JPS59149784A - 直流電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は他励電力変換器を主回路電源とする直流電動機
の制御方法にかかシ、特に電動機のトルク制御を界磁電
流制御で行ない、主回路変換器で受電端の無効電力制御
を行なう制御方法に関するものである。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

第１図に従来の直流電動機の制御方法を示す。

第１図において、直流電動機ＤＣＭは８相交流゛峨源母
線ＢＵ８から゛題源トランスＴＲ，他励電力変換器８８
１、直流リアクトルＬ。を介して駆動される。

Ｌ、は界磁巻線、ＴＧは速度発電機、ＧＭ（８）は速度
制御増巾器、Ｇｏ（８）は電流制御増巾器、ＰＨ−１は
１９８１の位相制御回路である。

またＳｖＣは無効゛磁力補償装置である。　。

第１図において、直流電動機ＤＣＭを速度制御するとき
は、界磁巻線り、に一定の界磁′磁流■！を流しておく
。

速度発電機ＴＧで検出した電動機の回転速度Ｎは比較器
Ｃ８で指令速度Ｎ＊と比較され、その偏差が速度制御増
巾器ＧＮ（Ｓ）で増巾されて電流指令値Ｉ♂を発生する
。

電流検出器ＣＴｏで検出した電機子電流■０は上記指令
電流Ｉ：と比較器Ｃ２で比較され、その偏差が電流制御
増巾器Ｇ。（８）で増巾され、その出力（二よって位相
制御回路ＰＨ−１が制御され、これによって電機子電流
■。は指令電流Ｉ：に一致するよう制御される。

速度指令値Ｎ＊が実速度Ｎよシ大きい場合は、比較器Ｃ
Ｉの出力ｇ、＝Ｎ”−Ｎは正の値となシ、前記電流指令
値Ｉ：を増加させる。

実電流Ｘ。は当該指令値工♂に等しく制御されるので、
昭の増加に伴なって直流電動機ＤＣＭの″電機子電流Ｉ
。も増加する。

故に直流電動機ＤＣＭの発生トルクＴ、が増大し、電動
機ＤＣＭを加速する。

従って実速度Ｎはその指令値ずに近づき最終的Ｎ＊！４
Ｎとなって落ち着く。

速度指令値ｒが実速度Ｎより小さくなった場合は、直流
電動機ＤＣＭに回生ブレーキをかけて減速する。

すなわち界磁電流Ｉ、を逆方向に流し、直流′磁動機Ｄ
ＣＭの速度起電力を逆方向に発生させる。

電動機ＤＣＭの電機子竜流工。を１ε、１＝ｌｆ１１１
＊−Ｎｌに比例して増大させればブレーキトルクもそれ
に応じて増加し、゛電動機ＤＣＭを減速して最終的にＮ
”ｑ　Ｎとなるように制御される。

このとき回生電力は′重力変換器Ｓ８１を介して電源に
もどされる。

以上のような直流電動機の駆動制御方式は、電機子電流
■。の値を変えることによシ、磁動機の発生トルクを調
整することができ、回転速度の制御も簡単に行なえるこ
とが特長としてあげらる。

また、電力変換器８８１は電源電圧を利用する自然転流
方式であるため、その構成が簡単で信頼性が高いシステ
ムとなっている。

しかしながら、上記直流電動機の回転速度制御に伴なっ
て、前記゛電力変換器８８１の受電端の無効電力が大幅
に変動し、電源系統の設備容量を増大させるだけでなく
、上記無効電力変動は、゛電源系統・電圧の変動をもた
らし、他の電気機器に種々の悪影響を及はすという欠点
がある。

第２図は　第１図の装置の電力変換器ＳＳｌの受電端の
電圧電流ベクトル図（１相分）を示すもので、Ｖｓは電
源”電圧、Ｉ８ｇは電力変換器の入力電流、ＩＰはＩ８
Ｂの有効分、ＩＱはＩ１８の無効分、αは点弧制御角で
ある。

まず、電動機の始動時は速度起電力は零なので８８１の
出力電圧もほとんど零、すなわち点弧制御角αは９０°
附近で、ｌ１１ｇのベクトルはｉとなる。

このとき無効電流分は最大値■ｏ、’ｒＭｒｔ＊）とな
っている。

゛磁動機の速度が上昇するに従って、点弧制御角αは９
０＠から０＠方向にむかう。すなわちＩ８１のベクトル
は、ｏａからｏｂのようになる。

回転速度Ｎがその指令値Ｎに近づくと、電機子電流の指
令値■♂が小さくなシその結果、入力電ｆｉ　ＩＯ２の
ベクトルは、錦のようになる。

さらに、今度はＮ＊〈Ｎに設定すると、回生ブレーキが
かかり、■５ｌｌｌのベクトルは、ｏｄとなる。最終的
に、ＮＬｑＮを満足するような点で落ち着く。

このように、電力変換器ｓｓ１の入力′電流１１１１１
は直流電動機の速度制御に伴なってその大きさや位相は
大幅に変化し、当然、Ｉ’ｌｌの無効分も”ｒｉｍ★５
４１■、→−′と変動する。

第１図の装置のＳＶＣは、上記無効゛電力の変動を補償
し、受電端の基本波力率を常に１に保持しようとする無
効゛電力補償装置である。

ＳｖＣの代表的なものとして、進相コンデンサと位相制
御リアクトルを組合せたもの、あるいは強制転流コンバ
ータを用いたもの等があるが、いずれにしても電力変換
器ｓｓ１と同等の容量のものが必要となり、高価なシス
テムと々る欠点がある。

〔発明の目的〕

本発明は無効醒力補償装置を別に設けることなく、電動
機短路用電力変換器の位相制御によって受電端の無効電
力の電動を小さくすると共に、電動、隈のトルクは界磁
゛磁流の調整によって制御できるようにした直流電動機
の制御方法を提供するととを目的としている。

〔発明の概要〕

本発明は、交流電源から直流電動様に電機子電流を供給
する電力変換器の出力電流を調整して受電端の無効電力
を所定値に制御すると共に、直流゛電動機の界磁電流を
調整して直流電動機の発生トルクを制御する直流電動機
の制御方法であり、受電端に進相コンデンサを接続して
その進み無効電力を打消すように制御することによって
受電端の無効電力を零に制御することが可能である。

また進相コンデンサの容量を直流電動機の同速度に応じ
て切換えることによって、電力変換器の利用度を高める
ことが可能である。

さらに直流゛電動機にバイパス回路を設け、電動機の所
要トルクが小さい場合に電動機電機子電流を低減させる
ととを考慮している。

〔発明の実施例〕

本発明の一実施例を第８図に示す。

第８図（＝おいて、ＢＵＳは８相交流電源母線、ＣＡＰ
は進相コンデンサ、ＴＲは電源トランス、８８１は８相
ブリツジ結紳された他励電力変換器（サイリスタコンバ
ータ）、Ｌ、は直流リアクトル、ＤＣＭは直流ゼ動機本
体、Ｌ／は界磁巻線、５ｆ９２゜８８８は界磁用正逆コ
ンバータ、”ＯＬ＋ＩＪＯ１は直流リアクトルである。

また、受電端の無効電力制御回路及び′電機子′磁流制
御回路として、電源電圧検出用変成器ＰＴ。

電源電流検出用変流器ＣＴＢ、無効゛屯力演算回路ｖＡ
Ｒ，無効電力設定器ＶＲＱ、比較器ｃ６．ｃｏ１無効電
力制御増巾器Ｇ、（Ｓ）、電流割御増巾器Ｇ。（Ｓ）、
直流磁流検出器ＣＴ０および位相制御回路Ｐ）ｌ−１が
用意されている。

さらに、電動機の回転速度制御回路および界磁電流制御
回路として、速度発電機ＴＧ、速度設定器ＶＲＮ、比較
器ｃＮ、ｃ、、直流電流検出器ｃ’ｒ。

速度制御増巾器ＧＮ（８）、界磁制御増巾器Ｇ／（Ｓ）
、反転増幅器ＯＡ及び位相制御回路ＰＨ−２，ＰＨ−８
が用意されている。

まず電機子電流■。を一定と仮定して、直流電動機ＤＣ
Ｍの速度制御の動作を説明する。

速度発電機ＴＧによって電動機の回転速度Ｎを検出し、
速度設定器ＶＲＮからの指令値Ｎと比較する。

比較器ｃＮは偏差ｅＮ＝Ｎ＊−Ｎを出力し、速度制御増
巾器ＧＮＩ）によって、比例増幅あるいは積分増幅され
、その出力Ｉ／は界磁電流の指令値となる。

界磁゛磁流Ｉ／は直流電流検出器Ｃ’ｆ’／によって検
出され、比較器Ｃｆによって、上記指令値Ｉ！１と比較
される。

その偏差ｅｆ　＝　Ｉｆ”−Ｉｆは界磁制御増巾器Ｇ／
（８）によって比例増幅゛あるいは積分増幅され、その
出力が位相制御回路ＰＨ−２，ＰＨ−８に入力される。

ただし、ＰＨ−９の入力信号は、一旦反転増幅器０人を
介して入力される。

上記位相制御回路ＰＨ−２及びＰＨ−８はそれぞれ正群
コンバータ５８−２及び負群コンバータ８ｓ−８の点弧
位相を制御するもので、上記入力信号に比例した出力゛
電圧が各コンバータから発生される。

ＰＨ−８の入力信号はＰＨ−２の入力信号の反転値をと
っているので、５ｓ−２の点弧位相角α、に対して、５
Ｓ−ａの点弧位相角α、は、αｇ＝１８０°−α。

となって、両コンバータの出力電圧は、直流リアクトル
Ｌ０１　ｅ　ＬＯ！の中間タップ間でちょうどつり合っ
て界磁巻線；二印加される。

速度指令値Ｎ＊が実速度Ｎより大きいときは偏差εＮ　
＝　Ｎ”　−Ｎは正の値となり、界磁電流の指令値Ｉ／
を増加させる。

故に、Ｉ７　＞　Ｉｆとなり、偏差＃１＝ＩラーＩ／が
正の値となって、Ｇ／（Ｓ）によシ増幅され、コンバー
タ８Ｂ２，８８８の出力゛電圧Ｖ／を矢印の方向に増加
させる。

従って、ＩｆＬ＝、Ｉｆとなるように制御され゛電機子
電流Ｉｏを一定と仮定しているので界磁電流Ｉ／を増加
した分だけ電動機の発生トルクＴ、も増加して加速する
。最終的にｆ”、Ｎとなって落ち着く。

逆に、Ｎ＊〈Ｎとなった場合は、す〈０となって界磁電
流Ｉ　、　！”ｉ　Ｉ　、を減少させ、発生トルクＴ、
を減らして電動機を減速する。やはシ、ＮＵＮとなって
落ち着く。

またＮ＜Ｎとなった場合には、界磁電流ＴｆζＩ、は負
の値にまで減少させられ、電動機の発生トルクＴ、も負
の値となυ、回生ブレーキがかけられ急激に減速する。

速度指令値Ｎを負の値に設定したときも同様に制御され
、最終的にＮ’＝ｉＮとなって落ち着く。

このようにして、直流電動機の発生トルクの制御すなわ
ち回転速度の制御が行なわれる。

次に、受電端の無効電力制御の動作を説明する。

他励電力変換器８８１の出力電流すなわち直流電動機Ｄ
ＣＭの電機子電流■。はその指令値工。に一致するよう
に制御されることは第１図の装置で説明したので省略す
る。

以下、■ｏ−Ｉ０に制御されるとして説明する。

まず、変成器ＰＴによって、３相交流電源の相電圧（３
相分）を検出する。また変流器ＣＴｓによって、８相の
相電流を検出する。

無効電力演算回路ＶＡＲは、上記相電圧検出値を９０°
だけ位相をずらし、上記相電流検出値と各相毎に乗算し
、８相分加え合せて瞬時無効重力Ｑ（遅れを正の値によ
る）を求める。

無効゛市内設定器ＶＲＱからの信号Ｑ＊は通常零に設定
され、比較器ｃＱによって、上記検出値Ｑと比較される
。

その偏差εｑ＝−Ｑ−Ｑは無効電力制御増巾器ＧＱ（８
）によシ積分増幅され、前記電機子電流ＩＱの指令値Ｉ
ｏとなる、 ゛屯力変換器８８１の入力電流■８８．が零のとき、電
源装置■８は、進相コンデンサＣＡＰの進み電流Ｌａｐ
　だけとなり、遅れ無効電力検出値Ｑは負の値と々る。

故にＱ＝０とすれば、偏差εＱ＝Ｑ−Ｑは正の値となっ
て、電機子電流の指令値ｒ％を増加させる。

実電流ＺＯは上記指令値Ｔｏに等しくなるように制御さ
れ、電力変換器８８１がとる遅れ無効電力を増加する。

最終的にｌ８１１の遅れ無効分と進み電流工。、ｐが等
しくなるまで、電機子電流ＩＯが増加し、受電端の無効
電力ＱはＱ＝Ｑ＝Ｏとなって落ち着く。

Ｑ＞Ｑ＝０となった場合も同様に制御され、電機子電流
ＩＯが減少して、やは！ＤＱ＝Ｑ＝０となって落ち着く
。

以上は受電端の無効電力制御と直流電動機の回転速度制
御（発生トルク制御）を別々に説明したが、実際には両
制御系が互いに干渉し合って最終的にＱ−Ｑ”　Ｔ　Ｎ
−１となるように制御される。

次にその動作を説明する。

第４図は第８図の装置の受電端の電圧電流ベクトル図で
ある。

第４図においてＩ８Ｂは電力変換器８８１の入力′電流
、ＩＰはＩｓＢの有効分、ＩＱはＩｓＢの無効分、１、
、、は進相コンデンサの電流、ｖｓは電源電圧である。

゛電動機の始動時、速度起電力はないので入力電流１８
Ｂのベクトルは０烏となっている。これはほとんど遅れ
無効分■。で、有効分工、はわずかである。Ｑ　＝　Ｑ
”＝　Ｏに制御されるため、Ｉ、、、　＝　Ｉ、となっ
ている。

速度指令値Ｎ本を増加させると！〉Ｎとなシ、界磁゛電
流Ｉ、を正方向に増大させ、それによって発生トルクが
増加し、回転速度も上昇してくる。

故に電動機の速度起電力も増大し、その分だけ電力変換
器８８１の出力電圧Ｖｏも増加しなければならなくなる
。すなわち、点弧位相角αは９０°から０°の方向に匍
ｊ御される。

このとき入力電流Ｉ８８の無効分ＩＱ＝１．ｓ・ｓｉｎ
αは進相コンデンサ電流■、ａ、に常に等しくなるよう
に制御されるので、ｌ１１８ベクトルは、ｉから九の方
向へ変化する。

言いかえると、入力電流Ｉ［１１１の大きさ、すなわち
電機子電流Ｉ。＝　ｋ’　Ｉ、、は、点弧位相角αの値
に応じて、 となるように制御される。

直流′電動機ＤＣＭの発生トルクＴ、は、よく知られて
いるように電機子電流工。の値と界磁電流■。

の値との積に比例するので、上記Ｉ。の増加分だけさら
１′−発生トルクＴ、は増加し、′電動機を加速する。

回転速度Ｎが指令値Ｎに近づくと、界磁゛電流Ｉ７が減
少し、トルクＴ、を減少させる。

それとともに速度起電力も減少して電力変換器８８１の
出力電圧を下げるように点弧位相角αはふたたび９０°
方向にむかう。

故にＩ。、　＝　Ｉｑを満足するように電機子電流ＩＯ
も減少して、最終的にＮ！−ｆ♂、Ｑ　＝　Ｑ”＝　０
となるような入力電流Ｉ８Ｂのベクトルとなる（ベクト
ルｏｃ　）。

Ｎ＜Ｎとして、回生ブレーキをかけたときは、界磁電流
Ｉ／を負の値に制御するため、速度起電力も負の値とな
る。故に電力変換器８８１の出力電圧Ｖｏも負の値とし
なければならず、点弧位相角αは９０°〜１８０゛の範
囲内で制御される。

との場合でも、受゛峨端の無効電力ＱはＱ＝０に制御さ
れるため、％＝Ｉ。、ｐを満足するように入力電流Ｉ８
ｇのベクトルはＯａからＯｄの範囲内で制御される。

以上のように受電端の無効電力制御系と直流電動機の速
度制御系は相互に干渉し合いながら、最終的にＱζデ、
Ｎζがとなって落ち漸く。

第５図は、第８図の装置の速度制御系を改善したもので
、速度制御増巾器Ｇ　Ｎ　（Ｓ）と比較器ＣＩの間に割
算器ＤＩＶを挿入している。

すなわち速度偏差εＮ＝＝ｒ−ＮをＧ　Ｎ　（８）を介
して比例増幅あるいは積分増幅するととにより電動機の
発生トルク指令値Ｔ：を求め、割算器ＤＩＶによって、
ｉ７　＝＝　Ｔ：／　Ｌ　Ｉｒを演算し、界磁電流の指
令値としている。

従って、電機子電流工０が増加する分だけ界磁電流１／
を減少させるため、電動機の発生トルクＴ。

は電機子電流Ｉｏの大きさに影響されないようになる。

すなわち、受電端の無効電力制御系から速度制御系に与
える影響を軽減させることができる。

第６図は本発明のさらに他の実施例を示すものである。

第６図において、Ｔｈ、はバイパス用サイリスタ、Ｔｈ
、は環流サイリスタ、Ｄはダイオード、ＢＰＣはバイパ
ス制御回路、人Ｓはアナログスイッチ、ＶＲＦは界磁電
流設定器である。他の記号は、第８図に示した記号に準
する。

この実施例では、直流電動機の停止時あるいは定常運転
でトルク指令がごくわずかになった場合１ニバイパスサ
イリスタＴｈ１をオンし、電力変換器８８１からの出力
電流！。が直流電動機ＤＣＭを流れないようにしている
。

バイパス制御回路ＲＰＣは、速度指令値Ｎ＊、速度検出
値Ｎおよび直流電流指令値ＩＯを入力し、サイリスタＴ
ｈ、のオン信号Ｇ８、サイリスタＴｈ、のオン信号Ｇ８
、位相制御回路ＰＨ−１のゲートシフト信号Ｇ８’及び
アナ四グスイッチ人Ｓの切換え信号ＧＡを出力する。

まず直流電動機ＤＣＭが停止している時、直流電流指令
値■♂＞　Ｏ％速度指令値虻＝０１速度偏差εＮ　＝　
Ｎ”　−Ｎ　＝　Ｏとなっている。

このとき、サイリスタＴｈ、にオン信号Ｇ、を与え、゛
電力変換器ｓｓｉの受電端の無効電力なＱ＝Ｑ＊＝０と
なるように、直流゛電流ＩＯを制御する。

当然、直流″電動機ＤＣＭには電流は供給されない。

電動機ＤＣＭを始動または加速する場合はサイリスタＴ
ｈ１をターンオフさせる必要がある。

このため速度偏差の絶対値１ξＮ１〜０となったことを
検知して、サイリスタＴｈ、のオン信号Ｇ、をしゃ断し
、サイリスタＴｈ、にオン信号Ｇ、を与え、さらに直流
電流ＩＯが一旦零になるように位相制御回路ＰＨ−１に
ゲートシフト信号Ｇ８を与える。

゛磁力変換器８８１は回生モードとなシ、■。＝０と外
ってサイリスタＴｈ、はターンオフする。

一定時間後にゲートシフト信号をしゃ断すればふたたび
直流電流■ｏはその指令値■。に一致するように流れる
。サイリスタＴｈ、はその時点で自然にターンオフする
。■ｏは直流″岨動＠ＤＣＭを通って流れるようになる
。

定常運転で軽負荷の場合、直流電動機ＤＣＭの発生トル
クＴ、がほとんどいらなくなる場合がある。

このような場合もサイリスタＴｈ、をオンして無駄な電
流が電動機ＤＣＭを通らないようにすることができる。

電動機の速度起電力が十分大きい場合は、電動機を一旦
回生モードにして、上記速度起電力を利用してサイリス
タＴｈ、をターンオフさせ、通常の運転にもどすことが
できる。

バイパス制御回路ＲＰＣの出力信号ＧＡはアナログスイ
ッチＡ８を切換える信号で、バイパスモードから通常の
運転モードに移るとき、アナログスイッチ人８をａ側か
ら一端す側に切夛換え、一定時間後にまたａ側にもどす
。

ｂ側につながれたＶＲＦは界磁電流設定器で、負の界磁
電流指令値Ｉｆ！Ｌを与えている。

故に上記一定時間の間、ＤＣＭの速度起電力が負の値と
なってサイリスタＴｈ、をターンオフし、直流電流ＩＯ
はＤＣＭを流れるようになる。

図中、ダイオードＤは、サイリスタＴｈ、をオンしたと
きＤＣＭの速度起電力が短絡されるのを防ぐためのもの
である。

上記バイパス制御回路ＲＰＣは論理回路によって構成す
ることが可能であるが、マイクロコンピュータを使って
構成し、上記の手順をソフトウェアによって達成するこ
とができる。

第７図は第８図の装置の受電端に接続された進相コンデ
ンサＣＡＰを８段に切り換えられるようにした場合の受
電端の電圧電流ベクトル図である。

まず、始動時は■ｓａｐ　ｌとして最大の進み゛４流を
流す。故に電力変換器８８１の入力゛電流Ｉ０のベクト
ルは、Ｏａｌとなっている。

電動機の速度が上昇してくるとベクトルの先端は、ａ、
からｂｌにむかう。

Ｉ８ｓベクトルがｏｂｌになった時点で進みｉｔ［をＬ
ａｐ　ｔに減らす。

すると、ベクトルは０８ｇに移シ、さらに速度の上昇と
ともに、ベクトルの先端はａ、からす、にむかう。

同様にｏＪになったととろで進み電流をＩｓａ□に減ら
す。

このようにすることによって、ｒａｓのベクトルの大き
さは、最初のＯａｌベクトルの大きさから±Δ工だけ変
化するだけですむようになシ、電力変換器ｓｓｉ及び直
流電動機ＤＣＭの電流容量をあまり増加させないで、受
電端の無効電力を制御し、直流電動機の発生トルクを制
御するととができる。

なお上記説明における直流電動機には、いわゆる無整流
子形の直流電動機も含まれているものとする。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、電力変換器を介
して直流電動機を駆動する直流電動機の制御装置におい
て、電力変換器の位相制御と電動機の界磁電流制御を並
用することによって、特別表無効電力制御装置を用いる
とと外く受電端の無効電力と電動機の発生トルクとを同
時に制御することができる。

従って受電端に進相コンデンサを接続するだけで入力力
率を１に制御することができ、さらに進相コンデンサを
電動機の回転速度に応じて切換えることによって電力変
換器の電流容量の増大を防ぐことができる。

また直流電動機に並列にバイパスサイリスタを設けるこ
とによって、電動機の停止時または軽負荷時に無駄な電
流を電動機に流さ々いようにすることができる。

【図面の簡単な説明】

！Ｊ１図は従来の直流電動機の制御方法の一例を示す系
統図、第２図は第１図における受電端の電圧電流ベクト
ル図、第８図は本発明の一実施例を示す系統図、第４図
は第８図における受電端の電圧電流ベクトル図、第５図
は本発明の他の実施例を示す部分的な系統図、第６図は
本発明のさらに他の実施例を示す系統図、第７図は進相
コンデンサを多段に切換えた場合の受電端の電圧電流ベ
クトル図である。 ＢＵ８・・・８相交流電源母線 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ ＴＲ・・・電源トランス ８８１・・・電力変換器 ＬＯ・・・直流リアクトル ＤＣＭ・・・直流電動機 Ｌ７・・・界磁巻線 ＳＳ２，８８８・・・界磁用コンバータＴＱ・・・速度
発電機 ＶＡＩＩ、・・・無効電力演算回路 Ｇ　Ｑ　（Ｓ）・・・無効゛電力制御増巾器Ｇ　ｏ　（
８）・・・電流制御増巾器 ＧＮＧ９）・・・速度制御増巾器 Ｇｓ（Ｓ）・・・界磁制御増巾器 ＰＨ−１，ＰＨ−２，ＰＨ−８・・・位相制御回路ＶＲ
Ｑ・・・無効電力設定器 ＶＲＱ・・・回転速度設定器 ＶＲＦ・・・界磁電流設定器 ＲＰＣ・・・バイパス制御回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　　交流電源から直流電動機に電機子電流を供給
   する電力変換器の出力電流を調整して受電端の無効電力
   を所定値に制御すると共に、電動機の界磁磁流を調整し
   て電動機の発生トルクを制御することを特徴とする直流
   電動機の制御方法っ（２）°上記直流磁動機にバイパス
   回路を並列接続し、直流電動機の発生トルクに対する指
   令値が小さいとき上記゛電力変換器の出力電流を上記バ
   イパス回路にバイパスさせるようにした特許請求の範囲
   第１項記載の直流電動機の制御方法。 （３）上記電力変換器の受電端に進相コンデンサを接続
   し、電力変換器の遅れ無効磁力と進相コンデンサの進み
   無効電力とが打消し合うように、電力変換器の出力屯力
   を調整するようにした特許請求の範囲第１項記載の直流
   −動機の制御方法。 （４）上記進相コンデンサの容量を直流磁動機の回転速
   度に応じて切換るようにした特許請求の範囲第８項記載
   の直流′磁動機の制御方法。