧との偏差、または該速度制
   御回路の速度指令と前記交流電動機の速度との偏差があ
   る一定の値以上になつたのを検出し、その検出信号によ
   り、該電圧制御回路、または速度制御回路の出力の最大
   値をある一定の時間、あるいは該電流形インバータの動
   作周期に比例した時間にわたつて徐々に増加させるよう
   にしたことを特徴とする電流形インバータの制御装置。